CN105991491A - 一种实现可见光无线通信的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种实现可见光无线通信的方法和装置，包括：发送端对待发送的信号进行调制并转换成并行信号，对并行信号进行IFFT得到时域信号，将时域信号转换成串行信号并进行加循环前缀处理，将处理后的串行信号进行实部和虚部分离，分别对实部信号和虚部信号进行DAC得到实部信号的模拟信号和虚部信号的模拟信号，对实部信号的模拟信号和虚部信号的模拟信号进行修剪并发送。本发明减少了计算量，并且降低了发送端功率。

Description

一种实现可见光无线通信的方法和装置

技术领域

本发明涉及通信处理技术，尤指一种实现可见光无线通信的方法和装置。

背景技术

可见光无线通信系统面临着一些挑战，发光二极管(LED，Light-EmittingDiode)灯呈现的低通特性以及可见光无线信道的弥散特性使得高速可见光无线通信存在码间干扰(ISI，Inter-symbol Interference)。为了对抗ISI，可见光无线通信中的正交频分复用(OFDM，Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing)技术以及单载波幅度调制频域均衡(PAM-FDE，PulseAmplitude Modulated based Frequency Domain Equalization)也得到了大量的研究，基于OFDM/离散多音频调制(DMT，Discrete Multi-Tone)的技术以三种调制技术最为成熟：直流偏置光正交频分复用(DCO-OFDM，DC-biasedoptical OFDM)、非对称限幅光正交频分复用(ACO-OFDM，AsymmetricallyClipped optical OFDM)和单载波幅度调制离散多音频调制(PAM-DMT，Pulse Amplitude Modulated Discrete Multi-Tone)。

受到强度调制(IM，Intensity Modulation)/直接检测(DD，Direct Detection)的约束(发射的信号没有极性，只有强度)，在对抗多径干扰的时候，无论是DCO-OFDM、ACO-OFDM还是PAM-DMT，都是以牺牲一方面的性能来实现另一方面的性能。例如，DCO-OFDM是以牺牲功率为代价来实现数据的高速传输；ACO-OFDM是以牺牲调制子载波的个数(即牺牲数据的高速传输)来实现功率的有效性；PAM-DMT是以牺牲调制星座的维度(即牺牲数据的高速传输)来实现功率的有效性。与单天线系统相比，多输入多输出(MIMO，Multiple-Input and Multiple-Output)系统多了空间上的维度，所以可以利用MIMO系统来实现高速传输，并且实现功率利用的有效性。

针对信道的弥散特性、LED灯的低通特性以及IM/DD的特点，利用MIMO的空分复用增益提高系统的传输速率，利用OFDM技术消除信道的弥散特性所引起的ISI。图1为现有的两天线发送两天线接收系统的通信方法的示意图。如图1所示，现有的基于传统MIMO-OFDM系统实现的可见光无线通信方法大致包括：

发送端将每一个天线通道对待发送的信号进行正交振幅调制(QAM，Quadrature Amplitude Modulation)，将调制后的信号转换成并行信号，对并行信号进行共轭处理，对共轭处理后的并行信号进行快速傅里叶逆变换(IFFT，Inverse Fast Fourier Transform)得到时域信号，将时域信号转换成串行信号，对串行信号进行OFDM处理，对OFDM处理后的串行信号进行数模转换(DAC，Digital to Analog Converter)得到模拟信号，将模拟信号加上直流偏置，将加上直流偏置后的模拟信号转换成光信号并发送。

接收端接收信号，对接收到的信号进行快速傅里叶变换(FFT，FastFourier Transform)得到接收到的信号的频域信号，根据接收到的信号的频域信号采用线性最小均方误差(MMSE，Minimum Mean Square Error)接收算法得到各天线发送的频域信号的估计。

现有的可见光无线通信方法中，由于每一个天线通道都需要进行IFFT，计算量比较大，同时需要在每一个天线通道的模拟信号上加上直流偏置，导致发送端功率较大。

发明内容

为了解决上述问题，本发明提出了一种实现可见光无线通信的方法和装置，能够减少计算量，降低发送端功率。

为了达到上述目的，本发明提出了一种实现可见光无线通信的方法，包括：

发送端对待发送的信号进行调制，将调制后的信号转换成并行信号，对并行信号进行快速傅里叶逆变换IFFT得到时域信号，将时域信号转换成串行信号，对串行信号进行加循环前缀处理，将处理后的串行信号进行实部和虚部分离得到实部信号和虚部信号，分别对实部信号和虚部信号进行数模转换DAC得到实部信号的模拟信号和虚部信号的模拟信号，对实部信号的模拟信号和虚部信号的模拟信号进行修剪并发送。

优选地，所述发送端对待发送的信号进行调制包括：所述发送端对所述待发送的信号进行正交振幅调制QAM。

优选地，所述对并行信号进行IFFT得到时域信号包括：

按照公式

$\begin{array}{c}x\left(n\right)=\frac{1}{2N}\underset{K=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(K\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{2N}\mathrm{Kn}}+X(K+N)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{2N}(K+N)n}\\ =\frac{1}{2N}\underset{K=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(X\left(2K\right)+X(2K+N))e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{2N}2\mathrm{Kn}}+\frac{1}{2N}\underset{K=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(X(2K+1)-X(2K+1+N))e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{2N}(2K+1)n}\end{array}$

对所述并行信号进行IFFT得到所述时域信号；

其中，x(n)为所述时域信号，X(K)为所述并行信号，K为子载波的下标，2N为离散傅里叶逆变换IDFT的长度，n为采样时刻；

其中，所述频域信号满足公式X(K)＝-X(2N-K)。

优选地，所述将OFDM处理后的串行信号进行实部和虚部分离得到实部信号和虚部信号包括：

按照公式x′(n)＝jx_Im(n)+x_Re(n)将所述OFDM处理后的串行信号进行实部和虚部分离得到所述实部信号和所述虚部信号；

其中，x′(n)为所述串行信号，x_Im(n)为所述虚部信号，x_Re(n)为所述实部信号。

优选地，所述对实部信号的模拟信号和虚部信号的模拟信号进行修剪包括：

按照公式 $\left\{\begin{array}{c}{s}_1\left(n\right)={\left(x_{\mathrm{Im}}^{\′}\left(n\right)\right)}^{+}=\max (0,x_{\mathrm{Im}}^{\′}\left(n\right))\\ s_2\left(n\right)={\left(x_{\mathrm{Re}}^{\′}\left(n\right)\right)}^{+}=\max (0,x_{\mathrm{Re}}^{\′}\left(n\right))\end{array}\right.$ 对所述实部信号的模拟信号和所述虚部信号的模拟信号进行修剪；

其中，s₁(n)为修剪后的虚部信号的模拟信号，s₂(n)为修剪后的实部信号的模拟信号，x′_Im(n)为所述虚部信号的模拟信号，x′_Re(n)为所述实部信号的模拟信号。

本发明还提出了一种实现可见光无线通信的方法，包括：

接收端接收信号，对接收到的信号进行快速傅里叶变换FFT得到接收到的信号的频域信号，根据接收到的信号的频域信号获取实部信号的频域信号的估计和虚部信号的频域信号的估计，根据实部信号的频域信号的估计和虚部信号的频域信号的估计获取待发送的信号的频域信号的估计。

优选地，所述根据接收到的信号的频域信号获取实部信号的频域信号的估计和虚部信号的频域信号的估计包括：

根据所述接收到的信号的频域信号采用最小均方误差MMSE接收算法获取所述实部信号的频域信号的估计和所述虚部信号的频域信号的估计。

优选地，所述根据接收到的信号的频域信号采用最小均方误差MMSE接收算法获取实部信号的频域信号的估计和虚部信号的频域信号的估计包括：

按照公式 $\left[\begin{array}{c}{\hat{S}}_1\left(K\right)\\ {\hat{S}}_2\left(K\right)\end{array}\right]{=(H{\left(K\right)}^{T}H\left(K\right)+\frac{{\mathrm{\σ}}_W^2}{{\mathrm{\σ}}_X^2/4}{I}_2)}^{-1}H{\left(K\right)}^T\left[\begin{array}{c}{Y}_1\left(K\right)\\ Y_2\left(K\right)\end{array}\right]$ 获取所述实部信号的频域信号的估计和所述虚部信号的频域信号的估计；

其中，为所述虚部信号的频域信号的估计，为所述实部信号的频域信号的估计， $H\left(K\right)=\left[\begin{array}{cc}{H}_{\mathrm{1,1}}\left(K\right)& H_{\mathrm{1,2}}\left(K\right)\\ H_{\mathrm{2,1}}\left(K\right)& H_{\mathrm{2,2}}\left(K\right)\end{array}\right],$ 为所述接收端的噪声的方差，为P_Re(K)或F_Re(K)或P_Im(K)或F_Im(K)的方差，I₂为秩为2的单位矩阵，Y₁(K)为第1个PD接收到的信号的频域信号，Y₂(K)为第2个PD接收到的信号的频域信号；

其中，H_1,1(K)为的频域表示，H_1,2(K)为的频域表示，H_2,1(K)为的频域表示，H_2,2(K)为的频域表示；

其中，为从第1个LED到第1个光检测器PD的等效基带信道，为从第2个LED到第1个PD的等效基带信道，为第1个LED到第2个PD的等效基带信道，为第2个LED到第1个PD的等效基带信道。

优选地，所述根据实部信号的频域信号的估计和虚部信号的频域信号的估计获取待发送的信号的频域信号的估计包括：

按照公式

$\begin{array}{c}X\left(K\right)=j{X}_{\mathrm{Im}}\left(K\right)+X_{\mathrm{Re}}\left(K\right)\\ =-2\mathrm{Im}\left\{{\hat{S}}_1\left(K\right)\right\}+2\mathrm{jIm}\left\{{\hat{S}}_2\left(K\right)\right\}\end{array}$

获取所述待发送的信号的频域信号的估计；

其中，为所述虚部信号的频域信号的估计，为所述实部信号的频域信号的估计，Im{·}表示取虚部。

本发明还提出了一种发送装置，至少包括：

调制模块，用于对待发送的信号进行调制；

第一转换模块，用于将调制后的信号转换成并行信号；

第一变换模块，用于对并行信号进行快速傅里叶逆变换IFFT得到时域信号；

第二转换模块，用于将时域信号转换成串行信号；

处理模块，用于对串行信号进行加循环前缀处理；

分离模块，用于将处理后的串行信号进行实部和虚部分离得到实部信号和虚部信号；

第一模数转换模块，用于对实部信号进行数模转换DAC得到实部信号的模拟信号；

第二模数转换模块，用于对虚部信号进行DAC得到虚部信号的模拟信号；

第一修剪模块，用于对实部信号的模拟信号进行修剪并发送；

第二修剪模块，用于对虚部信号的模拟信号进行修剪并发送。

优选地，所述调制模块具体用于：对所述待发送的信号进行正交振幅调制QAM。

优选地，所述第一变换模块具体用于：按照公式

$\begin{array}{c}x\left(n\right)=\frac{1}{2N}\underset{K=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(K\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{2N}\mathrm{Kn}}+X(K+N)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{2N}(K+N)n}\\ =\frac{1}{2N}\underset{K=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(X\left(2K\right)+X(2K+N))e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{2N}2\mathrm{Kn}}+\frac{1}{2N}\underset{K=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(X(2K+1)-X(2K+1+N))e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{2N}(2K+1)n}\end{array}$

对所述并行信号进行IFFT得到所述时域信号；

其中，x(n)为所述时域信号，X(K)为所述并行信号，K为子载波的下标，2N为离散傅里叶逆变换IDFT的长度，n为采样时刻；

其中，所述频域信号满足公式X(K)＝-X(2N-K)。

优选地，所述分离模块具体用于：

按照公式x(n)＝jx_Im(n)+x_Re(n)将所述处理后的串行信号进行实部和虚部分离得到所述实部信号和所述虚部信号；

其中，x(n)为所述串行信号，x_Im(n)为所述虚部信号，x_Re(n)为所述实部信号。

优选地，所述第一修剪模块具体用于：按照公式s₂(n)＝(x_Re(n))⁺＝max(0,x_Re(n))对所述实部信号的模拟信号进行修剪并发送；

所述第二修剪模块具体用于：按照公式s₁(n)＝(x_Im(n))⁺＝max(0,x_Im(n))对所述虚部信号的模拟信号进行修剪；

其中，s₁(n)为修剪后的虚部信号的模拟信号，s₂(n)为修剪后的实部信号的模拟信号，x_Im(n)为所述虚部信号的模拟信号，x_Re(n)为所述实部信号的模拟信号。

本发明还提出了一种接收装置，至少包括：

接收模块，用于接收信号；

第二变换模块，用于对接收到的信号进行快速傅里叶变换FFT得到接收到的信号的频域信号；

第一获取模块，用于根据接收到的信号的频域信号获取实部信号的频域信号的估计和虚部信号的频域信号的估计；

第二获取模块，用于根据实部信号的频域信号的估计和虚部信号的频域信号的估计获取待发送的信号的频域信号的估计。

优选地，所述第一获取模块具体用于：

按照公式 $\left[\begin{array}{c}{\hat{S}}_1\left(K\right)\\ {\hat{S}}_2\left(K\right)\end{array}\right]{=(H{\left(K\right)}^{T}H\left(K\right)+\frac{{\mathrm{\σ}}_W^2}{{\mathrm{\σ}}_X^2/4}{I}_2)}^{-1}H{\left(K\right)}^T\left[\begin{array}{c}{Y}_1\left(K\right)\\ Y_2\left(K\right)\end{array}\right]$ 获取所述实部信号的频域信号的估计和所述虚部信号的频域信号的估计；

其中，为所述虚部信号的频域信号的估计，为所述实部信号的频域信号的估计， $H\left(K\right)=\left[\begin{array}{cc}{H}_{\mathrm{1,1}}\left(K\right)& H_{\mathrm{1,2}}\left(K\right)\\ H_{\mathrm{2,1}}\left(K\right)& H_{\mathrm{2,2}}\left(K\right)\end{array}\right],$ 为所述接收端的噪声的方差，为P_Re(K)或F_Re(K)或P_Im(K)或F_Im(K)的方差，I₂为秩为2的单位矩阵，Y₁(K)为第1个PD接收到的信号的频域信号，Y₂(K)为第2个PD接收到的信号的频域信号；

其中，H_1,1(K)为的频域表示，H_1,2(K)为的频域表示，H_2,1(K)为的频域表示，H_2,2(K)为的频域表示；

其中，为从第1个LED到第1个光检测器PD的等效基带信道，为从第2个LED到第1个PD的等效基带信道，为第1个LED到第2个PD的等效基带信道，为第2个LED到第1个PD的等效基带信道。

优选地，所述第二获取模块具体用于：

按照公式

$\begin{array}{c}X\left(K\right)=j{X}_{\mathrm{Im}}\left(K\right)+X_{\mathrm{Re}}\left(K\right)\\ =-2\mathrm{Im}\left\{{\hat{S}}_1\left(K\right)\right\}+2\mathrm{jIm}\left\{{\hat{S}}_2\left(K\right)\right\}\end{array}$

获取所述待发送的信号的频域信号的估计；

其中，为所述虚部信号的频域信号的估计，为所述实部信号的频域信号的估计，Im{·}表示取虚部。

本发明还提出了一种通信装置，至少包括：

发送装置的所有模块和接收装置的所有模块。

与现有技术相比，本发明包括：发送端对待发送的信号进行调制，将调制后的信号转换成并行信号，对并行信号进行IFFT得到时域信号，将时域信号转换成串行信号，对串行信号进行加循环前缀处理，将处理后的串行信号进行实部和虚部分离得到实部信号和虚部信号，分别对实部信号和虚部信号进行DAC得到实部信号的模拟信号和虚部信号的模拟信号，对实部信号的模拟信号和虚部信号的模拟信号进行修剪并发送。通过本发明的方案，发送端在发送信号过程中只需要进行一次IFFT，减少了计算量，并且不需要外加直流偏置，从而降低了发送端功率。

附图说明

下面对本发明实施例中的附图进行说明，实施例中的附图是用于对本发明的进一步理解，与说明书一起用于解释本发明，并不构成对本发明保护范围的限制。

图1为现有的两天线发送两天线接收的系统的通信方法的示意图；

图2为本发明实现通信的方法的流程图；

图3为本发明16点的IFFT的示意图；

图4为本发明发送装置的结构组成示意图；

图5为本发明接收装置的结构组成示意图；

图6为本发明发送端发送信号的示意图；

图7为发射机和接收机的位置示意图；

图8为本发明实部虚部分离(RIS，Real and imaginary coefficientseparation)MIMO-OFDM系统仿真和分析得到的误码率(BER，biterror)；

图9为本发明各通信系统的BER示意图。

具体实施方式

为了便于本领域技术人员的理解，下面结合附图对本发明作进一步的描述，并不能用来限制本发明的保护范围。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的各种方式可以相互组合。

参见图2，本发明提出了一种实现通信的方法，包括：

步骤200、发送端对待发送的信号进行调制，将调制后的信号转换成并行信号，对并行信号进行IFFT得到时域信号，将时域信号转换成串行信号，对串行信号进行加循环前缀处理，将处理后的串行信号进行实部和虚部分离得到实部信号和虚部信号，分别对实部信号和虚部信号进行DAC得到实部信号的模拟信号和虚部信号的模拟信号，对实部信号的模拟信号和虚部信号的模拟信号进行修剪并发送。

本步骤中，发送端在发送信号过程中只需要进行一次IFFT，减少了计算量，并且不需要外加直流偏置，从而降低了发送端功率。

本步骤中，发送端对待发送的信号进行调制包括：发送端对待发送的信号进行QAM。

本步骤中，对并行信号进行IFFT得到时域信号包括：

按照公式(1)对并行信号进行IFFT得到时域信号。

$\begin{array}{c}x\left(n\right)=\frac{1}{2N}\underset{K=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(K\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{2N}\mathrm{Kn}}+X(K+N)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{2N}(K+N)n}\\ =\frac{1}{2N}\underset{K=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(X\left(2K\right)+X(2K+N))e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{2N}2\mathrm{Kn}}+\frac{1}{2N}\underset{K=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(X(2K+1)-X(2K+1+N))e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{2N}(2K+1)n}\end{array}---\left(1\right)$

其中，x(n)为时域信号，X(K)为并行信号，K为子载波的下标，2N为离散傅里叶逆变换(IDFT，Inverse Discrete Fourier Transform)的长度，n为采样时刻。

其中，频移信号满足公式X(K)＝-X(2N-K)。

其中，若令A(2K)＝X(2K)+X(2K+N)，由于X(0)＝X(N)＝0，X(2K)＝-X(2N-2K)，X(2K+N)＝-X(N-2K)，则可知A(2K)＝-A(N-2K)，同样可以得到B(2K+1)＝X(2K+1)-X(2K+1+N)＝B(N-2K-1)。

由于并线信号是对称信号，因此在进行IFFT时可以减少一半的计算量。图3为16点的IFFT的示意图。如图3所示，在进行IFFT计算时由于每次计算只需要计算一半，因此计算量减少了。

本步骤中，将OFDM处理后的串行信号进行实部和虚部分离得到实部信号和虚部信号包括：

按照公式(2)将OFDM处理后的串行信号进行实部和虚部分离得到实部信号和虚部信号。

$\begin{array}{c}{x}^{\′}\left(n\right)=\frac{1}{2N}\underset{K=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(K\right)\exp \left(j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{Kn}}{2N}\right)\\ =\frac{1}{2N}\underset{K=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}[X\left(K\right)\exp \left(j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{Kn}}{2N}\right)+X(2N-K)\exp \left(j2\mathrm{\π}\frac{(2N-K)n}{2N}\right)]\\ =\frac{1}{2N}\underset{K=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}[X\left(K\right)\exp \left(j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{Kn}}{2N}\right)-X\left(K\right)\exp (-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{Kn}}{2N})]\\ =\frac{1}{N}\underset{K=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}[\mathrm{ja}\left(K\right)\sin \left(2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{Kn}}{2N}\right)-b\left(K\right)\sin \left(2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{Kn}}{2N}\right)]\\ =j{x}_{\mathrm{Im}}\left(n\right)+x_{\mathrm{Re}}\left(n\right)\end{array}---\left(2\right)$

其中，x′(n)为串行信号，x_Im(n)为虚部信号，x_Re(n)为实部信号。

其中，x_Im(n)和x_Re(n)满足公式(3)。

x_Im(n)＝-x_Im(2N-n) x_Re(n)＝-x_Re(2N-n) n＝1，…，N-1

(3)

x_Im(0)＝x_Im(N)＝x_Re(0)＝x_Re(N)＝0

本步骤中，对实部信号的模拟信号和虚部信号的模拟信号进行修剪包括：

按照公式(4)对实部信号的模拟信号和虚部信号的模拟信号进行修剪。

$\left\{\begin{array}{c}{s}_1\left(n\right)={\left(x_{\mathrm{Im}}\left(n\right)\right)}^{+}=\max (0,x_{\mathrm{Im}}\left(n\right))\\ s_2\left(n\right)={\left(x_{\mathrm{Re}}\left(n\right)\right)}^{+}=\max (0,x_{\mathrm{Re}}\left(n\right))\end{array}\right.---\left(4\right)$

其中，s₁(n)为修剪后的虚部信号的模拟信号，s₂(n)为修剪后的实部信号的模拟信号，x_Im(n)为虚部信号的模拟信号，x_Re(n)为实部信号的模拟信号。

进一步地，本发明方法还包括：

步骤201、接收端接收信号，对接收到的信号进行FFT得到接收到的信号的频域信号，根据接收到的信号的频域信号获取实部信号的频域信号的估计和虚部信号的频域信号的估计，根据实部信号的频域信号的估计和虚部信号的频域信号的估计获取待发送的信号的频域信号的估计。

本步骤中，可以采用公式(5)表示接收端接收到的信号。

$\left\{\begin{array}{c}{y}_1\left(n\right)=s_1\left(n\right)\⊗h_{\mathrm{1,1}}^e\left(n\right)+s_2\left(n\right)\⊗h_{\mathrm{1,2}}^e\left(n\right)+w_1\left(n\right)\\ y_2\left(n\right)=s_1\left(n\right)\⊗h_{\mathrm{2,1}}^e\left(n\right)+s_2\left(n\right)\⊗h_{\mathrm{2,2}}^e\left(n\right)+w_2\left(n\right)\end{array}\right.---\left(5\right)$

其中，y₁(n)为第1个PD接收到的信号，y₂(n)为第2个PD接收到的信号，w₁(n)为第1个PD的噪声，为均值为0，方差为的高斯噪声，w₂(n)为第2个PD的噪声，为均值为0，方差为的高斯噪声。

对公式(5)进行FFT之后，第K个频点上接收到的信号为：

$\left[\begin{array}{c}{Y}_1\left(K\right)\\ Y_2\left(K\right)\end{array}\right]=H\left(K\right)\left[\begin{array}{c}{S}_1\left(K\right)\\ S_2\left(K\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{W}_1\left(K\right)\\ W_2\left(K\right)\end{array}\right]---\left(6\right)$

其中，W₁(K)为w₁(n)的频域表示，为均值为0，方差为的高斯随机变量，W₂(K)为w₂(n)的频域表示，为均值为0，方差为的高斯随机变量。

本步骤中，根据接收到的信号的频域信号获取实部信号的频域信号的估计和虚部信号的频域信号的估计包括：根据接收到的信号的频域信号采用MMSE接收算法获取实部信号的频域信号的估计和虚部信号的频域信号的估计。具体包括：

按照公式(7)获取实部信号的频域信号的估计和虚部信号的频域信号的估计。

$\left[\begin{array}{c}{\hat{S}}_1\left(K\right)\\ {\hat{S}}_2\left(K\right)\end{array}\right]{=(H{\left(K\right)}^{T}H\left(K\right)+\frac{{\mathrm{\σ}}_W^2}{{\mathrm{\σ}}_X^2/4}{I}_2)}^{-1}H{\left(K\right)}^T\left[\begin{array}{c}{Y}_1\left(K\right)\\ Y_2\left(K\right)\end{array}\right]---\left(7\right)$

其中，为虚部信号的频域信号的估计，为实部信号的频域信号的估计， $H\left(K\right)=\left[\begin{array}{cc}{H}_{\mathrm{1,1}}\left(K\right)& H_{\mathrm{1,2}}\left(K\right)\\ H_{\mathrm{2,1}}\left(K\right)& H_{\mathrm{2,2}}\left(K\right)\end{array}\right],$ 为接收端的噪声的方差，为P_Re(K)或F_Re(K)或P_Im(K)或F_Im(K)的方差，I₂为秩为2的单位矩阵，Y₁(K)为第1个PD接收到的信号的频域信号，Y₂(K)为第2个PD接收到的信号的频域信号。

其中，H_1,1(K)为的频域表示，H_1,2(K)为的频域表示，H_2,1(K)为的频域表示，H_2,2(K)为的频域表示。

其中，为从第1个LED到第1个光检测器(PD，Photo-detector)的等效基带信道，为从第2个LED到第1个PD的等效基带信道，为第1个LED到第2个PD的等效基带信道，为第2个LED到第1个PD的等效基带信道。

其中，

$P_{\mathrm{Re}}\left(K\right)=\frac{1}{2}b\left(K\right)=\underset{x_{\mathrm{Re}}>0}{\overset{2N-1}{\underset{n=0}{\mathrm{\Σ}}}}{x}_{\mathrm{Re}}\left(n\right)\cos \left(\frac{2\mathrm{\πKn}}{2N}\right)~N(0,\frac{{\mathrm{\σ}}_X^2}{8})---\left(8\right)$

$F_{\mathrm{Re}}\left(K\right)=\underset{x_{\mathrm{Re}}>0}{\overset{2N-1}{\underset{n=0}{\mathrm{\Σ}}}}{x}_{\mathrm{Re}}\left(n\right)\cos \left(\frac{2\mathrm{\πKn}}{2N}\right)~N(0,\frac{{\mathrm{\σ}}_X^2}{8})---\left(9\right)$

$P_{\mathrm{Im}}\left(K\right)=-\frac{1}{2}a\left(K\right)=\underset{x_{\mathrm{Im}}>0}{\overset{2N-1}{\underset{n=0}{\mathrm{\Σ}}}}{x}_{\mathrm{Im}}\left(n\right)(-\sin \left(\frac{2\mathrm{\πKn}}{2N}\right))---\left(10\right)$

$F_{\mathrm{Im}}\left(K\right)=\underset{x_{\mathrm{Im}}>0}{\overset{2N-1}{\underset{n=0}{\mathrm{\Σ}}}}{x}_{\mathrm{Im}}\left(n\right)(-\sin \left(\frac{2\mathrm{\πKn}}{2N}\right))---\left(11\right)$

由公式(10)可知P_Re(K)为S₂(K)的一部分，F_Re(K)为S₂(K)的一部分。当时，P_Re(K)和F_Re(K)为相互独立的，均值为零，方差为的高斯随机变量。

$\begin{array}{c}{S}_2\left(K\right)=\underset{x_{\mathrm{Re}}>0}{\overset{2N-1}{\underset{n=0}{\mathrm{\Σ}}{x}_{\mathrm{Re}}\left(n\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\πKn}}{2N}}}}\\ =\underset{x_{\mathrm{Re}}>0}{\overset{2N-1}{\underset{n=0}{\mathrm{\Σ}}}}{x}_{\mathrm{Re}}\left(n\right)\cos \left(\frac{2\mathrm{\πKn}}{2N}\right)+\underset{x_{\mathrm{Re}}>0}{\overset{2N-1}{\underset{n=0}{\mathrm{\Σ}}}}{x}_{\mathrm{Re}}\left(n\right)(-j\sin \left(\frac{2\mathrm{\πKn}}{2N}\right))\\ =\underset{x_{\mathrm{Re}}>0}{\overset{2N-1}{\underset{n=0}{\mathrm{\Σ}}}}{x}_{\mathrm{Re}}\left(n\right)\cos \left(\frac{2\mathrm{\πKn}}{2N}\right)+\frac{1}{2}{X}_{\mathrm{Re}}\left(K\right)\end{array}---\left(12\right)$

由公式(13)可知P_Im(K)为S₁(K)的一部分，F_Im(K)为S₁(K)的一部分。当时，P_Im(K)和F_Im(K)为相互独立的，均值为零，方差为的高斯随机变量。

$S_1\left(K\right)=\underset{x_{\mathrm{Im}}>0}{\overset{2N-1}{\underset{n=0}{\mathrm{\Σ}}}}{x}_{\mathrm{Im}}\left(n\right)\cos \left(\frac{2\mathrm{\πKn}}{2N}\right)+\frac{1}{2}{X}_{\mathrm{Im}}\left(K\right)---\left(13\right)$

本步骤中，根据实部信号的频域信号的估计和虚部信号的频域信号的估计获取待发送的信号的频域信号的估计包括：

按照公式(14)获取待发送的信号的频域信号的估计。

$\begin{array}{c}X\left(K\right)=j{X}_{\mathrm{Im}}\left(K\right)+X_{\mathrm{Re}}\left(K\right)\\ =-2\mathrm{Im}\left\{{\hat{S}}_1\left(K\right)\right\}+2\mathrm{jIm}\left\{{\hat{S}}_2\left(K\right)\right\}\end{array}---\left(14\right)$

采用本发明的方法进行通信时，速率为其中，R_RIS为系统的速率，M为调制阶数。

其中，由于可以采用公式(15)表示x_Im(n)的离散傅里叶变换(DFT，DiscreteFourier Transform)。

$\begin{array}{c}{X}_{\mathrm{Im}}\left(K\right)=\frac{1}{2N}\underset{x_{\mathrm{Im}}\left(n\right)>0}{\overset{2N-1}{\underset{n=1}{\mathrm{\&Sigma;}}}}{x}_{\mathrm{Im}}\left(n\right)\exp (-\frac{j2\mathrm{\&pi;}}{2N}\mathrm{Kn})+\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\&pi;}}}\underset{x_{\mathrm{Im}}\left(n\right)<0}{\overset{2N-1}{\underset{n=1}{\mathrm{\&Sigma;}}}}{x}_{\mathrm{Im}}\left(n\right)\exp (-\frac{j2\mathrm{\&pi;}}{2N}\mathrm{Kn})\\ =\frac{1}{2N}\underset{x_{\mathrm{Im}}\left(n\right)>0}{\overset{2N-1}{\underset{n=1}{\mathrm{\&Sigma;}}}}{x}_{\mathrm{Im}}\left(n\right)\exp (-\frac{j2\mathrm{\&pi;}}{2N}\mathrm{Kn})+\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\&pi;}}}\underset{x_{\mathrm{Im}}\left(n\right)>0}{\overset{2N-1}{\underset{n=1}{\mathrm{\&Sigma;}}}}-x_{\mathrm{Im}}(2N-n)\exp (-\frac{j2\mathrm{\&pi;}}{2N}\mathrm{Kn})\\ =\frac{1}{2N}\underset{x_{\mathrm{Im}}\left(n\right)>0}{\overset{2N-1}{\underset{n=1}{\mathrm{\&Sigma;}}}}{x}_{\mathrm{Im}}\left(n\right)\exp (-\frac{j2\mathrm{\&pi;}}{2N}\mathrm{Kn})+\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\&pi;}}}\underset{x_{\mathrm{Im}}\left(n\right)>0}{\overset{2N-1}{\underset{n=1}{\mathrm{\&Sigma;}}}}-x_{\mathrm{Im}}\left(n\right)\exp \left(\frac{j2\mathrm{\&pi;}}{2N}\mathrm{Kn}\right)\\ =\frac{1}{2N}\underset{x_{\mathrm{Im}}\left(n\right)>0}{\overset{2N-1}{\underset{n=1}{\mathrm{\&Sigma;}}}}{x}_{\mathrm{Im}}\left(n\right)[\exp (-\frac{j2\mathrm{\&pi;}}{2N}\mathrm{Kn})-\exp \left(\frac{j2\mathrm{\&pi;}}{2N}\mathrm{Kn}\right)]\\ =\frac{2}{2N}\underset{x_{\mathrm{Im}}\left(n\right)>0}{\overset{2N-1}{\underset{n=1}{\mathrm{\&Sigma;}}}}{x}_{\mathrm{Im}}\left(n\right)(-j\sin \left(\frac{2\mathrm{\&pi;}}{2N}\mathrm{Kn}\right))\\ =2\mathrm{jIm}\left\{\mathrm{FFT}\right[s_1\left(n\right)\left]\right\}\end{array}---\left(15\right)$

可以采用公式(16)表示x_Re(n)的DFT。

$\begin{array}{c}{X}_{\mathrm{Re}}\left(K\right)=\frac{1}{2N}\underset{x_{\mathrm{Re}}\left(n\right)>0}{\overset{2N-1}{\underset{n=1}{\mathrm{\&Sigma;}}}}{x}_{\mathrm{Re}}\left(n\right)\exp (-\frac{j2\mathrm{\&pi;}}{2N}\mathrm{Kn})+\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\&pi;}}}\underset{x_{\mathrm{Re}}\left(n\right)<0}{\overset{2N-1}{\underset{n=1}{\mathrm{\&Sigma;}}}}{x}_{\mathrm{Re}}\left(n\right)\exp (-\frac{j2\mathrm{\&pi;}}{2N}\mathrm{Kn})\\ =2\mathrm{jIm}\left\{\mathrm{FFT}\right[s_2\left(n\right)\left]\right\}\end{array}---\left(16\right)$

因此，可以采用公式(14)表示X(K)。

参见图4，本发明还提出了一种发送装置，至少包括：

调制模块，用于对待发送的信号进行调制；

第一转换模块，用于将调制后的信号转换成并行信号；

第一变换模块，用于对并行信号进行快速傅里叶逆变换IFFT得到时域信号；

第二转换模块，用于将时域信号转换成串行信号；

处理模块，用于对串行信号进行加循环前缀处理；

分离模块，用于处理后的串行信号进行实部和虚部分离得到实部信号和虚部信号；

第一模数转换模块，用于对实部信号进行数模转换DAC得到实部信号的模拟信号；

第二模数转换模块，用于对虚部信号进行DAC得到虚部信号的模拟信号；

第一修剪模块，用于对实部信号的模拟信号进行修剪并发送；

第二修剪模块，用于对虚部信号的模拟信号进行修剪并发送。

本发明的发送装置中，所述调制模块具体用于：对所述待发送的信号进行正交振幅调制QAM。

本发明的发送装置中，所述第一变换模块具体用于：按照公式

$\begin{array}{c}x\left(n\right)=\frac{1}{2N}\underset{K=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}X\left(K\right)e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{2N}\mathrm{Kn}}+X(K+N)e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{2N}(K+N)n}\\ =\frac{1}{2N}\underset{K=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}(X\left(2K\right)+X(2K+N))e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{2N}2\mathrm{Kn}}+\frac{1}{2N}\underset{K=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}(X(2K+1)-X(2K+1+N))e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{2N}(2K+1)n}\end{array}$

对所述并行信号进行IFFT得到所述时域信号；

其中，x(n)为所述时域信号，X(K)为所述并行信号，K为子载波的下标，2N为离散傅里叶逆变换IDFT的长度，n为采样时刻；

其中，所述频域信号满足公式X(K)＝-X(2N-K)。

本发明的发送装置中，所述分离模块具体用于：

按照公式x(n)＝jx_Im(n)+x_Re(n)将处理后的串行信号进行实部和虚部分离得到所述实部信号和所述虚部信号；

其中，x(n)为所述串行信号，x_Im(n)为所述虚部信号，x_Re(n)为所述实部信号。

本发明的发送装置中，所述第一修剪模块具体用于：按照公式s₂(n)＝(x_Re(n))⁺＝max(0,x_Re(n))对所述实部信号的模拟信号进行修剪并发送；

所述第二修剪模块具体用于：按照公式s₁(n)＝(x_Im(n))⁺＝max(0,x_Im(n))对所述虚部信号的模拟信号进行修剪；

其中，s₁(n)为修剪后的虚部信号的模拟信号，s₂(n)为修剪后的实部信号的模拟信号，x_Im(n)为所述虚部信号的模拟信号，x_Re(n)为所述实部信号的模拟信号。

参见图5，本发明还提出了一种接收装置，至少包括：

接收模块，用于接收信号；

第二变换模块，用于对接收到的信号进行快速傅里叶变换FFT得到接收到的信号的频域信号；

第一获取模块，用于根据接收到的信号的频域信号获取实部信号的频域信号的估计和虚部信号的频域信号的估计；

第二获取模块，用于根据实部信号的频域信号的估计和虚部信号的频域信号的估计获取待发送的信号的频域信号的估计。

本发明的接收装置中，所述第一获取模块具体用于：

按照公式 $\left[\begin{array}{c}{\hat{S}}_1\left(K\right)\\ {\hat{S}}_2\left(K\right)\end{array}\right]{=(H{\left(K\right)}^{T}H\left(K\right)+\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_W^2}{{\mathrm{\&sigma;}}_X^2/4}{I}_2)}^{-1}H{\left(K\right)}^T\left[\begin{array}{c}{Y}_1\left(K\right)\\ Y_2\left(K\right)\end{array}\right]$ 获取所述实部信号的频域信号的估计和所述虚部信号的频域信号的估计；

其中，为所述虚部信号的频域信号的估计，为所述实部信号的频域信号的估计， $H\left(K\right)=\left[\begin{array}{cc}{H}_{\mathrm{1,1}}\left(K\right)& H_{\mathrm{1,2}}\left(K\right)\\ H_{\mathrm{2,1}}\left(K\right)& H_{\mathrm{2,2}}\left(K\right)\end{array}\right],$ 为所述接收端的噪声的方差，为P_Re(K)或F_Re(K)或P_Im(K)或F_Im(K)的方差，I₂为秩为2的单位矩阵，Y₁(K)为第1个PD接收到的信号的频域信号，Y₂(K)为第2个PD接收到的信号的频域信号；

其中，H_1,1(K)为的频域表示，H_1,2(K)为的频域表示，H_2,1(K)为的频域表示，H_2,2(K)为的频域表示；

其中，为从第1个LED到第1个光检测器PD的等效基带信道，为从第2个LED到第1个PD的等效基带信道，为第1个LED到第2个PD的等效基带信道，为第2个LED到第1个PD的等效基带信道。

本发明的接收装置中，所述第二获取模块具体用于：

按照公式

$\begin{array}{c}X\left(K\right)=j{X}_{\mathrm{Im}}\left(K\right)+X_{\mathrm{Re}}\left(K\right)\\ =-2\mathrm{Im}\left\{{\hat{S}}_1\left(K\right)\right\}+2\mathrm{jIm}\left\{{\hat{S}}_2\left(K\right)\right\}\end{array}$

获取待发送的信号的频域信号的估计；

其中，为虚部信号的频域信号的估计，为实部信号的频域信号的估计，Im{·}表示取虚部。

本发明的发送装置和接收装置可以设置在同一实体中。

下面通过具体实施例详细说明本发明的方法，图6为本发明发送端发送信号的示意图。如图6所示，设定OFDM使用的频点数2N为512，使用的带宽为100兆赫兹(MHz)，所以相邻两个频点之间的频率间隔为100/512MHz，OFDM符号时间T_s为5.12微秒(μs)，保护间隔的点数为8，也就是假设信道的时延扩展小于80纳秒(ns)。QAM采用4-QAM、16-QAM和64-QAM，对应的传输速率为：

其中，T_g为保护间隔。

4-QAM对应的速率为100兆比特每秒(Mbps)，16-QAM对应的速率为200Mbps，64-QAM对应的速率为300Mbps。

图7为发射机和接收机的位置示意图。如图7所示，发射天线数和接收天线数均为2。

采用天花板反射模型时，相应的信道响应可以表示为其中，η_i,j为第j个LED到第i个PD之间的信道的直流增益，Ds_i,j为第j个LED到第i个PD的信道均方根时延扩展(假设均为8ns)。

表1为η_i,j的取值。

表1

在仿真过程中，信噪比(SNR，Signal to Noise Ratio)根据光功率定义为 $\mathrm{SNR}=\frac{P_t}{{\mathrm{\&sigma;}}_n}=\frac{\underset{l=1}{\overset{n_t}{\mathrm{\&Sigma;}}}E\left[s_l\left(n\right)\right]}{{\mathrm{\&sigma;}}_n}$

图8为实部虚部分离(RIS，Real and imaginary coefficient separation)MIMO-OFDM系统仿真和分析得到的误码率(BER，bit error rate)。如图8所示，4-QAM的BER优于16-QAM，16-QAM的BER优于64-QAM。从图中可以看出分析结果与仿真结果一致。

为了进行对比，对PAM-DMT系统和ACO-OFDM系统的性能也进行了仿真。图9为各通信系统的BER示意图。如图9所示，相对于4-PAM-DMT2×2MIMO和16-QAM 2×2MIMO ACO-OFDM，本发明的方法的BER最优。

需要说明的是，以上所述的实施例仅是为了便于本领域的技术人员理解而已，并不用于限制本发明的保护范围，在不脱离本发明的发明构思的前提下，本领域技术人员对本发明所做出的任何显而易见的替换和改进等均在本发明的保护范围之内。

Claims (18)

1.一种实现可见光无线通信的方法，其特征在于，包括：

发送端对待发送的信号进行调制，将调制后的信号转换成并行信号，对并行信号进行快速傅里叶逆变换IFFT得到时域信号，将时域信号转换成串行信号，对串行信号进行加循环前缀处理，将处理后的串行信号进行实部和虚部分离得到实部信号和虚部信号，分别对实部信号和虚部信号进行数模转换DAC得到实部信号的模拟信号和虚部信号的模拟信号，对实部信号的模拟信号和虚部信号的模拟信号进行修剪并发送。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述发送端对待发送的信号进行调制包括：所述发送端对所述待发送的信号进行正交振幅调制QAM。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对并行信号进行IFFT得到时域信号包括：

按照公式

$\begin{array}{c}x\left(n\right)=\frac{1}{2N}\underset{K=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}X\left(K\right)e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{2N}\mathrm{Kn}}+X(K+N)e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{2N}(K+N)n}\\ =\frac{1}{2N}\underset{K=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}(X\left(2K\right)+X(2K+N))e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{2N}2\mathrm{Kn}}+\frac{1}{2N}\underset{K=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}(X(2K+1)-X(2K+1+N))e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{2N}(2K+1)n}\end{array}$

对所述并行信号进行IFFT得到所述时域信号；

其中，x(n)为所述时域信号，X(K)为所述并行信号，K为子载波的下标，2N为离散傅里叶逆变换IDFT的长度，n为采样时刻；

其中，所述频域信号满足公式X(K)＝-X(2N-K)。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述将OFDM处理后的串行信号进行实部和虚部分离得到实部信号和虚部信号包括：

按照公式x'(n)＝jx_Im(n)+x_Re(n)将所述OFDM处理后的串行信号进行实部和虚部分离得到所述实部信号和所述虚部信号；

其中，x'(n)为所述串行信号，x_Im(n)为所述虚部信号，x_Re(n)为所述实部信号。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对实部信号的模拟信号和虚部信号的模拟信号进行修剪包括：

按照公式 $\left\{\begin{array}{c}{s}_1\left(n\right)={\left(x_{\mathrm{Im}}^{\&prime;}\left(n\right)\right)}^{+}=\max (0,x_{\mathrm{Im}}^{\&prime;}\left(n\right))\\ s_2\left(n\right)={\left(x_{\mathrm{Re}}^{\&prime;}\left(n\right)\right)}^{+}=\max (0,x_{\mathrm{Re}}^{\&prime;}\left(n\right))\end{array}\right.$ 对所述实部信号的模拟信号和所述虚部信号的模拟信号进行修剪；

其中，s₁(n)为修剪后的虚部信号的模拟信号，s₂(n)为修剪后的实部信号的模拟信号，x'_Im(n)为所述虚部信号的模拟信号，x'_Re(n)为所述实部信号的模拟信号。

6.一种实现可见光无线通信的方法，其特征在于，包括：

接收端接收信号，对接收到的信号进行快速傅里叶变换FFT得到接收到的信号的频域信号，根据接收到的信号的频域信号获取实部信号的频域信号的估计和虚部信号的频域信号的估计，根据实部信号的频域信号的估计和虚部信号的频域信号的估计获取待发送的信号的频域信号的估计。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述根据接收到的信号的频域信号获取实部信号的频域信号的估计和虚部信号的频域信号的估计包括：

根据所述接收到的信号的频域信号采用最小均方误差MMSE接收算法获取所述实部信号的频域信号的估计和所述虚部信号的频域信号的估计。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述根据接收到的信号的频域信号采用最小均方误差MMSE接收算法获取实部信号的频域信号的估计和虚部信号的频域信号的估计包括：

按照公式 $\left[\begin{array}{c}{\hat{S}}_1\left(K\right)\\ {\hat{S}}_2\left(K\right)\end{array}\right]={(H{\left(K\right)}^{T}H\left(K\right)+\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_W^2}{{\mathrm{\&sigma;}}_X^2/4}{I}_2)}^{-1}H{\left(K\right)}^T\left[\begin{array}{c}{Y}_1\left(K\right)\\ Y_2\left(K\right)\end{array}\right]$ 获取所述实部信号的频域信号的估计和所述虚部信号的频域信号的估计；

其中，为所述虚部信号的频域信号的估计，为所述实部信号的频域信号的估计， $H\left(K\right)=\left[\begin{array}{cc}{H}_{\mathrm{1,1}}\left(K\right)& H_{\mathrm{1,2}}\left(K\right)\\ H_{\mathrm{2,1}}\left(K\right)& H_{\mathrm{2,2}}\left(K\right)\end{array}\right],$ 为所述接收端的噪声的方差，为P_Re(K)或F_Re(K)或P_Im(K)或F_Im(K)的方差，I₂为秩为2的单位矩阵，Y₁(K)为第1个PD接收到的信号的频域信号，Y₂(K)为第2个PD接收到的信号的频域信号；

其中，H_1,1(K)为的频域表示，H_1,2(K)为的频域表示，H_2,1(K)为的频域表示，H_2,2(K)为的频域表示；

其中，为从第1个LED到第1个光检测器PD的等效基带信道，为从第2个LED到第1个PD的等效基带信道，为第1个LED到第2个PD的等效基带信道，为第2个LED到第1个PD的等效基带信道。

9.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述根据实部信号的频域信号的估计和虚部信号的频域信号的估计获取待发送的信号的频域信号的估计包括：

按照公式

$\begin{array}{c}X\left(K\right)=j{X}_{\mathrm{Im}}\left(K\right)+X_{\mathrm{Re}}\left(K\right)\\ =-2\mathrm{Im}\left\{{\hat{S}}_1\left(K\right)\right\}+2\mathrm{jIm}\left\{{\hat{S}}_2\left(K\right)\right\}\end{array}$

获取所述待发送的信号的频域信号的估计；

其中，为所述虚部信号的频域信号的估计，为所述实部信号的频域信号的估计，Im{·}表示取虚部。

10.一种发送装置，其特征在于，至少包括：

调制模块，用于对待发送的信号进行调制；

第一转换模块，用于将调制后的信号转换成并行信号；

第一变换模块，用于对并行信号进行快速傅里叶逆变换IFFT得到时域信号；

第二转换模块，用于将时域信号转换成串行信号；

处理模块，用于对串行信号进行加循环前缀处理；

分离模块，用于将处理后的串行信号进行实部和虚部分离得到实部信号和虚部信号；

第一模数转换模块，用于对实部信号进行数模转换DAC得到实部信号的模拟信号；

第二模数转换模块，用于对虚部信号进行DAC得到虚部信号的模拟信号；

第一修剪模块，用于对实部信号的模拟信号进行修剪并发送；

第二修剪模块，用于对虚部信号的模拟信号进行修剪并发送。

11.根据权利要求10所述的发送装置，其特征在于，所述调制模块具体用于：对所述待发送的信号进行正交振幅调制QAM。

12.根据权利要求10所述的发送装置，其特征在于，所述第一变换模块具体用于：按照公式

$\begin{array}{c}x\left(n\right)=\frac{1}{2N}\underset{K=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}X\left(K\right)e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{2N}\mathrm{Kn}}+X(K+N)e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{2N}(K+N)n}\\ =\frac{1}{2N}\underset{K=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}(X\left(2K\right)+X(2K+N))e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{2N}2\mathrm{Kn}}+\frac{1}{2N}\underset{K=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}(X(2K+1)-X(2K+1+N))e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{2N}(2K+1)n}\end{array}$

对所述并行信号进行IFFT得到所述时域信号；

其中，x(n)为所述时域信号，X(K)为所述并行信号，K为子载波的下标，2N为离散傅里叶逆变换IDFT的长度，n为采样时刻；

其中，所述频域信号满足公式X(K)＝-X(2N-K)。

13.根据权利要求10所述的发送装置，其特征在于，所述分离模块具体用于：

按照公式x(n)＝jx_Im(n)+x_Re(n)将所述处理后的串行信号进行实部和虚部分离得到所述实部信号和所述虚部信号；

其中，x(n)为所述串行信号，x_Im(n)为所述虚部信号，x_Re(n)为所述实部信号。

14.根据权利要求10所述的发送装置，其特征在于，所述第一修剪模块具体用于：按照公式s₂(n)＝(x_Re(n))⁺＝max(0,x_Re(n))对所述实部信号的模拟信号进行修剪并发送；

所述第二修剪模块具体用于：按照公式s₁(n)＝(x_Im(n))⁺＝max(0,x_Im)n))对所述虚部信号的模拟信号进行修剪；

其中，s₁(n)为修剪后的虚部信号的模拟信号，s₂(n)为修剪后的实部信号的模拟信号，x_Im(n)为所述虚部信号的模拟信号，x_Re(n)为所述实部信号的模拟信号。

15.一种接收装置，其特征在于，至少包括：

接收模块，用于接收信号；

第二变换模块，用于对接收到的信号进行快速傅里叶变换FFT得到接收到的信号的频域信号；

第一获取模块，用于根据接收到的信号的频域信号获取实部信号的频域信号的估计和虚部信号的频域信号的估计；

第二获取模块，用于根据实部信号的频域信号的估计和虚部信号的频域信号的估计获取待发送的信号的频域信号的估计。

16.根据权利要求15所述的接收装置，其特征在于，所述第一获取模块具体用于：

按照公式 $\left[\begin{array}{c}{\hat{S}}_1\left(K\right)\\ {\hat{S}}_2\left(K\right)\end{array}\right]={(H{\left(K\right)}^{T}H\left(K\right)+\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_W^2}{{\mathrm{\&sigma;}}_X^2/4}{I}_2)}^{-1}H{\left(K\right)}^T\left[\begin{array}{c}{Y}_1\left(K\right)\\ Y_2\left(K\right)\end{array}\right]$ 获取所述实部信号的频域信号的估计和所述虚部信号的频域信号的估计；

其中，为所述虚部信号的频域信号的估计，为所述实部信号的频域信号的估计， $H\left(K\right)=\left[\begin{array}{cc}{H}_{\mathrm{1,1}}\left(K\right)& H_{\mathrm{1,2}}\left(K\right)\\ H_{\mathrm{2,1}}\left(K\right)& H_{\mathrm{2,2}}\left(K\right)\end{array}\right],$ 为所述接收端的噪声的方差，为P_Re(K)或F_Re(K)或P_Im(K)或F_Im(K)的方差，I₂为秩为2的单位矩阵，Y₁(K)为第1个PD接收到的信号的频域信号，Y₂(K)为第2个PD接收到的信号的频域信号；

其中，H_1,1(K)为的频域表示，H_1,2(K)为的频域表示，H_2,1(K)为的频域表示，H_2,2(K)为的频域表示；

其中，为从第1个LED到第1个光检测器PD的等效基带信道，为从第2个LED到第1个PD的等效基带信道，为第1个LED到第2个PD的等效基带信道，为第2个LED到第1个PD的等效基带信道。

17.根据权利要求15所述的接收装置，其特征在于，所述第二获取模块具体用于：

按照公式

$\begin{array}{c}X\left(K\right)=j{X}_{\mathrm{Im}}\left(K\right)+X_{\mathrm{Re}}\left(K\right)\\ =-2\mathrm{Im}\left\{{\hat{S}}_1\left(K\right)\right\}+2\mathrm{jIm}\left\{{\hat{S}}_2\left(K\right)\right\}\end{array}$

获取所述待发送的信号的频域信号的估计；

其中，为所述虚部信号的频域信号的估计，为所述实部信号的频域信号的估计，Im{·}表示取虚部。

18.一种通信装置，其特征在于，至少包括：

权利要求10～14任意一项所述的发送装置的所有模块和权利要求15～17任意一项所述的接收装置的所有模块。