CN111585646A - 偏振态相对时延的估计装置以及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明实施例提供一种偏振态相对时延的估计装置以及方法。所述方法包括：获取接收端的自适应均衡器的多个系数；其中，所述自适应均衡器的所述系数中至少包含如下分量：发射端的偏振态相对时延和接收端的偏振态相对时延；以及根据所述自适应均衡器的多个系数，计算所述发射端的偏振态相对时延以及所述接收端的偏振态相对时延。由此，不需要借助昂贵的测量仪器就能够准确有效地估计出偏振态相对时延，不仅成本较低，而且既适用于生产阶段的校准，也适用于实际的光传输系统中收发机的实时监测。

Description

偏振态相对时延的估计装置以及方法
技术领域
本发明实施例涉及通信技术，尤其涉及一种偏振态相对时延的估计装置以及方法。
背景技术
在基于双偏振态调制的相干光通信系统中，发射端和接收端各有四个通道，分别对应各自两个偏振态的同相和正交通路。由于每个通道上的器件性能有差异，每个通道对信号产生的时延不一样，从而导致了偏振态内的同相和正交通路间的相对时延(以下称为同相正交时延，以IQ skew表示)以及偏振态间的相对时延(以下称为偏振态相对时延，以polarization skew表示)。
一般而言，偏振态相对时延的存在会对系统性能造成影响。例如，在采用偏振交织(polarization interleave)编码的系统中，收发机的偏振态相对时延会影响接收端解交织(de-interleave)后的信号性能。
对于高波特率高阶调制格式信号的自适应均衡器，通常采用间插正交相移键控(QPSK，Quadrature Phase Shift Keying)导频(QPSK-pilot)信号来更新恒模算法(CMA)的系数，发射机中的偏振态相对时延可能会造成两个偏振态上QPSK-pilot符号的不对应(misalign)，从而影响均衡器系数的计算。偏振态相对时延可以通过数字信号处理(DSP，Digital Signal Processing)算法进行补偿，但是较大偏振态相对时延的补偿会增加DSP实现的复杂度。
应该注意，上面对技术背景的介绍只是为了方便对本发明的技术方案进行清楚、完整的说明，并方便本领域技术人员的理解而阐述的。不能仅仅因为这些方案在本发明的背景技术部分进行了阐述而认为上述技术方案为本领域技术人员所公知。
下面列出了对于理解本发明和常规技术有益的文献，通过引用将它们并入本文中，如同在本文中完全阐明了一样。
非专利文献[1]M.Paskov et al.,“Blind Equalization of Receiver In-Phase/Quadrature Skew…”,Photon.Technol.Lett.,Vol.25,no.24,p.2446(2013).
非专利文献[2]R.R.Muller et al.,“Blind Receiver Skew Compensation andEstimation…”,J.Lightwave Technol.,Vol.33,no.7,p.1315(2015).
非专利文献[3]S Savory,“Digital filters for coherent opticalreceivers”,Optics Express,Vol.16,No.2,pp 804(2008).
发明内容
针对上述技术问题，本发明实施例提供一种偏振态相对时延的估计装置以及方法。期望能够在成本较低的情况下，准确有效地估计出偏振态相对时延。
根据本发明实施例的第一个方面，提供一种偏振态相对时延的估计装置，所述装置包括：
系数获取单元，其获取接收端的自适应均衡器的多个系数；其中，所述自适应均衡器的所述系数中至少包含如下分量：发射端的偏振态相对时延以及接收端的偏振态相对时延；以及
时延计算单元，其根据所述自适应均衡器的多个系数，计算所述发射端的偏振态相对时延以及所述接收端的偏振态相对时延。
根据本发明实施例的第二个方面，提供一种偏振态相对时延的估计方法，所述方法包括：
获取接收端的自适应均衡器的多个系数；其中，所述自适应均衡器的所述系数中至少包含如下分量：发射端的偏振态相对时延以及接收端的偏振态相对时延；以及
根据所述自适应均衡器的多个系数，计算所述发射端的偏振态相对时延以及所述接收端的偏振态相对时延。
本发明实施例的有益效果之一在于：通过自适应均衡器的系数来估计发射端的偏振态相对时延和接收端的偏振态相对时延，不需要借助昂贵的测量仪器就能够准确有效地估计出偏振态相对时延，不仅成本较低，而且既适用于生产阶段的校准，也适用于实际的光传输系统中收发机的实时监测。
参照后文的说明和附图，详细公开了本发明实施例的特定实施方式，指明了本发明实施例的原理可以被采用的方式。应该理解，本发明的实施方式在范围上并不因而受到限制。在所附权利要求的精神和条款的范围内，本发明的实施方式包括许多改变、修改和等同。
针对一种实施方式描述和/或示出的特征可以以相同或类似的方式在一个或更多个其它实施方式中使用，与其它实施方式中的特征相组合，或替代其它实施方式中的特征。
应该强调，术语“包括/包含”在本文使用时指特征、整件、步骤或组件的存在，但并不排除一个或更多个其它特征、整件、步骤或组件的存在或附加。
附图说明
所包括的附图用来提供对本发明实施例的进一步的理解，其构成了说明书的一部分，用于例示本发明的实施方式，并与文字描述一起来阐释本发明的原理。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。在附图中：
图1是本发明实施例的双偏振光发射机的一示意图；
图2是本发明实施例的双偏振光相干接收机的一示意图；
图3是本发明实施例1的偏振态相对时延的估计方法的一示意图；
图4是本发明实施例1的4×4结构的自适应均衡器的一示意图；
图5是本发明实施例1的4×2结构的自适应均衡器的一示意图；
图6是本发明实施例1的2×2结构的自适应均衡器的一示意图；
图7是本发明实施例2的偏振态相对时延的估计装置的一示意图；
图8是本发明实施例3的接收机的一示意图；
图9为本发明实施例3的偏振态相对时延的估计装置的一示意图。
具体实施方式
参照附图，通过下面的说明书，本发明实施例的前述以及其它特征将变得明显。在说明书和附图中，具体公开了本发明的特定实施方式，其表明了其中可以采用本发明实施例的原则的部分实施方式，应了解的是，本发明不限于所描述的实施方式，相反，本发明实施例包括落入所附权利要求的范围内的全部修改、变型以及等同物。
在本发明实施例中，术语“第一”、“第二”等用于对不同元素从称谓上进行区分，但并不表示这些元素的空间排列或时间顺序等，这些元素不应被这些术语所限制。术语“和/或”包括相关联列出的术语的一种或多个中的任何一个和所有组合。术语“包含”、“包括”、“具有”等是指所陈述的特征、元素、元件或组件的存在，但并不排除存在或添加一个或多个其他特征、元素、元件或组件。
在本发明实施例中，单数形式“一”、“该”等包括复数形式，应广义地理解为“一种”或“一类”而并不是限定为“一个”的含义；此外术语“所述”应理解为既包括单数形式也包括复数形式，除非上下文另外明确指出。此外术语“根据”应理解为“至少部分根据……”，术语“基于”应理解为“至少部分基于……”，除非上下文另外明确指出。
图1是本发明实施例的双偏振光发射机的一示意图，如图1所示，发射端具有四个通道，分别对应两个偏振态HV的同相(I)和正交(Q)通路，以HI、HQ、VI和VQ表示。如图1所示，发射端还具有数模转换器(DAC，Digital-to-Analog Convertor)，驱动器(Driver)，激光二极管(LD，Laser Diode)，马赫曾德调制器(MZM，Mach-Zehnder modulator)，相位调制器(PM，Phase Modulator)等。
图2是本发明实施例的双偏振光相干接收机的一示意图，如图2所示，接收端也具有四个通道，分别对应两个偏振态xy的同相(i)和正交(q)通路，以xi，xq，yi，yq表示。如图2所示，接收端还具有模数转换器(ADC，Analog-to-Digital Convertor)，混频器(Hybrid)，本地振荡器(LO，Local Oscillator)，相位解调器(PD，Phase De-modulator)等。
如图1和2所示，发射端的H偏振态的同相和正交通路上的时延为τhi、τhq，V偏振态上的同相和正交通路上的时延为τvi、τvq；同样在接收端的x和y偏振态上的四个通道时延为τxi、τxq、τyi、τyq。那么发射端的偏振态相对时延τxy,T以及接收端的偏振态相对时延τxy,R可以定义如下：
Figure BDA0001971993510000041
Figure BDA0001971993510000042
图1和2所示的光发射机和接收机组成背靠背系统，例如这是一个包含4路输入和4路输出的MIMO(multiple-input-multiple output)系统。该系统的损伤可以在接收端用一个例如4×4结构的自适应均衡器进行补偿。
发明人发现，接收端的自适应均衡器中的所述系数中至少包含如下分量：发射端的偏振态相对时延和接收端的偏振态相对时延；由此可以通过自适应均衡器的多个系数来计算发射端的偏振态相对时延τxy,T以及接收端的偏振态相对时延τxy,R。以下对于本发明实施例进行详细说明。
实施例1
本发明实施例提供一种偏振态相对时延的估计方法。图3是本发明实施例的偏振态相对时延的估计方法的一示意图，如图3所示，所述方法包括：
步骤301，获取接收端的自适应均衡器的多个系数；其中，所述自适应均衡器的所述系数中至少包含如下分量：发射端的偏振态相对时延和接收端的偏振态相对时延；以及
步骤302，根据所述自适应均衡器的多个系数，计算所述发射端的偏振态相对时延以及所述接收端的偏振态相对时延。
在本实施例中，自适应均衡器可以被配置在接收端的DSP中。例如本发明实施例的用于补偿偏振态相对时延的自适应均衡器可以位于频偏补偿器以及相位噪声补偿器之前，该自适应均衡器的系数计算可以采用恒模算法(CMA)、基于判决反馈的最小均方(LMS)算法等。在该自适应均衡器收敛之后，其系数可以用于偏振态相对时延的估计。关于接收端的DSP以及自适应均衡器的具体内容可以参考相关技术。
在本实施例中，可以根据所述自适应均衡器的多个系数确定所述自适应均衡器的结构；例如该自适应均衡器是4×4结构，还是4×2结构，还是2×2结构。例如，该自适应均衡器收敛之后获得的系数个数为16个，可以确定该自适应均衡器是4×4结构；该自适应均衡器收敛之后获得的系数个数为8个，可以确定该自适应均衡器是4×2结构。本发明不限于此，还可以采用其他方式确定自适应均衡器的结构。
在一个实施例中，所述自适应均衡器的所述系数中还包含如下分量：所述接收端的x偏振态的同相正交相对时延，和/或，所述接收端的y偏振态的同相正交相对时延。可以对所述自适应均衡器的多个系数进行计算，以消除所述接收端的x偏振态的同相正交相对时延和所述接收端的y偏振态的同相正交相对时延的分量，并保留所述发射端的偏振态相对时延和所述接收端的偏振态相对时延的分量。
在一个实施例中，可以对所述自适应均衡器的部分系数进行计算以获得对角元参数
Figure BDA0001971993510000051
对所述自适应均衡器的另一部分系数进行计算以获得副对角元参数
Figure BDA0001971993510000052
根据所述对角元参数
Figure BDA0001971993510000053
和所述副对角元参数
Figure BDA0001971993510000054
计算所述发射端的偏振态相对时延τxy,T和所述接收端的偏振态相对时延τxy,R的和与差；以及根据τxy,T和τxy,R的和与差计算τxy,T和τxy,R。
例如，计算τxy,T和τxy,R的和与差可以采用如下公式：
在所述自适应均衡器输出的两个偏振态没有发生互换的情况下，
Figure BDA0001971993510000061
Figure BDA0001971993510000062
在所述自适应均衡器输出的两个偏振态发生了互换的情况下，
Figure BDA0001971993510000063
Figure BDA0001971993510000064
其中，slope(·)表示用于计算斜率的函数；f0>0；f＝n/N*fs，N为正整数，表示所述自适应均衡器的抽头个数；n为大于或等于-N+ceil(N/2)且小于或等于ceil(N/2)-1的整数，其中ceil(·)表示向上取整数的函数；fs为所述自适应均衡器的输入信号的采样率。
由此，通过自适应均衡器的系数可以估计出发射端的偏振态相对时延τxy,T和接收端的偏振态相对时延τxy,R，并且可以根据估计出的τxy,T和τxy,R对发射端和/或接收端的信号进行校准。与现有技术中通过DSP进行补偿相比，本发明实施例不需要借助昂贵的测量仪器，不仅成本较低，而且既适用于生产阶段的校准，也适用于实际的光传输系统中收发机的实时监测。
以下以4×4结构为例，对本发明实施例进行说明。
图4是本发明实施例的4×4结构的自适应均衡器的一示意图。如图4所示，在时域上，每个子滤波器的系数都为实数，在频域上，每个子滤波器的频率响应包含了收发机的相对时延的信息。
例如，通常背靠背相干光通信系统中，本振激光器和发射端激光器存在着频偏，那么图4中Hxi-xi中包含
Figure BDA0001971993510000069
分量，即包含了发射机和接收机的偏振态相对时延以及接收机x偏振态的同相正交相对时延，分别表示为τxy,T，τxy,R以及τR,x。其中
Figure BDA0001971993510000065
类似的
Figure BDA0001971993510000066
例如，可以对所述自适应均衡器的部分系数(如图4中401所示)进行计算以获得对角元参数
Figure BDA0001971993510000067
对所述自适应均衡器的另一部分系数(如图4中的402所示)进行计算以获得副对角元参数
Figure BDA0001971993510000068
这种情况下，所述对角元参数和所述副对角元参数可以表示如下：
Figure BDA0001971993510000071
Figure BDA0001971993510000072
其中，arg(·)表示求辐角的操作；unwrap(·)表示校正弧度相角的操作，例如当相对相邻相角的跳变大于或等于π时，当前相角加上±2π的整数倍后再校正；(·)*表示共轭操作，H为所述自适应均衡器的频率响应，即所述自适应均衡器的所述系数的傅里叶变换。
然后，可以采用如下公式计算τxy,T和τxy,R的和与差：
在所述自适应均衡器输出的两个偏振态没有发生互换的情况下，
Figure BDA0001971993510000073
Figure BDA0001971993510000074
在所述自适应均衡器输出的两个偏振态发生了互换的情况下，
Figure BDA0001971993510000075
Figure BDA0001971993510000076
其中，slope(·)函数用于计算斜率，这里用于计算斜率的频率范围是[-f0，f0](f0＞0)。为估计出准确的偏振态相对时延，可以选取恰当的f0，例如f0＝fs/4，fs为均衡器输入信号的采样率。
以下以4×2结构为例，对本发明实施例进行说明。
图5是本发明实施例的4×2结构的自适应均衡器的一示意图。如图5所示，在时域上，每个子滤波器的系数都为实数，在频域上，每个子滤波器的频率响应包含了收发机的相对时延的信息。
与4×4结构类似地，所述自适应均衡器为4×2的结构时，例如，可以对所述自适应均衡器的部分系数(如图5中501所示)进行计算以获得对角元参数
Figure BDA0001971993510000077
对所述自适应均衡器的另一部分系数(如图5中的502所示)进行计算以获得副对角元参数
Figure BDA0001971993510000078
在这种情况下，所述对角元参数和所述副对角元参数表示如下：
Figure BDA0001971993510000079
Figure BDA00019719935100000710
其中，arg(·)表示求辐角的操作，(·)*表示共轭操作，H为所述自适应均衡器的频率响应，即所述自适应均衡器的所述系数的傅里叶变换。
然后，可以采用如下公式计算τxy,T和τxy,R的和与差：
在所述自适应均衡器输出的两个偏振态没有发生互换的情况下，
Figure BDA0001971993510000081
Figure BDA0001971993510000082
在所述自适应均衡器输出的两个偏振态发生了互换的情况下，
Figure BDA0001971993510000083
Figure BDA0001971993510000084
其中，slope(·)函数用于计算斜率，这里用于计算斜率的频率范围是[-f0，f0](f0＞0)。为估计出准确的偏振态相对时延，可以选取恰当的f0，例如f0＝fs/4，fs为均衡器输入信号的采样率。
以下以2×2结构为例，对本发明实施例进行说明。
图6是本发明实施例的2×2结构的自适应均衡器的一示意图。如图6所示，在时域上，每个子滤波器的系数都为实数，在频域上，每个子滤波器的频率响应包含了收发机的相对时延的信息。
与4×4结构类似地，所述自适应均衡器为2×2的结构时，例如，可以对所述自适应均衡器的部分系数(如图6中601所示)进行计算以获得对角元参数
Figure BDA0001971993510000085
对所述自适应均衡器的另一部分系数(如图6中的602所示)进行计算以获得副对角元参数
Figure BDA0001971993510000086
在这种情况下，所述对角元参数和所述副对角元参数表示如下：
Figure BDA0001971993510000087
Figure BDA0001971993510000088
其中，arg(·)表示求辐角的操作，(·)*表示共轭操作，H为所述自适应均衡器的频率响应，即所述自适应均衡器的所述系数的傅里叶变换。
然后，可以采用如下公式计算τxy,T和τxy,R的和与差：
在所述自适应均衡器输出的两个偏振态没有发生互换的情况下，
Figure BDA0001971993510000089
Figure BDA00019719935100000810
在所述自适应均衡器输出的两个偏振态发生了互换的情况下，
Figure BDA0001971993510000091
Figure BDA0001971993510000092
其中，slope(·)函数用于计算斜率，这里用于计算斜率的频率范围是[-f0，f0](f0＞0)。为估计出准确的偏振态相对时延，可以选取恰当的f0，例如f0＝fs/4，fs为均衡器输入信号的采样率。
值得注意的是，以上以自适应均衡器的4×4结构、4×2结构和2×2结构为例进行了说明，但本发明不限于此，例如还可以扩展到其他结构。此外，以上以计算τxy,T和τxy,R的和与差，然后得到τxy,T和τxy,R为例进行了说明，但本发明不限于此，还可以对自适应均衡器的系数进行适当地变型，本发明实施例并不对具体的计算方式进行限制。
在一个实施例中，可以在改变接收信号的偏振状态后，多次获取接收端的自适应均衡器的多个系数；以及对所述自适应均衡器的多个系数进行处理(例如过滤、平均等等)。
例如，在监测过程中，发射机和接收机的偏振态可能刚好对准或者相差90度的偏振旋转。在这两种情况下，以上均衡器的副对角元(例如如图4中的402所示)或者对角元(例如如图4中的401所示)的子滤波器为0，不能提供足够的监测信息。
因此，为提高监测结果的精度，可以多次改变接收信号的偏振状态(或者等待接收偏振态改变后再次监测)，在不同偏振态下进行监测。然后在监测值中去掉可能存在的突变监测值(可能遇到了上述两类不支持的偏振态)之后，以平均监测值作为收发机的偏振态相对时延。
值得注意的是，以上附图仅示意性地对本发明实施例进行了说明，但本发明不限于此。例如可以适当地调整各个步骤之间的执行顺序，此外还可以增加其他的一些步骤或者减少其中的某些步骤。本领域的技术人员可以根据上述内容进行适当地变型，而不仅限于上述附图的记载。
以上仅对与本发明相关的各步骤或过程进行了说明，但本发明不限于此。偏振态相对时延的估计方法还可以包括其他步骤或者过程，关于这些步骤或者过程的具体内容，可以参考现有技术。此外，以上仅以上述公式为例对本发明实施例如何计算进行了示例性说明，但本发明不限于这些公式，还可以对这些公式进行适当的变型，这些变型的实施方式均应包含在本发明实施例的范围之内。
由上述实施例可知，通过自适应均衡器的系数估计发射端的偏振态相对时延和接收端的偏振态相对时延，不需要借助昂贵的测量仪器就能够准确有效地估计出偏振态相对时延，不仅成本较低，而且既适用于生产阶段的校准，也适用于实际的光传输系统中收发机的实时监测。
实施例2
本发明实施例提供一种偏振态相对时延的估计装置，可以配置于接收机中，也可以独立于接收机。本发明实施例对应于实施例1的估计方法，相同的内容不再赘述。
图7是本发明实施例的偏振态相对时延的估计装置的一示意图。如图7所示，偏振态相对时延的估计装置700包括：
系数获取单元701，其获取接收端的自适应均衡器的多个系数；其中，所述自适应均衡器的所述系数中至少包含如下分量：发射端的偏振态相对时延和接收端的偏振态相对时延；以及
时延计算单元702，其根据所述自适应均衡器的多个系数，计算所述发射端的偏振态相对时延以及所述接收端的偏振态相对时延。
如图7所示，所述装置700还可以包括：
结构确定单元703，其根据所述自适应均衡器的多个系数确定所述自适应均衡器的结构。
在一个实施例中，所述自适应均衡器的所述系数中还包含如下分量：所述接收端的x偏振态的同相正交相对时延，和/或，所述接收端的y偏振态的同相正交相对时延；
所述时延计算单元702还可以对所述自适应均衡器的多个系数进行计算，以消除所述接收端的x偏振态的同相正交相对时延和所述接收端的y偏振态的同相正交相对时延的分量，并保留所述发射端的偏振态相对时延和所述接收端的偏振态相对时延的分量。
在一个实施例中，所述时延计算单元702可以用于：对所述自适应均衡器的部分系数进行计算以获得对角元参数
Figure BDA0001971993510000101
对所述自适应均衡器的另一部分系数进行计算以获得副对角元参数
Figure BDA0001971993510000102
根据所述对角元参数
Figure BDA0001971993510000103
和所述副对角元参数
Figure BDA0001971993510000104
计算所述发射端的偏振态相对时延τxy,T和所述接收端的偏振态相对时延τxy,R的和与差；以及根据τxy,T和τxy,R的和与差计算τxy,T和τxy,R。
在一个实施例中，计算τxy,T和τxy,R的和与差可以采用如下公式：
在所述自适应均衡器输出的两个偏振态没有发生互换的情况下，
Figure BDA0001971993510000111
Figure BDA0001971993510000112
在所述自适应均衡器输出的两个偏振态发生了互换的情况下，
Figure BDA0001971993510000113
Figure BDA0001971993510000114
其中，slope(·)表示用于计算斜率的函数；f0>0；f＝n/N*fs，N为正整数，表示所述自适应均衡器的抽头个数；n为大于或等于-N+ceil(N/2)且小于或等于ceil(N/2)-1的整数，其中ceil(·)表示向上取整数的函数；fs为所述自适应均衡器的输入信号的采样率。
例如，所述自适应均衡器为4×4的结构；所述对角元参数和所述副对角元参数表示如下：
Figure BDA0001971993510000115
Figure BDA0001971993510000116
其中，arg(·)表示求辐角的操作；unwrap(·)表示校正弧度相角的操作，(·)*表示共轭操作，H为所述自适应均衡器的频率响应，即所述自适应均衡器的所述系数的傅里叶变换。
例如，所述自适应均衡器为4×2的结构；所述对角元参数和所述副对角元参数表示如下：
Figure BDA0001971993510000117
Figure BDA0001971993510000118
其中，arg(·)表示求辐角的操作，(·)*表示共轭操作，H为所述自适应均衡器的频率响应，即所述自适应均衡器的所述系数的傅里叶变换。
再例如，所述自适应均衡器为2×2的结构；所述对角元参数和所述副对角元参数表示如下：
Figure BDA0001971993510000119
Figure BDA0001971993510000121
其中，arg(·)表示求辐角的操作，(·)*表示共轭操作，H为所述自适应均衡器的频率响应，即所述自适应均衡器的所述系数的傅里叶变换。
在一个实施例中，所述系数获取单元701还可以用于：在改变接收信号的偏振状态后多次获取所述接收端的自适应均衡器的多个系数；以及对所述自适应均衡器的多个系数进行处理。
值得注意的是，以上仅对与本发明相关的各部件进行了说明，但本发明不限于此。偏振态相对时延的估计装置700还可以包括其他部件或者模块，关于这些部件或者模块的具体内容，可以参考现有技术。
由上述实施例可知，通过自适应均衡器的系数估计发射端的偏振态相对时延和接收端的偏振态相对时延，不需要借助昂贵的测量仪器就能够准确有效地估计出偏振态相对时延，不仅成本较低，而且既适用于生产阶段的校准，也适用于实际的光传输系统中收发机的实时监测。
实施例3
本发明实施例提供一种接收机，该接收机可以配置有如实施例2所述的偏振态相对时延的估计装置700；本发明实施例与实施例1和2相同的内容不再赘述。以下将以光通信系统中的光接收机为例进行说明，但本发明不限于此。
图8是本发明实施例的接收机的一示意图，以双偏振态为例对接收机进行进一步说明。如图8所示，接收机800包括：本振激光器810、光混频器801、光电检测器(O/E)802、804、806和808、模数转换器(ADC)803、805、807和809、以及数字信号处理器811。
本振激光器810用于提供本地光源，光信号经光混频器801、光电检测器(O/E)802和804、模数转换器(ADC)803和805转换为一个偏振态上的基带信号；该光信号经光混频器801、光电检测器(O/E)806和808、模数转换器(ADC)807和809转换为另一个偏振态上的基带信号；其具体过程与现有技术类似，此处不再赘述。
数字信号处理器811可以包括自适应均衡器(图8中未示出)。如图8所示，接收机800还可以包括本发明实施例的偏振态相对时延的估计装置700。由此，本发明实施例可以适用于实际的光传输系统中收发机的实时监测。
此外，接收机800还可以包括色散补偿器等(图8中未示出)。如果频差和相位噪声对线性串扰的估计有影响，接收机800中也可以包括频差补偿器和相位噪声补偿器(图8中未示出)。即，接收机800还可以包括色散补偿器、频差补偿器和相位噪声补偿器等各部件，但本发明不限于此。
值得注意的是，图8仅示意性地对本发明的接收机进行了说明，但本发明不限于此。接收机800也并不是必须要包括图8中所示的所有部件；此外，接收机800还可以包括图8中没有示出的部件，可以参考现有技术。
在一个实施例中，本发明实施例的偏振态相对时延的估计装置700还可以独立于接收机800。此外偏振态相对时延的估计装置还可以采用通用计算机的结构，由此，本发明实施例可以适用于生产阶段的校准。
图9是本发明实施例的偏振态相对时延的估计装置的构成示意图。如图9所示，偏振态相对时延的估计装置900可以包括：处理器910(例如中央处理器CPU)和存储器920；存储器920耦合到处理器910。其中该存储器920可存储各种数据；此外还存储信息处理的程序921，并且在处理器910的控制下执行该程序921。
例如，处理器910可以被配置为执行程序而实现如实施例1所述的偏振态相对时延的估计方法。例如处理器910可以被配置为进行如下的控制：获取接收端的自适应均衡器的多个系数；其中，所述自适应均衡器的所述系数中至少包含如下分量：发射端的偏振态相对时延和接收端的偏振态相对时延；以及根据所述自适应均衡器的多个系数，计算所述发射端的偏振态相对时延以及所述接收端的偏振态相对时延。
此外，如图9所示，偏振态相对时延的估计装置900还可以包括：输入输出(I/O)设备930和显示器940等；其中，上述部件的功能与现有技术类似，此处不再赘述。值得注意的是，偏振态相对时延的估计装置900也并不是必须要包括图9中所示的所有部件；此外，还可以包括图9中没有示出的部件，可以参考现有技术。
本发明以上的装置和方法可以由硬件实现，也可以由硬件结合软件实现。本发明涉及这样的计算机可读程序，当该程序被逻辑部件所执行时，能够使该逻辑部件实现上文所述的装置或构成部件，或使该逻辑部件实现上文所述的各种方法或步骤。本发明还涉及用于存储以上程序的存储介质，如硬盘、磁盘、光盘、DVD、flash存储器等。
结合本发明实施例描述的方法/装置可直接体现为硬件、由处理器执行的软件模块或二者组合。例如，图中所示的功能框图中的一个或多个和/或功能框图的一个或多个组合，既可以对应于计算机程序流程的各个软件模块，亦可以对应于各个硬件模块。这些软件模块，可以分别对应于图中所示的各个步骤。这些硬件模块例如可利用现场可编程门阵列(FPGA)将这些软件模块固化而实现。
软件模块可以位于RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、移动磁盘、CD-ROM或者本领域已知的任何其它形式的存储介质。可以将一种存储介质耦接至处理器，从而使处理器能够从该存储介质读取信息，且可向该存储介质写入信息；或者该存储介质可以是处理器的组成部分。处理器和存储介质可以位于ASIC中。该软件模块可以存储在移动终端的存储器中，也可以存储在可插入移动终端的存储卡中。例如，若设备(如移动终端)采用的是较大容量的MEGA-SIM卡或者大容量的闪存装置，则该软件模块可存储在该MEGA-SIM卡或者大容量的闪存装置中。
针对附图中描述的功能方框中的一个或多个和/或功能方框的一个或多个组合，可以实现为用于执行本申请所描述功能的通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或者其它可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件或者其任意适当组合。针对附图描述的功能方框中的一个或多个和/或功能方框的一个或多个组合，还可以实现为计算设备的组合，例如，DSP和微处理器的组合、多个微处理器、与DSP通信结合的一个或多个微处理器或者任何其它这种配置。
以上结合具体的实施方式对本发明进行了描述，但本领域技术人员应该清楚，这些描述都是示例性的，并不是对本发明保护范围的限制。本领域技术人员可以根据本发明原理对本发明做出各种变型和修改，这些变型和修改也在本发明的范围内。

Claims (10)

1.一种偏振态相对时延的估计装置，其特征在于，所述装置包括：
系数获取单元，其获取接收端的自适应均衡器的多个系数；其中，所述自适应均衡器的所述系数中至少包含如下分量：发射端的偏振态相对时延以及接收端的偏振态相对时延；以及
时延计算单元，其根据所述自适应均衡器的多个系数，计算所述发射端的偏振态相对时延以及所述接收端的偏振态相对时延。
2.根据权利要求1所述的装置，其中，所述装置还包括：
结构确定单元，其根据所述自适应均衡器的多个系数确定所述自适应均衡器的结构。
3.根据权利要求1所述的装置，其中，所述自适应均衡器的所述系数中还包含如下分量：所述接收端的x偏振态的同相正交相对时延，和/或，所述接收端的y偏振态的同相正交相对时延；
所述时延计算单元对所述自适应均衡器的多个系数进行计算，以消除所述接收端的x偏振态的同相正交相对时延和所述接收端的y偏振态的同相正交相对时延的分量，并保留所述发射端的偏振态相对时延和所述接收端的偏振态相对时延的分量。
4.根据权利要求1所述的装置，其中，所述时延计算单元用于：
对所述自适应均衡器的部分系数进行计算以获得对角元参数
Figure FDA0001971993500000014
对所述自适应均衡器的另一部分系数进行计算以获得副对角元参数
Figure FDA0001971993500000015
根据所述对角元参数
Figure FDA0001971993500000017
和所述副对角元参数
Figure FDA0001971993500000016
计算所述发射端的偏振态相对时延τxy，T和所述接收端的偏振态相对时延τxy，R的和与差；以及
根据τxy，T和τxy，R的和与差计算τxy，T和τxy，R。
5.根据权利要求4所述的装置，其中，计算τxy，T和τxy，R的和与差采用如下公式：
在所述自适应均衡器输出的两个偏振态没有发生互换的情况下，
Figure FDA0001971993500000011
Figure FDA0001971993500000012
在所述自适应均衡器输出的两个偏振态发生了互换的情况下，
Figure FDA0001971993500000013
Figure FDA0001971993500000021
其中，slope(·)表示用于计算斜率的函数；f0＞0；f＝n/N*fs，N为正整数，表示所述自适应均衡器的抽头个数；n为大于或等于-N+ceil(N/2)且小于或等于ceil(N/2)-1的整数，其中ceil(·)表示向上取整数的函数；fs为所述自适应均衡器的输入信号的采样率。
6.根据权利要求5所述的装置，其中，所述自适应均衡器为4×4的结构；所述对角元参数和所述副对角元参数表示如下：
Figure FDA0001971993500000022
Figure FDA0001971993500000023
其中，arg(·)表示求辐角的操作；unwrap(·)表示校正弧度相角的操作，(·)*表示共轭操作；H为所述自适应均衡器的频率响应，即所述自适应均衡器的所述系数的傅立叶变换。
7.根据权利要求5所述的装置，其中，所述自适应均衡器为4×2的结构；所述对角元参数和所述副对角元参数表示如下：
Figure FDA0001971993500000024
Figure FDA0001971993500000025
其中，arg(·)表示求辐角的操作，(·)*表示共轭操作；H为所述自适应均衡器的频率响应，即所述自适应均衡器的所述系数的傅立叶变换。
8.根据权利要求5所述的装置，其中，所述自适应均衡器为2×2的结构；所述对角元参数和所述副对角元参数表示如下：
Figure FDA0001971993500000026
Figure FDA0001971993500000027
其中，arg(·)表示求辐角的操作，(·)*表示共轭操作；H为所述自适应均衡器的频率响应，即所述自适应均衡器的所述系数的傅立叶变换。
9.根据权利要求1所述的装置，其中，所述系数获取单元还用于：在改变接收信号的偏振状态后多次获取所述接收端的自适应均衡器的多个系数；以及对所述自适应均衡器的多个系数进行处理。
10.一种偏振态相对时延的估计方法，其特征在于，所述方法包括：
获取接收端的自适应均衡器的多个系数；其中，所述自适应均衡器的所述系数中至少包含如下分量：发射端的偏振态相对时延以及接收端的偏振态相对时延；以及
根据所述自适应均衡器的多个系数，计算所述发射端的偏振态相对时延以及所述接收端的偏振态相对时延。
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