CN103297373B - 恒包络正交频分复用调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种主要应用于宽带无线通信领域的基于正/余弦映射的恒包络正交频分复用调制解调方法。在信号调制中，包括一组复信号的离散傅立叶反变换（IDFT）；变换后数据排列为两组实数序列并进行线性限幅映射；将线性限幅后实数序列映射为单位圆上信号的正弦或余弦值，使信号接收端可以通过两组DFT变换的线性运算恢复发送信息。在信号解调中，进行两组离散傅立叶变换（DFT），合并DFT处理后的两组数据，得到用于比特解调的复信号。本发明可以充分利用功放的发射功率，对抗宽带传输信道的频率选择性衰落影响，解决了宽带通信中降低系统复杂度的需求问题。

Description

恒包络正交频分复用调制方法

技术领域

本发明涉及一种无线通信领域中，应用于宽带无线通信的基带信号调制与解调方法，这些通信系统对调制信号的要求表现为能有效的对抗多径传播引起的频率选择性衰落。

背景技术

在宽带无线移动通信系统中，信息通过被调制的电磁波在空间传输到达接收机。由于复杂的通信环境使电磁波在空间传输时受到反射、漫射和散射等影响，会在接收机处产生多路不同时延和信号强度的接收信号，使通信信道具有时变的频率选择性衰落特性。为了有效消除宽带通信信道的频率选择性衰落，多载波调制技术将宽带信道分成多个子信道，在每个子信道上使用一个子载波进行调制，并且各子载波并行传输。这样，尽管总的信道是非平坦的，具有频率选择性，但是每个子信道是相对平坦的。正交频分复用（OFDM）是多载波调制技术的一种，其子载波间相互正交，具有很高的频谱利用率；并且可以利用离散傅立叶反变换／离散傅立叶变换（IDFT／DFT）代替多载波调制和解调，可以高效实现。但OFDM系统中发送数据的IFFT处理使合成信号有可能产生比较大的峰值功率，因此OFDM信号的功率峰值与均值比（PAPR）大，导致射频放大器的功率效率较低。

恒包络正交频分复用（CE-OFDM）信号具有恒定的包络，有利于发射机采用非线性大功率功放。目前这种调制方法有几种实现方式：一类CE-OFDM的实现方法是在发送端将发送数据进行串并转换后对每路数据采用正弦或余弦为子载波进行调制，多路子载波信号累积后的信号再进行相位调制，产生恒包络的发送信号；另一类CE-OFDM系统先采用传统的IDFT调制数据，再将调制后数据的实数部分和虚数部分量化组成新数据进行相位调制，而调制后的复信号作为恒包络的发送信号从发送端发送；还有一类CE-OFDM系统先将发送信号构建成中心共轭对称数据后进行IDFT处理，得到纯实数序列，用该序列进行相位调制得到恒包络发送信号。对于第一类CE-OFDM系统，由于子载波为正弦或余弦，无法使用离散傅立叶变换对来实现信号调制解调，并且所有这些CE-OFDM系统的信道均衡都需要额外的离散傅立叶变换对来实现，而接收端都要进行相位解调的非线性运算，系统实现远比原有的OFDM系统复杂，运算量增加了两倍以上。

发明内容

本发明的目的是提供一种基于正/余弦映射的CE-OFDM调制解调方法，在实现信号包络恒定的基础上保持OFDM系统采用离散傅立叶变换对来实现信号调制解调的高效实现方式，以解决宽带通信中降低系统复杂度的需求问题。

上述目的可以通过以下措施来达到。本发明提供的一种恒包络正交频分复用调制方法，其特征在于包括如下步骤：

（1）在发送端通过PSK信号映射模块，将输入比特信息先进行相位调制转化为复信号，并对复信号进行离散傅里叶逆变换；

（2）再经分组限幅模块提取IDFT处理后数据的实部和虚部，并对得到的两组实数序列进行线性限幅映射处理；

（3）正弦或余弦信号映射模块对映射后序列进行正/余弦映射，分别映射为单位圆上复数信号的正弦或余弦值，且以该复数信号为映射后的序列值；

（4）循环前缀叠加模块分别在经过正/余弦映射后的两组序列前叠加循环前缀，然后通过D/A转换模块和载波调制模块按实部、虚部所对应的复信号，依次调制到载波上发送出去。

本发明提供的一种基于正/余弦映射的恒包络正交频分复用调制的解调方法，其特征在于包括如下步骤：

（1）在解调结构中，信号输入前，已经利用同步符号实现了位同步，并且利用导频或其它处理方式得到了信道频域信息；

（2）前缀去除模块提取实部、虚部所对应的接收信号，DFT处理模块a和b分别进行离散傅里叶变换处理，而后利用信道频域信息分别完成频域信道均衡，得到两组信号数据；

（3）信号合并模块合并上述两组信号序列数据为一组信号序列，对合并后信号进行相位解调得到发送比特信息。

本发明相比于现有技术具有如下有益效果。

本发明在发送端将IDFT后数据的实部和虚部分别映射为单位圆上信号的正弦或余弦值，使信号接收端可以通过两组DFT变换的线性运算恢复发送信息，既实现了将OFDM信号的包络保持恒定的特点，也保留了采用IDFT/DFT完成信号调制解调的处理方式。这种设计的优点在于：一是实现了多载波信号传播，有利于宽带信号的均衡；二是信号的包络恒定，有利于大功率非线性功放的使用；三是调制解调保留了IDFT/DFT处理方式，可以利用大量现成算法模块和货架产品实现，满足宽带通信系统的高速处理需求。本发明在实现OFDM信号包络恒定的同时保留了离散傅立叶变换对来完成收发端的信号调制解调处理，可以有效利用功放发射功率，对抗宽带传输信道的频率选择性衰落影响，实现对宽带信号的高效处理运算，解决了宽带通信中降低系统复杂度的需求问题。

本发明特别适合被应用于宽带无线通信系统。

附图说明

下面结合附图和实施进一步说明本发明，但并不因此将本发明限制在所述的实例范围之中。

图1是本发明所提出的基于正/余弦映射的CE-OFDM发送处理示意图。

图2是本发明所提出的基于正/余弦映射的CE-OFDM接收处理示意图。

图中：1.PSK信号映射模块，2.IDFT处理模块，3.分组限幅模块，4.正弦或余弦信号映射模块，5.循环前缀叠加模块，6.D/A转换模块，7.载波调制模块，8.A/D转换模块，9.前缀去除模块，10.DFT处理模块，11.信道均衡模块，12.信号合并模块，13.PSK信号逆映射模块。

具体实施方式

参阅图1。在基于正/余弦映射的CE-OFDM发送处理流程中，信号调制结构由依次串联的PSK信号映射模块（1）、IDFT处理模块（2）、分组限幅模块（3）、正弦或余弦信号映射模块（4）、循环前缀叠加模块（5）、D/A转换模块（6）和载波调制模块（7）组成。其中，PSK信号映射模块，用于将串行输入的二进制数据转换为调相复信号后输入到IDFT处理模块中；IDFT处理模块积累一定长度的输入数据，例如N个，采用离散傅里叶反变换同时处理这N个数据，并输出到分组限幅模块；分组限幅模块将输入的N个复数据提取实数部分和虚数部分，组成2N长度数据，并进行限幅映射，输出到正弦或余弦信号映射模块；正弦或余弦信号映射模块将2N数据映射为长度为2N的恒包络复信号输出到循环前缀叠加模块；循环前缀叠加模块为每N个数据叠加个一定长度的循环前缀，例如K个，得到2N+2K个复信号数据输出到D/A转换模块；D/A转换模块将数字信号转换为模拟信号输出到载波调制模块；载波调制模块将信号调制到载波上经功放，由天线发射出去。

在图1中所示IDFT处理模块（2）中，输入信号为N个复信号，记为X=[x₁,x₂,…x_N]，输出信号为N个复数信号,记为Y=[y₁,y₂,…y_N]。则输入输出满足下式关系：

$y_i=\frac{1}{\sqrt[2]{N}}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N-1}{x}_k{e}^{j\frac{2\mathrm{\πik}}{N}}$

在图1中所示分组限幅模块（3）中，输入信号为N个复信号，记为X=[x₁,x₂,…x_N]，输出信号为2N个实数信号,记为Y=[y₁,y₂,…y_N,y_N+1,y_N+2,…y_2N]。则输入输出满足下式关系：

$y_i=\left\{\begin{array}{c}\frac{1}{2}*\mathrm{sign}\left(\mathrm{real}\left(x_i\right)\right)*\min (\frac{\left|\mathrm{real}\left(x_i\right)\right|}{\mathrm{\α}},\mathrm{\β}),i\≤N\\ \frac{1}{2}*\mathrm{sign}\left(\mathrm{imag}\left(x_{i-N}\right)\right)*\min (\frac{\left|\mathrm{imag}\left(x_{i-N}\right)\right|}{\mathrm{\α}},\mathrm{\β}),i>N\end{array}\right.$

其中real(x)表示取复信号x的实数部分；imag(x)表示取复信号x的虚数部分；min(x1,x2)表示取两个数值x1、x2中较小的那个数值；sign(x)表示取数值x的符号；α、β为限幅参数，参考取值分别为0.73、1.2。

在图1中所示正弦（或余弦）信号映射模块（4）中，输入信号为2N个实数信号，记为X=[x₁,x₂,…x_2N]，输出信号为2N个复数信号,记为Y=[y₁,y₂,…y_2N]。则正弦信号映射输入输出满足下式关系：

x_i=sin(θ_i)

$y_i=e^{{\mathrm{j\θ}}_i}=\cos \left({\mathrm{\θ}}_i\right)+j*\sin \left({\mathrm{\θ}}_i\right)$

余弦信号映射则取x_i=cos(θ_i)。且正弦信号映射用下式近似计算θ_i取值：

${\mathrm{\θ}}_i=x_i+\frac{x_i^3}{6}$

余弦信号映射则用下式近似计算θ_i取值：

${\mathrm{\θ}}_i=\frac{\mathrm{\π}}{2}-x_i-\frac{x_i^3}{6}$

在图1中所示循环前缀叠加模块（5）中，输入信号为2N个复数信号，记为X=[x₁,x₂,…x_2N]，输出信号为2N+2K个复数信号,记为Y，循环前缀叠加规律为：

Y=[x_N-K+1,x_N-K+2,…x_N,x₁,x₂,…x_N,x_2N-K+1,x_2N-K+2,…x_2N,x_N,x_N+1,…x_2N]。

参阅图2。在基于正/余弦映射的CE-OFDM接收处理流程中，信号解调结构由依次串联的A/D转换模块（8）、前缀去除模块（9）、DFT处理模块10、信道均衡模块11、信号合并模块（12）和PSK信号逆映射模块（13）组成。其中，A/D转换模块用于将模拟基带信号转换为数字基带信号，并输出到前缀去除模块；前缀去除模块根据系统同步处理提供的同步信息取出与发送端对应的2N+2K个复数据，去除2K个循环前缀，分别将两组长度为N的复数据输出到DFT处理模块；DFT处理模块分别完成对应N个复数据的离散傅里叶变换，输出到对应的信道均衡模块；信道均衡模块根据信道信息在频域对数据进行均衡补偿处理，输出到信号合并模块；信号合并模块将输入的两组长度为N的数据合并为一组数据输出到PSK信号逆映射模块；PSK信号逆映射模块将复数信号逆向映射为二进制数据输出。

图2中所示DFT处理模块（10）由DFT处理模块a和DFT处理模块b两个并联模块组成，信道均衡模块1）由信道均衡模块a和信道均衡模块b两个并联模块组成。前缀去除模块（9）输入信号为一组长度为2N+2K的复数序列，记为X=[x₁,x₂,…x_2N+2K]，输出为两组长度为N的复数序列，其中输出到DFT处理模块a的序列记为Xa，输出到DFT处理模块b的序列记为Xb，并且

Xa=[x_K+1,x_K+2,…x_K+N]

Xb=[x_N+2K+1,x_N+2K+2,…x_2K+2N]

DFT处理模块a和DFT处理模块b与道均衡模块a和信道均衡模块b分别相连组成并联回路，每个模块的输入信号为N个复信号，记为X=[x₁,x₂,…x_N]，输出信号为N个复数信号,记为Y=[y₁,y₂,…y_N]。则输入输出满足下式关系：

$y_i=\frac{1}{\sqrt[2]{N}}{\mathrm{\Σ}}_{k=1}^{N-1}{x}_k{e}^{-j\frac{2\mathrm{\πik}}{N}}$

信号合并模块（12）从信道均衡模块a输入的信号为长度为N的复数序列信号，记为X=[x₁,x₂,…x_N]；从信道均衡模块b输入的信号为长度为N的复数序列信号，记为Y=[y₁,y₂,…y_N]；信号合并模块的输出信号为N个复数信号,记为Z=[z₁,z₂,…z_N]。当图1中发送端正弦（或余弦）信号映射模块（4）中采用正弦映射时，信号合并处理满足下面关系：

$z_i=\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{jx}}_1^{*}-{\mathrm{jx}}_1+y_1-y_1^{*},i=1\\ {\mathrm{jx}}_{N+2-i}^{*}-{\mathrm{jx}}_i+y_i-y_{N+2-i}^{*},i\≠1\end{array}\right.$

当图1中发送端正弦或余弦信号映射模块（4）中采用余弦映射时，信号合并处理满足下面关系：

$z_i=\left\{\begin{array}{c}{x}_1^{*}+x_1+j{y}_1+{\mathrm{jy}}_1^{*},i=1\\ x_{N+2-i}^{*}+x_i+{\mathrm{jy}}_i+{\mathrm{jy}}_{N+2-i}^{*},i\≠1\end{array}\right.$ 。

Claims (9)

1.一种恒包络正交频分复用调制方法，其特征在于包括如下步骤：

(1)在发送端通过PSK信号映射模块，将输入比特信息先进行相位调制转化为复数信号，并对复数信号进行离散傅里叶逆变换；

(2)再经分组限幅模块提取IDFT处理后数据的实部和虚部，并对得到的两组实数序列进行线性限幅映射处理；

(3)正弦或余弦信号映射模块对映射后序列进行正/余弦映射，分别映射为单位圆上信号的正弦或余弦值，且以该复数信号为映射后的序列值，在正弦或余弦信号映射模块(4)中，输入信号为2N个实数信号，记为X＝[x₁,x₂,…x_2N]，输出信号为2N个复数信号,记为Y＝[y₁,y₂,…y_2N]，X是实数序列，Y是映射后的发送值，则正弦信号映射输入输出满足下式关系：

x_i＝sin(θ_i)

$y_i=e^{{\mathrm{j\θ}}_i}=cos\left({\mathrm{\θ}}_i\right)+j*\sin \left({\mathrm{\θ}}_i\right)$

余弦信号映射则取x_i＝cos(θ_i)，且正弦信号映射用下式近似计算θ_i取值：

${\mathrm{\θ}}_i=x_i+\frac{x_i^3}{6}$

余弦信号映射则用下式近似计算θ_i取值：

${\mathrm{\θ}}_i=\frac{\mathrm{\π}}{2}-x_i-\frac{x_i^3}{6}$

当发送端正弦或余弦信号映射模块(4)中采用正弦映射时，信号合并处理满足下面关系：

$z_i=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{jx}}_1^{*}-{\mathrm{jx}}_1+y_1-y_1^{*},& i=1\\ {\mathrm{jx}}_{N+2-i}^{*}-{\mathrm{jx}}_i+y_i-y_{N+2-i}^{*},& i\≠1\end{array}\right.$

当发送端正弦或余弦信号映射模块(4)中采用余弦映射时，信号合并处理满足下面关系：

$z_i=\{\begin{array}{cc}{x}_1^{*}+x_1+{\mathrm{jy}}_1+{\mathrm{jy}}_1^{*},& i=1\\ x_{N+2-i}^{*}+x_i+{\mathrm{jy}}_i+{\mathrm{jy}}_{N+2-i}^{*},& i\≠1\end{array};$

(4)循环前缀叠加模块分别在经过正/余弦映射后的两组序列前叠加循环前缀，然后通过D/A转换模块和载波调制模块按实部、虚部所对应的复数信号，依次调制到载波上发送出去。

2.如权利要求1所述的恒包络正交频分复用调制方法，其特征在于，PSK信号映射模块，用于将串行输入的二进制数据转换为调相复数信号后输入到IDFT处理模块中。

3.如权利要求2所述的恒包络正交频分复用调制方法，其特征在于，IDFT处理模块积累长度为N的数据，采用离散傅里叶反变换同时处理这N个数据，并输出到分组限幅模块。

4.如权利要求3所述的恒包络正交频分复用调制方法，其特征在于，分组限幅模块将输入的N个复数据提取实部和虚部，组成2N长度的实数序列，并进行限幅映射，输出到正弦或余弦信号映射模块。

5.如权利要求4所述的恒包络正交频分复用调制方法，其特征在于，正弦或余弦信号映射模块将2N数据映射为长度为2N的恒包络复数信号输出到循环前缀叠加模块。

6.如权利要求5所述的恒包络正交频分复用调制方法，其特征在于，循环前缀叠加模块为每N个复数信号叠加长度为K的循环前缀，得到2N+2K个复数信号输出到D/A转换模块；D/A转换模块将数字信号转换为模拟信号输出到载波调制模块；载波调制模块将信号调制到载波上经功放，由天线发射出去。

7.如权利要求1所述恒包络正交频分复用调制方法，其特征在于包括如下步骤：

(1)在解调结构中，信号输入前，已经利用同步符号实现了位同步，并且利用导频或其它处理方式得到了信道频域信息；

(2)前缀去除模块提取实部、虚部所对应的接收信号，DFT处理模块分别进行离散傅里叶变换处理，而后利用信道频域信息分别完成频域信道均衡，得到两组信号序列数据；

(3)信号合并模块合并两组信号序列数据为一组信号序列，对合并后信号序列进行相位解调得到发送比特信息。

8.如权利要求7所述恒包络正交频分复用调制方法，其特征在于，A/D转换模块将模拟基带信号转换为数字基带信号，输出到前缀去除模块；前缀去除模块根据系统同步处理提供的同步信息取出与发送端对应的2N+2K个复数据，去除2K个循环前缀，分别将两组长度为N的复数据输出到DFT处理模块；DFT处理模块分别完成对应N个复数据的离散傅里叶变换，输出到对应的信道均衡模块；信道均衡模块根据信道信息在频域对复数据进行均衡补偿处理，输出到信号合并模块；信号合并模块将输入的两组长度为N的复数据合并为一组数据输出到PSK信号逆映射模块；PSK信号逆映射模块将复数据逆向映射为二进制数据输出。

9.如权利要求8所述恒包络正交频分复用调制方法，其特征在于，信号合并模块(12)从信道均衡模块a输入的信号为长度为N的复数序列信号，记为X＝[x₁,x₂,…x_N]；从信道均衡模块b输入的信号为长度为N的复数序列信号，记为Y＝[y₁,y₂,…y_N]；信号合并模块的输出信号为N个复数信号,记为Z＝[z₁,z₂,…z_N]。