CN107888535B - 基于单载波频分多址系统的变换域分集方法 - Google Patents

基于单载波频分多址系统的变换域分集方法 Download PDF

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Abstract

基于单载波频分多址系统的变换域分集方法，其步骤为：(1)生成发送数据块；(2)获得变换域分集后的数据块；(3)获得加权变换域分集后的数据块；(4)获得时域发送信号；(5)接收时域发送信号；(6)获得变换域数据块；(7)对变换域数据块加权；(8)获得变换域合并数据块。本发明通过以复制前的每一个发送数据块为单位，纵向排列复制后所有的发送数据块，得到变换域分集后的数据块的方法，使得本发明具有分集信号相关性低的优点；利用加权序列对变换域分集后的数据块加权，改变了变换域分集后的数据块的重复特性，保持了发射信号低包络波动特性的特性，提高了抗信道频率选择性衰落的能力。

Description

基于单载波频分多址系统的变换域分集方法
技术领域
本发明属于通信技术领域，更进一步涉及无线通信技术领域中的一种基于单载波频分多址系统的变换域分集方法。本发明可用于在非线性功放和频率选择性衰落严重的信道中，实现保持单载波频分多址SC-FDMA(Single-Carrier Frequency-Division MultipleAccess)信号的低包络波动和系统性能的大大提高。
背景技术
在电离层散射、对流层散射、移动通信等衰落严重的非视距信道中，为了保证通信的正常运行，通信系统需要采用抗衰落技术，抗衰落技术能直接关系到通信系统的整体性能。现有技术大都利用正交频分多址技术、均衡技术和分集技术，正交频分多址技术虽然有很强的抗多径衰落能力和高频谱利用率，但是其信号峰均功率比太高，造成发射机功率的利用率低。单载波频分多址SC-FDMA技术结合了正交频分复用和单载波频域均衡技术的优势，具有很低的峰均功率比。当采用本专利技术时，在非线性功放和频率选择性衰落严重的信道下，不仅具有保持发射信号低包络波动的特性，而且实现了抗频率选择性衰落能力突出的变换域分集。
中兴通讯股份有限公司在其申请的专利文献“一种实现控制信道发射分集的方法和相应的信号发送装置”(专利申请号200710148020.3，公告号CN101378284.B)公开了一种实现控制信道发射分集的方法。该方法主要是根据发射分集模式对一个传输时间间隔内需承载在该控制信道上发送的比特流进行编码，得到互相关但不相同的多个编码块，在该传输时间间隔内的控制信道区域中按时间分集的阶数重复发射所述多个编码块中的一个或多个编码块。该专利申请公开的方法存在的不足之处是，编码块之间虽然不重复，但是在时间分集中重复了编码块，从而导致频域中很多子载波上的数据为零，不能有效地抗信道频率选择性衰落。
Ergin DInc等人在其发表的论文“Fading Correlation Analysis in MIMO-OFDMTroposcatter Communications:Space,Frequency,Angle and Space-FrequencyDiversity”(IEEE Transactions onCommunication，2015，63(2)：476:486)中提出了在散射信道下MIMO-OFDM系统中运用不同分集方式的方法。该方法分析了不同分集方式对散射信道下MIMO-OFDM系统性能的影响，其中包括：空间分集、频域分集、角度分集和空频分集。该方法主要是在散射信道下MIMO-OFDM系统中，通过分析信道相干带宽确定频域分集的最小频率间隔，将多天线的空间分集和频域分集相结合抗信道频率选择性衰落。该方法存在的不足之处是，OFDM系统中运用频域分集技术的方法会进一步增大发射信号的峰均功率比PAPR，从而对通信系统发射端的射频器件线性度要求高，增加了设备成本和硬件复杂度。
发明内容
本发明的目的在于克服上述现有技术的不足，提出一种基于单载波频分多址系统的变换域分集方法。本发明可以保持单载波频分多址信号低包络波动的特性，同时解决了单载波频分多址系统中变换域分集抗频率选择性衰落能力较弱的问题。
本发明实现的基本思路是，针对电离层散射、对流层散射、移动通信等非线性功放和频率选择性衰落严重的信道，提出了一种单载波频分多址系统中保持单载波频分多址信号低包络波动特性和抗频率选择性衰落能力突出的变换域分集方法。该方法为单载波频分多址符号离散傅里叶变换域矩阵预编码前的变换域分集符号设计了一组加权序列；将单载波频分多址符号当作一个处理块，利用设计的加权序列对处理块中的每个符号进行加权，得到加权后的变换域分集符号；接收端利用对所设计的加权序列求倒数，得到一组新的加权序列，用新的加权序列对处理块中的每个符号加权后，再对处理块合并；
为实现上述目的，本发明实现的具体步骤如下：
包括发送端分集和接收端合并两部分，其中发送端的分集步骤如下：
(1)生成发送数据块：
(1a)单载波频分多址系统的发送端信号处理器产生串行数据，其中，串行数据的长度为的正整数倍，M表示单载波频分多址系统中发送端拟对发送数据进行离散傅里叶变换DFT的点数，P表示变换域分集重数，其取值为大于1且能整除M的正整数；
(1b)将串行数据转换为行数为的并行数据，组成一个发送数据块；
(2)获得变换域分集后的数据块：
(2a)单载波频分多址系统复制个数与变换域分集重数相等的发送数据块；
(2b)以复制前的每一个发送数据块为单位，纵向排列复制后所有的发送数据块，得到变换域分集后的数据块，其行数等于离散傅里叶变换DFT的点数、列数等于发送数据块的列数；
(3)获得加权变换域分集后的数据块：
(3a)利用加权序列生成方法，生成幅值恒定、互相关和部分自相关接近于或等于零的加权序列，其中，加权序列的长度为离散傅里叶变换DFT点数；
(3b)用加权序列对变换域分集后的数据块中各列的数据符号加权，从而得到加权变换域分集后的数据块；
(4)获得时域发送信号：
(4a)对加权变换域分集后的数据块逐列做离散傅里叶变换DFT，得到频域的数据块；
(4b)按照单载波频分多址系统的子载波映射规则，映射频域的数据块，得到映射后的频域数据块，其中，映射后的频域数据块行数等于逆快速傅里叶变换IFFT的点数；
(4c)对映射后的频域数据块逐列做逆快速傅里叶变换IFFT，得到时域数据块；
(4d)对时域数据块添加循环前缀，得到具有低包络波动特性的时域发送信号；
接收端的合并步骤如下：
(5)接收时域发送信号：
接收时域发送信号通过具有频率选择性衰落的信道后输出的时域发送信号；
(6)获得变换域数据块：
(6a)将接收时域发送信号去掉循环前缀后，得到去循环前缀的时域数据块；
(6b)对去循环前缀的时域数据块做快速傅里叶变换FFT，获得频域数据块；
(6c)按照单载波频分多址系统的子载波解映射规则，将频域数据块解映射后，再对解映射后的频域数据块做逆离散傅里叶变换IDFT，获得变换域数据块；
(7)对变换域数据块加权：
(7a)利用加权序列生成方法，生成幅值恒定、互相关和部分自相关接近于或等于零的加权序列，其中，加权序列的长度为离散傅里叶变换DFT点数；
(7b)用加权序列的倒数分别对变换域数据块的每列加权，从而得到加权后的变换域数据块；
(8)获得变换域合并数据块：
选取合并单位的大小，利用分集合并的方法，对加权后的变换域分集数据块合并，得到变换域合并数据块。
本发明与现有技术相比具有以下优点：
第一，本发明在单载波频分多址系统中，获得变换域分集后的数据块方法时，利用以复制前的每一个发送数据块为单位，纵向排列复制后所有的发送数据块，得到变换域分集后的数据块，克服了现有技术中OFDM系统和分集技术相结合后时域信号峰均功率比PAPR高的缺点，使得本发明具有保持发射信号恒包络、低峰均比的优点，降低了设备成本和硬件复杂度。
第二，本发明在获得加权变换域分集后的数据块方法时，利用加权序列对变换域分集后的数据块中各列的数据符号加权，改变了变换域分集后的数据块的重复特性，克服了现有技术中时间分集抗信道频率选择性衰落能力弱的缺点，使得本发明提高了通信系统抗信道频率选择性衰落能力。
第三，本发明选取合并单位的大小，利用分集合并的方法对加权后的变换域分集数据块合并，克服了现有技术中均衡后都以最大比合并带来的系统复杂度高的问题，使得本发明具有了系统分集合并灵活、简单可行的优点。
附图说明
图1为本发明的流程图；
图2为本发明对单载波频分多址系统中变换域的限定示意图；
图3为本发明不同位置摆放方式的频域分集系统性能对比图；
图4为本发明与现有技术频域分集在均值功率信噪比下的性能对比图；
图5为本发明与现有技术频域分集在峰值功率信噪比下的性能对比图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的做进一步的描述。
参照附图1，对本发明的实施方式的具体步骤描述如下。
本发明包括发送端分集和接收端合并两部分，包括以下步骤。
发送端的分集步骤如下。
步骤1，生成发送数据块。
单载波频分多址系统的发送端信号处理器产生串行数据，其中，串行数据的长度为的正整数倍，M表示单载波频分多址系统中发送端拟对发送数据进行离散傅里叶变换DFT的点数，P表示变换域分集重数，其取值为大于1且能整除M的正整数。
结合附图2，对变换域的概念做进一步描述。
变换域指的是单载波频分多址系统发送端的离散傅里叶变换DFT之前和单载波频分多址系统接收端的逆离散傅里叶变换IDFT之后信号所在的域，图2中变换域操作是单载波频分多址系统的发送端对输入数据串并转换，将串并转换得到的并行数据分集，单载波频分多址系统的接收端对并行数据合并，将合并后的并行数据并串转换为串行数据输出。
频域指的是单载波频分多址系统发送端的离散傅里叶变换DFT之后到逆快速傅里叶变换IFFT之前信号所在的域和单载波频分多址系统接收端的快速傅里叶变换FFT之后到逆离散傅里叶变换IDFT之前信号所在的域，图2中频域的操作是单载波频分多址系统发送端将离散傅里叶变换DFT后的并行数据资源映射和单载波频分多址系统接收端对快速傅里叶变换FFT之后的并行数据资源解映射。
时域指的是单载波频分多址系统发送端的逆快速傅里叶变换IFFT之后到接收端的快速傅里叶变换FFT之前信号所在的域，图2中时域的操作是发送端对逆快速傅里叶变换IFFT之后的并行数据并串转换和接收端对接收的串行数据串并转换。
单载波频分多址系统中发送端拟对发送数据进行离散傅里叶变换DFT的点数，按照下式，计算单载波频分多址系统中发送端拟对发送数据进行离散傅里叶变换DFT的点数：
其中，M表示单载波频分多址系统中发送端拟对发送数据进行离散傅里叶变换DFT的点数，N表示发送端拟对发送数据进行逆快速傅里叶变换IFFT的点数，Q表示单载波频分多址系统的最大用户数，Q、N和M的取值为大于1的正整数。
将串行数据转换为行数为的并行数据，组成一个发送数据块。
步骤2，获得变换域分集后的数据块。
单载波频分多址系统复制个数与变换域分集重数相等的发送数据块。
以复制前的每一个发送数据块为单位，纵向排列复制后所有的发送数据块，得到变换域分集后的数据块，其行数等于离散傅里叶变换DFT的点数、列数等于发送数据块的列数。
步骤3，获得加权变换域分集后的数据块。
利用加权序列生成方法，生成幅值恒定、互相关和部分自相关接近于或等于零的加权序列，其中，加权序列的长度为离散傅里叶变换DFT点数。
加权序列生成方法可以是恒包络零自相关CAZAC序列、伪随机序列生成方法中任意一种方法。
恒包络零自相关CAZAC序列中的Zadoff-Chu序列按照下式生成序列中的点：
其中，Cn表示加权序列中的第n个点，e表示以自然数为底的指数操作，j表示虚数符号，π表示圆周率，q表示任意整数，n表示加权序列中元素所在位置的序号，N表示加权序列的长度，0≤n≤N，L表示与加权序列长度N互素的大于1的任意整数。
恒包络零自相关CAZAC序列中的广义chirp-like序列按照下式生成序列中的点：
Cn＝xnb(nmodm)
其中，Cn表示加权序列中的第n个点，xn表示序列长度N＝sm2的Zadoff-Chu序列中的第n个点，s和m为任意正整数，b(nmodm)是绝对值为1的序列长度为m的任意复值序列中的第(nmodm)个点，(nmodm)表示加权序列标号n进行模m操作后的值，0≤n≤N。
伪随机PN序列，按照下式生成序列中的点：
其中，Cn表示加权序列中的第n个点，(-1)(·)表示以-1为底的指数操作，an表示伪随机PN序列中的第n个点，伪随机PN序列的周期是大于或等于加权序列的长度N的整数，0≤n≤N。
用加权序列对变换域分集后的数据块中各列的数据符号加权，从而得到加权变换域分集后的数据块。
步骤4，获得时域发送信号。
对加权变换域分集后的数据块逐列做离散傅里叶变换DFT，得到频域的数据块。
按照单载波频分多址系统的子载波映射规则，映射频域的数据块，得到映射后的频域数据块，其中，映射后的频域数据块行数等于逆快速傅里叶变换IFFT的点数。
单载波频分多址系统的子载波映射规则是指交织式子载波映射规则、分布式子载波映射规则、集中式子载波映射规则三种规则中的任意一种。
对映射后的频域数据块逐列做逆快速傅里叶变换IFFT，得到时域数据块。
对时域数据块添加循环前缀，得到具有低包络波动特性的时域发送信号。
循环前缀的长度为大于单载波频分多址系统最大多径时延的最小整数。
具有低包络波动特性的时域发送信号是指，时域发送信号在时域和频域都具有保持包络波动低的特性。
接收端的合并步骤如下。
步骤5，接收时域发送信号。
接收时域发送信号通过具有频率选择性衰落的信道后输出的时域发送信号。
步骤6，获得变换域数据块。
将接收时域发送信号去掉循环前缀后，得到去循环前缀的时域数据块。
对去循环前缀的时域数据块做快速傅里叶变换FFT，获得频域数据块。
按照单载波频分多址系统的子载波解映射规则，将频域数据块解映射后，再对解映射后的频域数据块做逆离散傅里叶变换IDFT，获得变换域数据块。
按单载波频分多址系统的子载波解映射规则是指，采用与步骤(4b)所选取的单载波频分多址系统的子载波映射规则相对应的子载波解映射规则。
步骤7，对变换域数据块加权。
利用加权序列生成方法，生成幅值恒定、互相关和部分自相关接近于或等于零的加权序列，其中，加权序列的长度为离散傅里叶变换DFT点数。
加权序列生成方法可以是恒包络零自相关CAZAC序列、伪随机序列生成方法中任意一种方法。其中，恒包络零自相关CAZAC序列中的Zadoff-Chu序列按照下式生成序列中的点：
其中，Cn表示加权序列中的第n个点，e表示以自然数为底的指数操作，j表示虚数符号，π表示圆周率，q表示任意整数，n表示加权序列中元素所在位置的序号，N表示加权序列的长度，0≤n≤N，L表示与加权序列长度N互素的大于1的任意整数。
恒包络零自相关CAZAC序列中的广义chirp-like序列按照下式生成序列中的点：
Cn＝xnb(nmodm)
其中，Cn表示加权序列中的第n个点，xn表示序列长度N＝sm2的Zadoff-Chu序列中的第n个点，s和m为任意正整数，b(nmodm)是绝对值为1的序列长度为m的任意复值序列中的第(nmodm)个点，(nmodm)表示加权序列标号n进行模m操作后的值，0≤n≤N。
伪随机PN序列，按照下式生成序列中的点：
其中，Cn表示加权序列中的第n个点，(-1)(·)表示以-1为底的指数操作，an表示伪随机PN序列中的第n个点，伪随机PN序列的周期是大于或等于加权序列的长度N的整数，0≤n≤N。
用加权序列的倒数分别对变换域数据块的每列加权，从而得到加权后的变换域数据块。
步骤8，获得变换域合并数据块。
选取合并单位的大小，利用分集合并的方法，对加权后的变换域分集数据块合并，得到变换域合并数据块。
合并单位大小是指单载波频分多址符号个数的整数倍。
分集合并的方法是指，最大比合并方法或等增益合并方法中的任意一种。
下面结合仿真实验对本发明的技术效果作进一步的说明。
1.仿真条件：
本发明的仿真实验使用Matlab R2013b仿真软件，系统参数N设置为256，U设置为8，M设置为32，数字调制方式为正交相移键控QPSK，循环前缀长度为26，编码方式为Turbo码，编码率为1/3，仿真中的传输信道为散射信道。
2.仿真的内容及其结果分析：
本发明的仿真实验中使用Matlab R2013b仿真软件进行建模仿真，得到2种曲线：均值功率信噪比下误率性能曲线、峰值功率信噪比下误帧率性能曲线。其中，15个单载波频分多址符号为1帧。将本发明获得的两种曲线与现有技术中的单载波频分多址SCFDMA分集性能曲线对比分析。
图3为仿真得到的本发明提出方法的接收端信号的误帧率和现有技术中变换域分集接收端信号的误帧率在均值功率信噪比下性能曲线的对比图。图3中的横坐标表示信噪比，单位dB，纵坐标表示误帧率。图3中虚线表示本发明提出方法仿真得到的性能曲线，实线表示现有技术中变换域分集方法仿真得到的性能曲线，点划线表示不分集情况下仿真性能曲线。其中，以正方形标示的曲线表示2重分集后得到的系统性能曲线，菱形标示的曲线表示4重分集后得到的系统性能曲线，圆形标示的曲线表示8重分集后得到的系统性能曲线。
由图3的仿真结果图可知，本发明的误帧率为10-2时，与现有技术的变换域分集相比，2重分集情况下约有2dB的性能增益，4重分集情况下约有4dB的性能增益，8重分集约有6db的性能增益。由此可见，本发明和现有技术中的变换域分集相比，本发明在保持发射信号低包络波动特性的同时，系统性能得到大幅度的提升。
图4为仿真得到的本发明提出方法和现有技术的频域分集方法在均值功率信噪比下接收端信号的误帧率曲线的对比图，图5为仿真得到的本发明提出方法和现有技术的频域分集方法在峰值功率信噪比下接收端信号的误帧率曲线的对比图。图4和图5中，横坐标表示信噪比，单位dB，纵坐标表示误帧率。图4和图5中虚线表示本发明提出方法仿真得到的性能曲线，实线表示现有技术频域分集方法仿真得到的性能曲线，点划线表示不分集情况下仿真性能曲线。图4和图5中，正方形标示的曲线表示2重分集后得到的系统性能曲线，菱形标示的曲线表示4重分集后得到的系统性能曲线，圆形标示的曲线表示8重分集后得到的系统性能曲线。
由图4和图5的仿真结果表明，在非线性功放和频率选择性衰落严重的信道下，采用单载波频分多址系统SC-FDMA，通过分集可以大幅度提升系统的性能。现有技术中变换域分集虽然具有保持发射信号低包络波动的特性，但是现有技术的变换域分集的性能却远远不及频域分集，对系统带来的增益也非常少。从均值功率归一化下的信噪比来看，本发明的变换域分集极大改善了现有技术中变换域分集抗频率选择性衰落能力差的劣势，和现有技术中频域分集相比随着分集重数的增加，本发明带来的增益也随着增加，显著改善了系统性能，在误帧率为10-2时，本发明与现有技术中频域分集相比，2重分集情况下约有0.5B的性能增益，4重分集情况下约有1.5dB的性能增益，在8重分集情况下约有3dB的性能增益；从峰值功率归一化下的信噪比来看，本发明的变换域分集保留了现有技术中变换域分集的保持发射信号低包络波动的特性，在通过峰值功率受限的线性功率放大器后，本发明的变换域分集和现有技术中频域分集相比具有特别大的优势，在误帧率为10-2时，本发明与现有技术中频域分集相比，2重分集情况下约有3dB的性能增益，4重分集情况下约有5dB的性能增益，在8重分集情况下约有8dB的性能增益。由此可见，本发明和现有技术中的频域分集相比，本发明不仅可以保持发射信号的低包络波动特性，而且抗非线性功放和频率选择性衰落的能力得到大幅提升，大大提高了系统性能。

Claims (9)

1.一种基于单载波频分多址系统的变换域分集方法，包括发送端分集和接收端合并，其特征在于，包括以下步骤：
发送端的分集步骤如下：
(1)生成发送数据块：
(1a)单载波频分多址系统的发送端信号处理器产生串行数据，其中，串行数据的长度为的正整数倍，M表示单载波频分多址系统中发送端拟对发送数据进行离散傅里叶变换DFT的点数，P表示变换域分集重数，其取值为大于1且能整除M的正整数；
(1b)将串行数据转换为行数为的并行数据，组成一个发送数据块；
(2)获得变换域分集后的数据块：
(2a)单载波频分多址系统复制个数与变换域分集重数相等的发送数据块；
(2b)以复制前的每一个发送数据块为单位，纵向排列复制后所有的发送数据块，得到变换域分集后的数据块，其行数等于离散傅里叶变换DFT的点数、列数等于发送数据块的列数；
(3)获得加权变换域分集后的数据块：
(3a)利用加权序列生成方法，生成幅值恒定、互相关和部分自相关等于零的加权序列，其中，加权序列的长度为离散傅里叶变换DFT点数；
(3b)用加权序列对变换域分集后的数据块中各列的数据符号加权，从而得到加权变换域分集后的数据块；
(4)获得时域发送信号：
(4a)对加权变换域分集后的数据块逐列做离散傅里叶变换DFT，得到频域的数据块；
(4b)按照单载波频分多址系统的子载波映射规则，映射频域的数据块，得到映射后的频域数据块，其中，映射后的频域数据块行数等于逆快速傅里叶变换IFFT的点数；
(4c)对映射后的频域数据块逐列做逆快速傅里叶变换IFFT，得到时域数据块；
(4d)对时域数据块添加循环前缀，得到具有低包络波动特性的时域发送信号；
接收端的合并步骤如下：
(5)接收时域发送信号：
接收时域发送信号通过具有频率选择性衰落的信道后输出的时域发送信号；
(6)获得变换域数据块：
(6a)将接收时域发送信号去掉循环前缀后，得到去循环前缀的时域数据块；
(6b)对去循环前缀的时域数据块做快速傅里叶变换FFT，获得频域数据块；
(6c)按照单载波频分多址系统的子载波解映射规则，将频域数据块解映射后，再对解映射后的频域数据块做逆离散傅里叶变换IDFT，获得变换域数据块；
(7)对变换域数据块加权：
(7a)利用加权序列生成方法，生成幅值恒定、互相关和部分自相关接近于或等于零的加权序列，其中，加权序列的长度为离散傅里叶变换DFT点数；
(7b)用加权序列的倒数分别对变换域数据块的每列加权，从而得到加权后的变换域数据块；
(8)获得变换域合并数据块：
选取合并单位的大小，利用分集合并的方法，对加权后的变换域分集数据块合并，得到变换域合并数据块。
2.根据权利要求1所述的基于单载波频分多址系统的变换域分集方法，其特征在于，步骤(1a)所述的离散傅里叶变换DFT的点数M是由下式得到的：
其中，M表示单载波频分多址系统中发送端拟对发送数据进行离散傅里叶变换DFT的点数，N表示发送端拟对发送数据进行逆快速傅里叶变换IFFT的点数，Q表示单载波频分多址系统的最大用户数，Q、N和M的取值为大于1的正整数。
3.根据权利要求1所述的基于单载波频分多址系统的变换域分集方法，其特征在于，步骤(3a)、步骤(7a)所述的加权序列生成方法可以是恒包络零自相关CAZAC序列、伪随机序列生成方法中任意一种方法。
4.根据权利要求1所述的基于单载波频分多址系统的变换域分集方法，其特征在于，步骤(4b)中所述的单载波频分多址系统的子载波映射规则是指，交织式子载波映射规则、分布式子载波映射规则、集中式子载波映射规则三种规则中的任意一种。
5.根据权利要求1所述的基于单载波频分多址系统的变换域分集方法，其特征在于，步骤(4d)中所述循环前缀的长度为大于单载波频分多址系统最大多径时延的最小整数。
6.根据权利要求1所述的基于单载波频分多址系统的变换域分集方法，其特征在于，步骤(4d)中所述的具有低包络波动特性的时域发送信号是指，时域发送信号在时域和频域都具有保持包络波动低的特性。
7.根据权利要求1所述的基于单载波频分多址系统的变换域分集方法，其特征在于，步骤(6c)中所述单载波频分多址系统的子载波解映射规则是指，采用与步骤(4b)所选取的单载波频分多址系统的子载波映射规则相对应的子载波解映射规则。
8.根据权利要求1所述的基于单载波频分多址系统的变换域分集方法，其特征在于，步骤(8)中所述的合并单位大小是指，单载波频分多址符号个数的整数倍。
9.根据权利要求1所述的基于单载波频分多址系统的变换域分集方法，其特征在于，步骤(8)中所述分集合并的方法是指，最大比合并方法或等增益合并方法中的任意一种。
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