CN102148789A - 多载波调制信号的接收方法和装置 - Google Patents

Abstract

在诸多宽带系统当中，模拟信号带宽要求模数转换原件(ADC)有较高的采样速率以避免频谱的混叠。这使得接收端的ADC等电器件花费较高。本发明主要针对解决这一问题，提出了多通道接收方法降低对ADC采样率的要求。本专利提出的方法可看作让多ADC在频域上进行分工，利用高效的数字信号处理(DSP)算法将混叠信号恢复。相对于传统系统，改进系统大大降低了ADC元件的成本，并且附加组件简单易添加，使系统有较高的动态性能。在其算法与均衡过程的整合中，数字信号处理的时间花费也可在一定程度上被降低。另外，针对射频调制后的带通信号，利用所介绍方法，可以使各AD的采样率相加之和低于带通抽样定理所规定的最低抽样频率。

Description

多载波调制信号的接收方法和装置

技术领域

本发明涉及一种针对宽带多载波调制信号的接收方法和装置，旨在降低对接收端的接收速率，尤其是ADC(analog-to-digital converter，模数转换器)元件采样速率的要求。该方法特别适用于例如光OFDM信号的接收。

背景技术

MCM(Multi-Carrier Modulation，多载波调制)及OFDM(orthogonalfrequency-division multiplexing，正交频分复用)

MCM的基本思想是把数据流串并转换为n_c路速率较低的子数据流，用它们分别去调制n_c路子载波(subcarrier，SC)后再并行传输。因子数据流的速率是原来的1/n_c，即符号周期扩大为原来的n_c倍，这样MCM就把一个宽带频率选择信道划分成了n_c个窄带平坦衰落信道。其最大的目标在于为均衡技术的实现提供了便捷。从而具有很强的抗多径衰落和抗脉冲干扰的能力，特别适合于高速无线数据传输。OFDM是一种子载波相互混叠的MCM，因此它除了具有上述MCM的优势外，还具有更高的频谱利用率。

以OFDM为代表的各种多载波复用技术有较好的抗频率选择性衰落特性，在过去的十年中，多载波复用技术，尤其是OFDM，已经在无线通信领域成为最主要的物理层接口实现方式之一，并已纳入诸多的无线网络标准，如IEEE802.11a/g WiFi、HiperLAN2、802.16 WiMAX和数字音视频广播(DAB和DVB-T)。其优越的性能使其成为第三代无线通信的主要实现方式之一，并已广泛应用于世界各地。

图7显示了传统OFDM的基本原理框图，其中，数据在发送端的S/P模块中进行串并转换，之后进行IFFT(inverse fast Fourier transform，逆快速傅立叶变换)使数据被加载到各子载波上，之后在P/S模块中进行并串转换。数字信号由DAC(digital-to-analog converter，数模转换器)转换为模拟信号，并进行调制和发送。在接收端，模拟信号在ADC中采样得到数字信号，进行串并转换后，进行FFT(fast Fourier transform，快速傅立叶变换)从各子载波上恢复出原始数据，并进行并串转换。

光OFDM

在光通信领域，由于光纤传输技术的提高，传输速率也在飞速的上升，信号在传输中由于色散等原因所带来的损害也愈演愈烈。光正交频分复用(opticalorthogonal frequency-division multiplexing，OOFDM)作为一项有效解决诸问题的方法已经被提出和研究。OOFDM技术是多载波调制技术中的一种，数据流被串\并转换，并分别驱动不同频率的子载波，各子载波间相互正交。由于每一子载波不受色散的影响，所以使得OOFDM成为一种适合于长距离传输的，能够降低色散补偿花费的优越方法。

光正交频分复用技术首先由N.E.Jolley和J.M.Tang等人在OFC2005会议上提出。其主要目的是利用OFDM结合调制技术来抵抗光纤色散的影响，尤其是用来补偿链路长度不确定的波分复用(Wavelength Division Multiplexing，WDM)光交换网络中的色散。

由于OOFDM系统为典型的MCM系统且有非常高的信号带宽，所以它成为分析及应用本申请所提出方法的主要对象。

采样定理

根据奈奎斯特采样定理，对于有一定带宽的模拟信号，采样率必须大于此信号带宽的两倍，以保证信号在频谱上无混叠现象，从而能够重建原信号。

特别的，当信号为带通信号时，假设其上截止频率为f_H，下截止频率为f_L，那么抽样频率f_s应满足下列关系式，

其中，

表示不超过某数的最大正整数。

OFDM信号的采样率

采样频率等于信号带宽是保证OFDM系统可以用FFT(fast Fouriertransform，快速傅立叶变换)实现数字接收的必要条件，即接收端的抽样频率必须等于最高子载波的频率，这也正是上述奈奎斯特采样定理的最低条件。由于发送端同样是以IFFT(inverse fast Fourier transform，逆快速傅立叶变换)来数字实现的，其最高子载波频率只是数字频率的上限而非真正的模拟频率，所以采样频率的大小主要取决于发送端的DA(digital-to-analog，数模转换)速率，即AD(analog-to-digital，模数转换)速率要严格等于DA速率。否则采样速率的偏移会导致子载波相互混叠和频率的相对偏移，以及子载波的泄露现象，从而在接收端得到的频谱线不再是发送端的各子载波频率点，而是其泄露展宽之后周边的能量较低的频率分量。这种频率的偏移会给信号的恢复带来很大的恶化，所以说OFDM系统是对频率稳定性和同步性要求较高的系统。当DA与AD其中一者设定之后，另一者必须无论从采样率的高速还是同步上都必须达到同样的标准。

通过延时线利用多ADC进行高速采样

针对带宽比较宽的模拟信号(这里不再专指OFDM信号)，通过延时线利用多ADC进行高速采样，又称为交织方法(Interleave)，其主要解决办法是利用多个低速率AD芯片拼合成一个速率较高的ADC。拼合方法主要是采用延时线的方法，即将不同的AD芯片前设置不同的延时，从而在小于ADC采样周期的时间内利用多ADC采到多个样值，如图1所示。

然而，这种方法不仅要求各个ADC的采样率被同步在目标采样率f_s的1/N，还要求各ADC有相同的特性，尤其是相同的量化映射关系，否则会由于量化不一致引入相当大的噪声。另外，各通道采样时间相差的绝对值是严格以目标采样周期1/f_s为间隔的。即

t_d＝1/f_s

其偏移同样会引入噪声。

发明内容

针对现有技术的上述问题，本发明提供了一种多通道接收方案，其中对于多载波信号在接收时分为多路，每路在低速采样(采样速率低于信号带宽)之前进行不同的载波加权，加权由延时、滤波等实现。后端对各路低速采样信号进行汇总数字信号处理，进行各载波的恢复。

根据本发明的一个方面，提供了一种多载波调制信号的接收装置，其特征在于包括：

多个接收通道，

一个汇总数字信号处理装置，

其中每一个所述接收通道包括：

一个加权器，用于对所述多载波调制信号进行系数加权，以及

一个采样装置，用于对经过所述加权器加权的所述多载波调制信号进行采样，从而生成采样信号，

其中所述汇总数字信号处理装置对来自所述多个接收通道的所述采样信号进行汇总数字信号处理，从而恢复所述多载波调制信号的各个载波。

根据本发明的另一个方面，提供了一种多载波调制信号的接收方法，其特征在于包括：

在多个接收通道中的每一个接收通道中对所述多载波调制信号进行系数加权，

对经过所述加权的所述多载波调制信号进行采样，从而生成采样信号，

对来自所述多个接收通道的所述采样信号进行汇总数字信号处理，从而恢复所述多载波调制信号的各个载波。

本发明的优点包括：：

-相对于传统系统，本发明大大降低了ADC元件的成本，并且附加组件简单易添加，使系统有较高的动态性能；

-在算法与均衡过程的整合中，数字信号处理的时间花费也可在一定程度上得到降低；

-针对射频调制后的带通信号，本发明的方案可以使各AD的采样率相加之和低于带通抽样定理所规定的最低抽样频率。

附图说明

图1示意显示了多AD利用延时组合方法。

图2显示了根据本发明的一个实施例的多通道接收方案的原理图。

图3显示了根据本发明的一个实施例的多通道接收装置的实例的框图。

图4显示了图3所示的示例的多通道接收星座图。

图5显示了图3所示的示例的与高采样率单通道接收星座图。

图6A和6B分别显示了图3所示的示例的条件数为8.12和13.93时所解得的星座图。

图7示意显示了现有技术的OFDM基本框图。

具体实施方式

本发明是基于这样的考虑：当ADC的采样率被设置为低于信号带宽时，信号就会在频谱上产生混叠。混叠将各部分线性叠加起来，丢失了原有的频谱信息；然而，如果独立、多角度地“观察记录”这种混叠的发生，那么就可能从混叠后的频谱中得到原有频谱的信息，下面给出分析。

在如图2所示的本发明的示例性实施例中，以1个OFDM符号周期为例，假设产生OFDM符号的各子载波为S(K)，子载波数为n_c＝N×L，频谱所占据带宽为N×BW，其中N、L为正整数，BW为正数，1≤K≤N×L。不考虑噪声等影响，在经过调制、传输与解调之后，其频谱仍保持不变，各子载波仍为S(K)。系统在接收部分分为N个通道，每一通道由加权器、ADC、串并转换和FFT(fastFourier transformer，快速傅立叶变换器)组成。其中ADC的采样速率为BWSa/s，FFT尺寸为L。在通道i中，当符号进入到ADC进行采样之前，加权器对其进行系数加权，即用一个加权函数A_i(K)1≤K≤N×L去乘S(K)。在采样后，所得到的FFT输出为A_i(K)S(K)的分段线性叠加，即

$R_i\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{A}_i(k+\mathrm{nL})S(k+\mathrm{nL})$ 1≤k≤L 1≤i≤N……(*)

其长度为L，所占据带宽为BW。其中R_i(k)1≤k≤L为各通道FFT的输出，A_i(K)1≤K≤N×L人为设定。A_i(K)可表示为

1≤i≤N 1≤K≤N×L

当加权由滤波实现时，G_K为实数，表征滤波器各频点的幅频特性，为0至2π的实数，表征滤波器各频点的相频特性；当加权由延时实现时，G_iK恒为1，并且可表示为

其中ω_iK为子载波K所对应的角频率，t_i为通道i的延时量。

由于每一通道的加权不同，我们就可以得到N个形如(*)的式子，从而得到N×L个独立的方程，联立为一个方程组，N×L个未知数S(K)即可得解，即原始子载波信息得以恢复。

实例：

本发明以背靠背以延时作为加权的4通道接收为实际例子，进行了测试。装置如图3所示，数据在MATLAB中进行QPSK映射，生成256个子载波S(K)，IFFT变换之后输送到Agilent N8241A AWG产生模拟时域波形，DAC采样率为250MSa/s，即OFDM符号双边带宽为250MHz。

系统采用外差方式，在进行光调制之前首先将基带信号经Agilant E8267DPSG矢量信号发生器IQ调制到中频，中频频率同步在1GHz。经过光强度调制和PD探测后，解调出的中频信号被Agilent DSA91204实时示波器进行记录，即以4GSa/s采样并存储。

为了突出本接收方法的优势，我们在采样之前省去了中频至基频的下变频过程，直接进行采样处理接收。下面分析其可行性。略去IQ解调过程，接收到的中频信号频谱可表示为

S(f+f_c)+S^*(f_c-f)

其带宽为基频OFDM符号频谱S(f)的两倍，若以125MSa/s采样率，即信号频谱宽度的1/4进行采样，能够恢复出原始各子载波信息要求有4个独立的接收通道。

在导入MATLAB进行125MSa/s降采样之前，数据被予以不同的延时，作为不同的通道输入。通道2、3、4的延时量分别为12.5ns，18.8ns和23.3ns。可以发现，延时在此的作用即相当于原理部分所述的加权函数，即

A_i(K)＝exp(-jω_Kt_i)

其中ω_K为子载波K所对应的角频率，此角频率为子载波在中频的角频率；t_i为通道i的延时量，即t₁＝0，t₂＝12.5ns，t₃＝18.8ns，t₄＝23.3ns。

在进行125MSa/s抽样后，中频频谱会周期重复，从而发生混叠。在MATLAB中各通道FFT尺寸为128，即发送端的一半，FFT输出即为从零频开始的前128个子载波。综合4个通道的FFT计算结果，我们可以得到如下512个方程，

$e^{j{\mathrm{\ω}}_1{t}_i}S\left(1\right)+e^{-j{\mathrm{\ω}}_1{t}_i}{S}^{*}\left(1\right)+e^{j{\mathrm{\ω}}_{129}{t}_i}S\left(129\right)+e^{-j{\mathrm{\ω}}_{129}{t}_i}{S}^{*}\left(129\right)=R_i\left(1\right)$

$e^{j{\mathrm{\ω}}_K{t}_i}S\left(K\right)+e^{-j{\mathrm{\ω}}_{130-K}{t}_i}{S}^{*}(128-(K-2))+e^{j{\mathrm{\ω}}_{128+K}{t}_i}S(128+K)+e^{-j{\mathrm{\ω}}_{258-K}{t}_i}{S}^{*}(256-(K-2))=R_i\left(K\right)$

2≤K≤128

1≤i≤4

其中R_i(K)为第i个通道FFT计算出的128个输出中的第K个。

在这512个方程中，只有256个是独立的，当K分别等于65+k和65-k(1≤k≤63)时方程是成共轭关系的。这也可从FFT的输入为实序列看出。至此，256个子载波S(K)可从这256个方程解出。

恢复出的子载波QPSK星座图如图4图所示，其中无效点为置零子载波与导频；图5为利用传统的无混叠抽样解出的星座图，以供比较。

在1Mb数据量的实验中，未出现误比特率。由星座图可以看出，在本实验环境中，利用多通道接收和传统接收效果上没有明显的差别，这说明所提方案的可行性。

对于一些边界点，S(1)、S(65)、S(129)和S(193)，方程有不同于其它子载波的形式，为了数字算法的简洁，不开辟另外的算法，我们抛弃这四个点。于是，方程组可写为如下的矩阵形式，

$A\hat{S}={\left(\begin{array}{cccc}{A_1}^T& {A_2}^T& {A_3}^T& {A_4}^T\end{array}\right)}^T\hat{S}=R$

其中

$\hat{S}={(S\left(2\right)S\left(3\right)...S\left(64\right)S^{*}\left(66\right)...S^{*}\left(128\right)S\left(130\right)...S\left(192\right)S^{*}\left(194\right)...S^{*}\left(256\right))}^T$

R＝(R₁(2)R₁(3)...R₁(64)R₂(2)...R₂(64)R₃(2)...R₃(64)R₄(2)...R₄(64))^T

A₁～A₄为各通道的延时矩阵，

$A_i=\left(\begin{array}{cccccccccccccccc}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_2{t}_i}& & & & & & & e^{-j{\mathrm{\ω}}_{128}{t}_i}& e^{j{\mathrm{\ω}}_{130}{t}_i}& & & & & & & e^{-j{\mathrm{\ω}}_{256}{t}_i}\\ & e^{j{\mathrm{\ω}}_3{t}_i}& & & & & N& & & O& & & & & N& \\ & & O& & & N& & & & & O& & & N& & \\ & & & e^{j{\mathrm{\ω}}_{64}{t}_i}& e^{-j{\mathrm{\ω}}_{66}{t}_i}& & & & & & & e^{j{\mathrm{\ω}}_{192}{t}_i}& e^{-j{\mathrm{\ω}}_{194}{t}_i}& & & \end{array}\right)$

在计算时，需要知道A的逆矩阵。由于A是分块对角化的，所以其逆矩阵仍然为块对角化的。在计算每个子载波S(K)时，需要计算4次复乘和3次复加。所以对于每个OFDM符号，共需要4×(256-4)次复乘和3×(256-4)次复加。对于更多的通道，例如N个通道，或者更多的子载波数目，例如n_c个子载波，每个OFDM符号需要N×(n_c-N)次复乘和(N-1)×(n_c-N)次复加。

在每一通道中，延时线的设定可以是任意的。延时线在未知其参数的情况下加入到系统之中，然后利用训练序列计算出其延时量。

对矩阵A唯一的要求是det(A)≠0，即其行列式不为零，以保证方程组有唯一解。然而，在实际当中，我们应尽量保证A有较小的条件数，以使得该算法对噪声有更高的容忍度和较高的信号恢复质量。在上述实验中，根据所用的延时线组合可以计算出矩阵A的条件数为1.54。为了看出不同条件数对接收质量的影响，我们将延时分别改为

a)t1＝0，t2＝15.6ns，t3＝17.3ns，t4＝24.7ns；

b)t1＝0，t2＝15.8ns，t3＝17.3ns，t4＝24.7ns

它们分别对应矩阵A的条件数为8.12和13.93。在与之前实验条件相同的情况下，保证OSNR不变，接收到的星座图如图6A和6B所示。由于接收端的噪声被数字算法放大，星座图出现了不同程度的恶化。

由于相干调制解调中本振的相位噪声，以及中频的IQ调制中的振荡源相位噪声，各子载波会受到公共相移的影响，这就需要某一子载波作为导频来记录相移信息以便接收后的相位恢复。多通道接收系统中导频的添加与传统的高采样率接收方法相同。

在上述实验中，以子载波S(2)作为导频位置为例，在接收端用算法恢复出各载波后，得到公共相移为

以

纠正其它载波便可去除公共相移。由于后续数字信号处理为线性过程，所以利用导频去处公共相移的效果与传统接收方法相同。

在省略IQ下变频的接收方法中，ADC前端的信号为带通信号，频率范围为750MHz～1.125GHz。根据带通采样定理，其采样率必须高于562.5MSa/s才能防止混叠的发生。而此方法只要求125MSa/s，显出其优越性。

下面我们来讨论多通道接收方法中保留IQ下变频的情况。

首先，由于基带信号的带宽为中频的一半，所以只需要2个ADC采样率为125MSa/s的接收通道。矩阵方程可以表示为

AS＝R

其中

$A^{m,n}=\left\{\begin{array}{cc}\exp \left(j{\mathrm{\ω}}_n{t}_1\right)& 1\≤m=n\≤128\mathrm{or}1\≤m=n-128\≤128\\ \exp \left(j{\mathrm{\ω}}_n{t}_2\right)& 1\≤m-128=n\≤128\mathrm{or}129\≤m=n\≤256\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.$

S为256×1向量，元素为S(K)；

R＝(R₁(1)R₁(2)...R₁(128)R₂(1)...R₂(128))^T

由矩阵A的性质可知在计算每个子载波S(K)时，需要计算2次复乘和1次复加。所以对于每个OFDM符号，共需要512次复乘和256次复加。如果是更多的通道，例如N个通道，或者更多的子载波数目，例如n_c个子载波，每通道ADC采样率为f_s/N，后端FFT尺寸为n_c/N。矩阵A可以被表示为

其中代表上取整。则计算每个子载波S(K)时，需要计算N次复乘和N-1次复加。对于每个OFDM符号，共需要n_c×N次复乘和n_c×(N-1)次复加。

另外，当通道数减至2时，一个使得矩阵A的条件数最小，即条件数为1的充分条件可以被简单的表述并实现，

t₁＝t₂+4(2n+1)×10^-9    n＝0，±1，±2...

即2个125MSa/s采样率ADC采样时间相差绝对值严格为无混叠采样时的采样周期1/250M＝4ns。然而，这只是保证数字算法受噪声影响最小，而非必要条件；当系统为理想无噪声系统时，多通道接收方法无需考虑此条件。

应当理解的是，在以上叙述和说明中对本发明所进行的描述只是说明而非限定性的，且在不脱离如所附权利要求书所限定的本发明的前提下，可以对上述实施例进行各种改变、变形、和/或修正。

Claims (10)

1.一种多载波调制信号的接收装置，其特征在于包括：

多个接收通道，

一个汇总数字信号处理装置，

其中每一个所述接收通道包括：

一个加权器，用于对所述多载波调制信号进行系数加权，以及

一个采样装置，用于对经过所述加权器加权的所述多载波调制信号进行采样，从而生成采样信号，

其中所述汇总数字信号处理装置对来自所述多个接收通道的所述采样信号进行汇总数字信号处理，从而恢复所述多载波调制信号的各个载波。

2.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于所述加权器所进行的所述系数加权包括用一个加权函数去乘以所述多载波调制信号(S(K))，其中所述加权函数具有如下形式：

1≤K≤n_c

其中：

n_c为子载波个数，

G_K为实数，表征滤波器各频点的幅频特性，

为0至2π的实数，表征滤波器各频点的相频特性。

3.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于所述加权器所进行的所述系数加权包括用一个加权函数去乘以所述多载波调制信号(S(K))，其中所述加权函数具有如下形式：

1≤K≤n_c

其中：

n_c为子载波个数，

G_K恒为1，且

可表示为

其中ω_K为子载波K所对应的角频率，t_i为通道i的延时量。

4.根据权利要求2或3所述的接收装置，其特征在于：

所述每一个接收通道进一步包括一个快速傅立叶变换器，用于对所述采样信号进行快速傅立叶变换，从而得到A_i(K)S(K)的分段线性叠加，即第i个所述接收通道的所述快速傅立叶变换器的输出为

$R_i\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{A}_i(k+\mathrm{nL})S(k+\mathrm{nL})$ 1≤k≤L 1≤i≤N……(*)

其长度为L，从而对所述多个接收通道可以得到N×L个独立的方程联立而成一个方程组，其中N是所述多个接收通道的个数，S(K)是需要恢复的子载波数据，

所述汇总数字信号处理装置包括一个数字信号处理器(DSP)，用于由所述方程组求解出N×L个未知S(K)，即恢复原始子载波信息。

5.根据权利要求4所述的接收装置，其特征在于：

所述采样信号可以是中频采样信号和低频采样信号中的任何一种。

6.一种多载波调制信号的接收方法，其特征在于包括：

在多个接收通道中的每一个接收通道中对所述多载波调制信号进行系数加权，

对经过所述加权的所述多载波调制信号进行采样，从而生成采样信号，

对来自所述多个接收通道的所述采样信号进行汇总数字信号处理，从而恢复所述多载波调制信号的各个载波。

7.根据权利要求6所述的接收方法，其特征在于所述系数加权包括用一个加权函数去乘以所述多载波调制信号(S(K))，其中所述加权函数具有如下形式：

1≤K≤n_c

其中：

n_c为子载波个数，

G_K为实数，表征滤波器各频点的幅频特性，

为0至2π的实数，表征滤波器各频点的相频特性。

8.根据权利要求1所述的接收方法，其特征在于所述系数加权包括用一个加权函数去乘以所述多载波调制信号(S(K))，其中所述加权函数具有如下形式：

1≤K≤n_c

其中：

n_c为子载波个数，

G_K恒为1，且

可表示为

其中ω_K为子载波K所对应的角频率，t_i为通道i的延时量。

9.根据权利要求7或8所述的接收方法，其特征在于进一步包括：

对所述采样信号进行快速傅立叶变换，从而得到A_i(K)S(K)的分段线性叠加，即第i个所述接收通道的快速傅立叶变换输出为

$R_i\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{A}_i(k+\mathrm{nL})S(k+\mathrm{nL})$ 1≤k≤L 1≤i≤N……(*)

其长度为L，从而对所述多个接收通道可以得到N×L个独立的方程联立而成一个方程组，其中N是所述多个接收通道的个数，S(K)是需要恢复的子载波数据，

由所述方程组求解出N×L个未知S(K)，即恢复原始子载波信息。

10.根据权利要求9所述的接收方法，其特征在于：

所述采样信号可以是中频采样信号和低频采样信号中的任何一种。

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