KR102569182B1

KR102569182B1 - 무선 통신 시스템에서 필터 뱅크를 기반으로 하여 신호들을 생성, 전송 및 수신하는 방법 및 장치

Info

Publication number: KR102569182B1
Application number: KR1020160008985A
Authority: KR
Inventors: 달린 주; 빈 유; 펭페이 쑨
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2015-01-23
Filing date: 2016-01-25
Publication date: 2023-08-22
Also published as: US10027520B2; US20170134203A1; CN105991257B; CN105991257A; KR20160091286A

Abstract

본 개시는 4G 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 위한 5G 통신 시스템을 IoT 기술과 융합하는 통신 기법 및 그 시스템에 관한 것이다. 본 개시는 5G 통신 기술 및 IoT 관련 기술을 기반으로 지능형 서비스(예를 들어, 스마트 홈, 스마트 빌딩, 스마트 시티, 스마트 카 혹은 커넥티드 카, 헬스 케어, 디지털 교육, 소매업, 보안 및 안전 관련 서비스 등)에 적용될 수 있다. 본 개시의 일 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 송신 장치는 입력되는 제1 복소수 값 데이터 흐름에 켤레 대칭 이산 푸리에 변환(conjugate symmetric discrete fourier transform: CS-DFT) 확산 연산을 적용하여 두 개의 데이터 흐름들을 생성하는 확산 유닛; 상기 두 개의 데이터 흐름들을 부반송파들에 매핑하는 부반송파 매핑 유닛; 및 상기 부반송파들에 매핑된 상기 두 개의 데이터 흐름들에 직교 진폭 변조 연산을 적용하여 오프셋 직교 진폭 변조 신호들을 생성하는 변조기를 포함하며, 상기 CS-DFT 확산 연산은 켤레 대칭 연산 및 이산 푸리에 변환(discrete fourier transform: DFT) 확산 연산을 포함한다.

Description

무선 통신 시스템에서 필터 뱅크를 기반으로 하여 신호들을 생성, 전송 및 수신하는 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR GENERATING, TRANSMITTING AND RECEIVING SIGNALS BASED ON A FILTER BANK}

본 발명은 일반적으로 무선 통신 기술의 기술 분야, 보다 구체적으로 필터 뱅크를 기반으로 하여 신호들을 생성, 전송 및 수신하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

4G(4^th-Generation) 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G(5^th-Generation) 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후(Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE 시스템 이후(Post LTE) 시스템이라 불리어지고 있다.

높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파 (mmWave) 대역 (예를 들어, 60기가Hz(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로 손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍(beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive multi-input multi-output : massive MIMO), 전차원 다중입출력(full dimensional MIMO : FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔형성 (analog beam-forming), 및 대규모 안테나(large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다.

또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀(advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크(cloud radio access network : cloud RAN), 초고밀도 네트워크(ultra-dense network), 기기 간 통신(device to device communication : D2D), 무선 백홀(wireless backhaul), 이동 네트워크(moving network), 협력 통신(cooperative communication), CoMP (coordinated multi-points), 및 수신 간섭제거(interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다.

이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조(advanced coding modulation : ACM) 방식인 FQAM(hybrid FSK and QAM modulation) 및 SWSC(sliding window superposition coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC(filter bank multi carrier), NOMA(non orthogonal multiple access), 및 SCMA(sparse code multiple access) 등이 개발되고 있다.

한편, 인터넷은 인간이 정보를 생성하고 소비하는 인간 중심의 연결 망에서, 사물 등 분산된 구성 요소들 간에 정보를 주고 받아 처리하는 사물인터넷(internet of things : IoT) 망으로 진화하고 있다. IoE(internet of everything) 기술은 클라우드 서버 등과의 연결을 통한 빅 데이터(Big data) 처리 기술 등이 IoT 기술에 결합된 하나의 예가 될 수 있다.

IoT를 구현하기 위해서, 센싱 기술, 유무선 통신 및 네트워크 인프라, 서비스 인터페이스 기술, 및 보안 기술 등과 같은 기술 요소 들이 요구되어, 최근에는 사물간의 연결을 위한 센서 네트워크(sensor network), 사물 통신 (machine to machine : M2M), MTC(machine type communication) 등의 기술이 연구되고 있다.

IoT 환경에서는 연결된 사물들에서 생성된 데이터를 수집, 분석하여 인간의 삶에 새로운 가치를 창출하는 지능형 IT(internet technology) 서비스가 제공될 수 있다. IoT는 기존의 IT 기술과 다양한 산업 간의 융합 및 복합을 통하여 스마트홈, 스마트 빌딩, 스마트 시티, 스마트 카 혹은 커넥티드 카, 스마트 그리드, 헬스 케어, 스마트 가전, 첨단의료서비스 등의 분야에 응용될 수 있다.

이에, 5G 통신 시스템을 IoT 망에 적용하기 위한 다양한 시도들이 이루어지고 있다. 예를 들어, 센서 네트워크, 사물 통신, MTC 등의 기술이 5G 통신 기술이 빔 포밍, MIMO, 및 어레이 안테나 등의 기법에 의해 구현되고 있는 것이다. 앞서 설명한 빅 데이터 처리 기술로써 클라우드 무선 액세스 네트워크가 적용되는 것도 5G 기술과 IoT 기술 융합의 일 예라고 할 수 있을 것이다.

정보 및 통신 산업의 빠른 발전, 특히 모바일 인터넷 및 IoT로부터의 수요 증가는 이동 통신 기술들에 대한 전례없는 도전을 야기시킨다. ITU(International Telecommunication Union)로부터의 ITU-R M.[IMT.BEYOND 2020.TRAFFIC]에서 보고된 바와 같이, 모바일 트래픽은 2010년(4G의 시대에서)부터 2020년까지 거의 1000배 증가하리라 예상되고, 연결 장치의 수는 170억을 능가할 것이다. 엄청난 양의 IoT 장비들이 이동 통신 네트워크로 서서히 침투하기 때문에, 연결 장치의 수는 급격히 증가할 것이다. 이들 전례없는 도전에 대처하기 위해서, 2020년을 향하고 있는 통신 산업 및 학계에서 제5 세대 이동 통신 기술(5G)들이 널리 조사 및 연구되고 있다. 현재, 미래의 5G의 골격 및 전체 목표는 수요 전망, 응용 시나리오 및 다양한 주요 성능 표시자들이 상세히 기술되는 보고서 ITU-R M.[IMT.VISION]에서 논의되고 있다. 5G의 새로운 수요에 대해, ITU-R M.[IMT.FUTURE TECHNOLOGY TRENDS]은 시스템 스루풋의 급증, 사용자 경험의 일관성, IoT를 지원하기 위한 확장성, 매우 낮은 대기 시간, 고 에너지 효율 및 고 비용 효율 통신, 높은 가요성 네트워크, 새로운 서비스 지원, 가요성 스펙트럼 사용 등과 같은 중요한 문제들을 해결하고자 하는 5G의 개발 동향 등에 대한 관련 정보를 제공한다.

변조 파형 및 다중 액세스 방식들은 5G를 포함하여 이동 통신의 무선 인터페이스를 설계하는 과정에서 기본이다. 현재, 다중 반송파 변조(Multi-Carrier Modulation : MCM) 계의 전형적인 대표인 직교 주파수 분할 멀티플렉싱(Orthogonal Frequency Division Multiplexing : OFDM)은 지상파 통신 시스템, 예를 들어 LTE(Long Term Evolution)의 시스템에 대응하는 제3 세대 파트너십 프로젝트(third Generation Partnership Project : 3GPP)에 의해 정의된 진화된 범용 지상 무선 액세스(Evolved Universal Terrestrial Radio Access : E-UTRA) 프로토콜, 디지털 비디오 방송(Digital Video Broadcasting : DVB) 및 디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcasting : DAB), 초고속 디지털 가입자 회선(Very-high-bit-rate Digital Subscriber Loop : VDSL), IEEE802.11a/g 무선 근거리 네트워크(Wireless Local Area Network : WLAN), IEEE802.22 무선 지역 네트워크(Wireless Local Area Network : WRAN) 및 IEEE802.16 WiMAX(world interoperability for microwave access) 등 뿐만 아니라 오디오 및 비디오 방송 분야에서 널리 사용된다. OFDM의 기본 아이디어는 광대역 채널을 복수의 병렬 협대역 서브채널/부반송파들로 분할함으로써, 주파수 선택적 채널들에서 전송되는 고속 데이터 스트림들이 복수의 병렬의 독립적인 플랫 페이딩 채널들에서 전송되는 저속 데이터 스트림들로 변환되어 다중 경로 간섭들에 대응하는 시스템의 능력들이 크게 향상되도록 하는 것이라는 것은 잘 알려져 있다. 또한, OFDM은 변조 및 복조 모듈들의 구현을 단순화하기 위해 역 고속 푸리에 변환/고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform/Fast Fourier Transform : IFFT/FFT)을 이용할 수 있다. 또한, 순환 전치(Cyclic Prefix : CP)의 삽입은 채널과 전송된 신호의 관련을 선형의 합성 연산(convolution operation)에서 원형의 합성 연산으로 변환한다. 결과적으로, 원형의 합성 연산의 특성에 따라, CP의 길이가 가장 큰 다중 경로 채널 지연 확산보다 큰 경우, 신호들은 간단한 하나의 탭 주파수 도메인 등화(frequency-domain equalization)를 적용하여 심볼 간 간섭(Inter-symbol Interference : ISI) 없이 검색될 수 있으며, 이는 차례로 수신기들의 처리 및 구현 복잡성들을 감소시킨다. CP-OFDM을 기반으로 하는 변조 파형들은 4G의 시대의 모바일 광대역(mobile broadband : MBB)의 서비스 수요들을 충족시킬 수 있지만, 5G는 더 많은 도전 및 다양한 시나리오에 직면해야 하기 때문에 5G 시나리오들에 CP-OFDM을 적용하는 것에는 많은 한계 및 단점이 있다. 상기의 5G에 CP-OFDM를 적용하는 것의 한계 및 단점들은 주로 다음을 포함한다:

(1) ISI에 저항하기 위한 CP의 삽입은 낮은 대기 시간 전송의 5G 시나리오에서의 스펙트럼 효율을 크게 감소시킬 것이다. 구체적으로, 낮은 대기 시간 전송은 OFDM 심볼들의 길이를 매우 단축시키지만 CP의 길이는 단지 임펄스 응답의 길이에 의해서만 제한되기 때문에, OFDM 심볼들의 길이에 대한 CP의 길이의 비율은 크게 증가할 것이다. 이러한 오버헤드는 크게 스펙트럼 효율의 손실을 야기하기 때문에 낮은 대기 시간 전송을 필요로 하는 이러한 시나리오들에서는 용납될 수 없다.

(2) 시간 동기화에 대한 엄격한 요구 사항들은 5G의 IoT 시나리오들에서의 폐 루프 동기화를 유지하기 위해 필요한 큰 시그널링 오버헤드를 야기할 것이다. 또한, 엄격한 동기화 메커니즘은 가요성 및 탄력성이 부족한 데이터 프레임 구조의 설계를 만들기 때문에, 다양한 서비스의 상이한 동기화 요구 사항들을 만족시킬 수 없다.

(3) 이러한 유형의 시간 도메인 파형은 그의 해당 주파수 도메인 대응물(counterpart)의 사이드 로프(side-lope)들이 매우 느리게 롤 오프 하도록 만들기 때문에, OFDM은 심각한 대역 외 유출(out-of-band leakage)을 초래하는 직사각형 펄스를 채택한다. 이것이 OFDM이 반송파 주파수 오프셋(Carrier Frequency Offset : CFO)에 매우 민감한 이유이다. 5G에서는 가요성의 분열된 스펙트럼 액세스/공유에 대한 많은 수요가 있겠지만, OFDM의 높은 대역 외 유출은 분열된 스펙트럼 액세스 방식들을 설계하는 과정에서 그의 가요성을 크게 제한하거나 큰 주파수 도메인 보호 주파수대(guard band)를 필요로 하고, 그에 따라 이러한 인자들은 스펙트럼 효율을 감소시킨다.

이들 단점은 주로 OFDM 특성들로 인한 것이다. 이들 단점에 의해 야기되는 영향들은 특정 측정들을 채택함으로써 감소될 수 있지만, 시스템 설계들의 복잡성은 증가할 것이고, 이들 문제는 완전히 해결될 수 없다.

전술한 문제들로 인해, ITU-R M.[IMT.FUTURE TECHNOLOGY TRENDS]에 보고된 바와 같이, 필터 뱅크 다중 반송파(Filter Bank Multi-Carrier : FBMC) 변조가 인기있는 연구 주제들 중 하나가 되고 있는 일부 새로운 파형 변조 기술(다중 반송파 변조 기반)들이 5G에서 고려된다. FBMC는 프로토타입 필터를 설계하는 과정에서 자유도를 제공하기 때문에, 전송 신호들이 ISI에 저항하는 데 CP의 삽입이 필요하지 않기 때문으로 인한 스펙트럼 효율의 향상, 분열된 스펙트럼들의 유연한 액세스를 지원하기 위한 낮은 대역 외 유출 및 반송파 주파수 오프셋에 대한 불감도(insensitiveness)를 포함하는 다양한 바람직한 특성들을 보여줄 수 있도록, 전송 파형들을 펄스 형상화하기 위해 좋은 시간/주파수 국부화(Time/Frequency Localization : TFL) 특성을 갖는 필터들을 사용할 수 있다. 전형적인 FBMC는 일반적으로 스펙트럼 효율을 극대화하기 위해 오프셋 직교 진폭 변조(Offset Quadrature Amplitude Modulation : OQAM)를 사용한다. 따라서, 이러한 기술은 일반적으로 FBMC/OQAM 시스템 또는 OFDM/OQAM 시스템이라 불린다. 디지털 통신에서의 FBMC의 응용들은 "필터 뱅크 이론을 기반으로 하는 OFDM/OQAM 시스템들의 분석 및 설계(IEEE Transactions on Signal Processing, vol.50,no.5,pp.1170-1183, May 2002)"라는 제목의 초기 논문에서 논의되었다.

FBMC는 OFDM이 갖지 못한 몇 가지 유리한 특성들을 갖기 때문에, FBMC는 5G 연구에서 더 많은 관심을 끌지만, 몇 가지 그의 고유 단점들은 미래의 이동 통신 시스템에서의 그의 응용에 이의를 제기하고, 이들 이의 제기는 해결될 필요가 있고 지속적으로 연구되고 있다. 가장 중요한 문제들 중 하나는, 다중 반송파 시스템으로서의 OFDM 시스템과 마찬가지로, FBMC 시스템의 전송 신호가 복수의 서브채널로부터의 신호들의 중첩이라는 것이다. 전송 신호는 이들 서브 채널로부터의 신호들이 같은 위상에 있는 경우 상대적으로 높은 피크 전력을 초래할 수 있다. 따라서, 단일 반송파 시스템과 비교할 때, FBMC 신호는 상대적으로 높은 피크-대-평균 전력 비율(Peak-to-Average Power Ratio : PAPR)을 갖는다. 선형의 고 전력 증폭기의 작동 범위가 제한되기 때문에, 입력 신호의 PAPR이 상대적으로 높고 선형 증폭기의 작동 범위를 초과하는 경우, 신호 전력의 비선형 증폭은 변조 간 간섭을 야기하고, 이는 시스템의 성능 및 인접 주파수 대역들의 신호들에 영향을 미칠 것이다. 3GPP 규정 LTE 상향링크에서는, LTE 하향링크에서 사용되는 직교 주파수 분할 다중 액세스(OFDMA)보다 낮은 PAPR을 갖는 단일 반송파 주파수 분할 다중 액세스(Single-Carrier Frequency-Division Multiple Access : SC-FDMA)가 사용된다. 낮은 PAPR은 사용자 단말들이 더 나은 전송 전력 효율을 갖고, 배터리의 서비스 수명을 연장할 수 있도록 한다. 특히, 주파수 도메인에서의 SC-FDMA의 생성 방법은 또한 DFT(Discrete Fourier Transform) 확산 OFDM(DFT-s-OFDM)으로서 알려진다. DFT-s-OFDM은 OFDM 변조에서의 IFFT 연산 이전에 신호들에 DFT 확산(DFT 전처리) 연산을 적용한다. 이와 같이, 시스템에 의해 전송된 신호들이 시간 도메인 신호들이기 때문에, 주파수 도메인 신호들을 전송함으로써 야기되는 높은 PAPR의 문제가 방지된다. SC-FDMA는 두 개의 장점, 다중 경로 페이딩에 대한 다중 반송파 신호의 견고성 및 낮은 PAPR 측면에서의 단일 반송파 신호의 특성을 갖는다. 따라서, CP를 갖는 SC-FDMA가 LTE의 상향링크 전송에서 채택된다. 그러나, 필터 뱅크들이 FBMC 시스템에 도입되고, 필터 뱅크의 길이가 FBMC/OQAM 심볼의 길이보다 더 길 수 있기 때문에, 두 개 이상의 인접 심볼들은 시간에서 중복되고, 이는 FBMC 시스템의 PAPR 억제가 종래의 OFDM 시스템의 PAPR 억제와 상이하도록 만든다. 따라서, FBMC 시스템에서, LTE 상향링크의 SC-FDMA에서 주파수 도메인 DFT 확산 방법이 직접 적용되는 경우, 단일 반송파 신호의 특성이 획득될 수 없기 때문에 시스템의 PAPR이 효율적으로 감소될 수 없다.

결론적으로, 미래의 5G를 위한 후보 기술들 사이에서 FBMC의 경쟁력을 향상시키기 위해서는 그의 장점들을 활용하는 이외에 FBMC에서의 고유 단점들을 해결할 필요가 있다. FBMC의 상향링크 다중 액세스 방식들의 설계를 위해, FBMC에서의 높은 PAPR의 문제를 해결하기 위한 효율적이고 효과적인 방법을 개발하는 것이 중요하다.

본 발명에서 해결되어야 하는 기술적 문제는 FBMC/OQAM 시스템에서의 높은 PAPR이다. 현재, FBMC/OQAM 시스템에서의 PAPR을 감소시키는 효과적인 방법은 없다. 이러한 이유 때문에, 본 발명은 켤레 대칭 DFT 확산 필터 뱅크 다중 반송파(Conjugate Symmetric DFT spread Filter Bank Multi-carrier : CS-DFT-s-FBMC)를 기반으로 하는 신호 생성 방법 및 신호들을 전송 및 수신하는 통신 방법 및 장치를 제공한다. 이들 방법은 FBMC/OQAM 시스템의 고유 특성들을 유지하면서 단일 반송파 시스템의 PAPR 성능과 비교할 만한 FBMC/OQAM 시스템의 PAPR 성능을 갖도록 한다.

제1 양태에서, 신호 생성 장치가 제공된다. 장치는 입력되는 제1 복소수 값 데이터 흐름에 CS-DFT 확산 연산을 적용하여 두 개의 데이터 흐름을 생성하는 켤레 대칭 이산 푸리에 변환(CS-DFT) 확산 유닛; 두 개의 데이터 흐름의 각각을 해당하는 부반송파들에 매핑하는 부반송파 매핑 유닛; 및 부반송파들에 매핑된 데이터 흐름들에 OQAM 연산을 적용하여 OQAM 신호들을 생성하는 오프셋 직교 진폭 변조(OQAM) 변조기를 포함한다.

일부 구현들에서, CS-DFT 확산 유닛은 입력되는 제1 복소수 값 데이터 흐름에 켤레 대칭 연산을 적용하여 두 개의 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 켤레 대칭 연산 유닛; 및 두 개의 생성된 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름의 각각에 DFT 연산을 적용하여 두 개의 순수한 실수 값 데이터 흐름을 생성하는 이산 푸리에 변환(DFT) 확산 유닛을 포함한다.

일부 구현들에서, OQAM 변조기는 데이터 흐름들이 매핑되는 부반송파들의 실수부 및 허수부들로 두 개의 순수한 실수 값 데이터 흐름들을 교대로 변조한다.

일부 다른 실시 예들에서, CS-DFT 확산 유닛은 입력되는 제1 복소수 값 데이터 흐름에 켤레 대칭 연산을 적용하여 두 개의 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 켤레 대칭 연산 유닛; 두 개의 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름 중 하나의 위상을 회전시키는 위상 회전 유닛; 위상이 회전되는 복소수 값 데이터 흐름에 DFT 확산 연산을 적용하여 순수한 허수 값 데이터 흐름을 생성하고, 위상이 회전되는 생성된 복소수 값 데이터 흐름의 다른 하나에 DFT 확산 연산을 적용하여 순수한 실수 값 데이터 흐름을 생성하는 DFT 확산 유닛; 및 DFT 확산 유닛으로부터 출력되는 순수한 실수 값 데이터 흐름과 순수한 허수 값 데이터 흐름을 순열로 배치하고 결합하여 실수-허수 교대 복소수 값 데이터 흐름 및 허수-실수 교대 복소수 값 데이터 흐름을 각각 생성하는 부반송파 할당 유닛을 포함한다.

일부 구현들에서, 위상 회전 유닛은 제1 복소수 값 데이터 흐름의 각각의 데이터 심볼과 허수 단위(j)를 곱하기 위해 사용된다.

일부 구현들에서, 부반송파 할당 유닛은 순수한 허수 값 데이터 흐름 및 순수한 실수 값 데이터 흐름의 짝수 위치 또는 홀수 위치들에서 데이터 심볼들을 각각 교환하여 실수-허수 교대 복소수 값 데이터 흐름 및 허수-실수 교대 복소수 값 데이터 흐름을 생성하기 위해 사용된다.

일부 구현들에서, OQAM 변조기는 매핑된 부반송파들로 실수-허수 교대 복소수 값 데이터 흐름 및 허수-실수 교대 복소수 값 데이터 흐름을 직접 변조한다.

일부 다른 실시 예들에서, CS-DFT 확산 유닛은 입력되는 제1 복소수 값 데이터 흐름에 켤레 대칭 연산을 적용하여 두 개의 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 켤레 대칭 연산 유닛; 두 개의 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름의 각각을 프리코딩하는 프리코딩 유닛; 및 두 개의 프리코딩된 복소수 값 데이터 흐름에 DFT 확산 연산을 적용하여 실수-허수 교대 복소수 값 데이터 흐름 및 허수-실수 교대 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 DFT 확산 유닛을 포함한다.

일부 구현들에서, 프리코딩 유닛은 두 개의 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름에 각각 프리코딩 행렬 및 을 곱하기 위해 동작하고, 여기에서, , 이고, 는 의 크기를 갖는 DFT 행렬이고, 는 비-대각선 요소들은 모두 0이고, 홀수 위치들에서의 대각선 요소들은 모두 1이고, 짝수 위치들에서의 대각선 요소들은 모두 j인 대각선 행렬이고, 는 비-대각선 요소들은 모두 0이고, 짝수 위치들에서의 대각선 요소들은 모두 1이고, 홀수 위치들에서의 대각선 요소들은 모두 j인 대각선 행렬이다.

일부 구현들에서, 켤레 대칭 연산 유닛은 제1 복소수 값 데이터 흐름을 동일한 길이를 갖는 제2 복소수 값 데이터 흐름 및 제3 복소수 값 데이터 흐름으로 분리하는 데이터 분리 모듈; 두 개의 제2 복소수 값 데이터 흐름 및 두 개의 제3 복소수 값 데이터 흐름을 각각 생성하기 위해 제2 복소수 값 데이터 흐름 및 제3 복소수 값 데이터 흐름을 복제하고, 제2 복소수 값 데이터 흐름 및 제3 복소수 값 데이터 흐름에 대한 전력 할당을 수행하는 데이터 복제 모듈; 데이터 복제 모듈로부터의 하나의 제2 복소수 값 데이터 흐름 및 하나의 제3 복소수 값 데이터 흐름의 각각의 데이터 심볼에 켤레 계산을 적용하여 제4 복소수 값 데이터 흐름 및 제5 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 데이터 켤레 계산 모듈; 및 데이터 켤레 계산 모듈로부터의 하나의 제4 복소수 값 데이터 흐름 또는 데이터 복제 모듈로부터의 다른 제2 복소수 값 데이터 흐름을 회전시키고, 회전된 하나의 제4 복소수 값 데이터 흐름 및 다른 제2 복소수 값 데이터 흐름 중 하나를 하나의 제4 복소수 값 데이터 흐름 및 다른 제2 복소수 값 데이터 흐름 중 다른 하나와 결합하여 제1 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 데이터 대칭 계산 모듈을 포함하고, 데이터 대칭 계산 모듈은 데이터 켤레 계산 모듈로부터의 하나의 제5 복소수 값 데이터 흐름 또는 데이터 복제 모듈로부터의 다른 제3 복소수 값 데이터 흐름을 회전시키고, 회전된 하나의 제5 복소수 값 데이터 흐름 및 다른 제3 복소수 값 데이터 흐름 중 하나를 하나의 제5 복소수 값 데이터 흐름 및 다른 제3 복소수 값 데이터 흐름 중 다른 하나와 결합하여 제2 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름을 생성하기 위해 더 구성된다.

일부 실시 예들에서, CS-DFT 확산 유닛은 입력되는 제1 복소수 값 데이터 흐름에 켤레 대칭 연산을 적용하여 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 켤레 대칭 연산 유닛; 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름에 DFT 확산 연산을 적용하여 순수한 실수 값 데이터 흐름을 생성하는 DFT 확산 유닛; 및 미리 결정된 방식으로 순수한 실수 값 데이터 흐름의 각각의 데이터 심볼의 위치를 조정하고, 위치 조정 후의 데이터 심볼들을 동일한 길이를 갖는 두 개의 순수한 실수 값 데이터 흐름으로 분할하는 부반송파 순열 유닛을 포함한다.

일부 구현들에서, OQAM 변조기는 매핑된 부반송파들의 실수부 및 허수부들로 동일한 길이를 갖는 두 개의 순수한 실수 값 데이터 흐름을 교대로 변조한다.

일부 구현들에서, 켤레 대칭 연산 유닛은 두 개의 제6 복소수 값 데이터 흐름을 생성하기 위해 제1 복소수 값 데이터 흐름을 복제하고 복제된 제1 복소수 값 데이터 흐름에 대한 전력 할당을 수행하는 데이터 복제 모듈; 데이터 복제 모듈로부터의 하나의 제6 복소수 값 데이터 흐름의 각각의 데이터 심볼에 켤레 계산을 적용하여 제7 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 데이터 켤레 계산 모듈; 및 데이터 켤레 계산 모듈로부터의 제7 복소수 값 데이터 흐름 또는 데이터 복제 모듈로부터의 다른 제6 복소수 값 데이터 흐름을 회전시키고, 회전된 제7 복소수 값 데이터 흐름 및 제6 복소수 값 데이터 흐름 중 하나를 제7 복소수 값 데이터 흐름 및 제6 복소수 값 데이터 흐름 중 다른 하나와 결합하여 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 데이터 대칭 계산 모듈을 포함한다.

일부 구현들에서, 데이터 대칭 계산 모듈은 결합 동안 제로 패딩 연산을 실행하기 위해 또한 사용된다.

일부 구현들에서, 데이터 대칭 계산 모듈은 생성된 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름의 DC 구성 요소에서 제로 패딩을 직접 실행하거나, 결합될 두 개의 복소수 값 데이터 흐름의 앞에서 제로 패딩을 각각 실행하여 제로 패딩 연산을 실행한다.

제2 양태에서, 송신기가 제공된다. 상기 송신기는 OQAM 신호들을 생성하는 제1 항 내지 제16 항 중 어느 한 항의 신호 생성 장치; 및 OQAM 신호들을 전송하는 안테나를 포함한다.

제3 양태에서, 수신기가 제공된다. 상기 수신기는 오프셋 직교 진폭 변조(OQAM) 신호들을 수신하는 안테나; 수신된 OQAM 신호들을 복조하여 두 개의 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 OQAM 복조기; 매핑된 부반송파들의 두 개의 복소수 값 데이터 흐름으로부터 두 개의 제1 복소수 값 데이터 흐름을 선택하는 부반송파 선택 유닛; 및 두 개의 제1 복소수 값 데이터 흐름에 CS-IDFT를 적용하여 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 켤레 대칭 역 이산 푸리에 변환(CS-IDFT) 역 확산 유닛을 포함한다.

일부 실시 예들에서, CS-IDFT 역 확산 유닛은 두 개의 제2 복소수 값 데이터 흐름을 생성하기 위해 두 개의 제1 복소수 값 데이터 흐름의 각각에 위상 회전들을 적용하는 위상 회전 유닛; 두 개의 제2 복소수 값 데이터 흐름의 각각의 데이터 심볼의 실수부를 추출하는 실수/허수부 추출 유닛; 두 개의 제2 복소수 값 데이터 흐름의 실수부의 각각에 IDFT를 적용하여 두 개의 제3 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 역 이산 푸리에 변환(IDFT) 확산 유닛; 및 두 개의 제3 복소수 값 데이터 흐름에 역 켤레 대칭 연산을 적용하여 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 역 켤레 대칭 연산 유닛을 포함한다.

일부 구현들에서, 위상 회전 유닛은 두 개의 제1 복소수 값 데이터 흐름 중 하나의 각각의 데이터 심볼을 1 및 -j와 교대로 곱하고, 두 개의 제1 복소수 값 데이터 흐름 중 다른 하나의 각각의 데이터 심볼을 -j 및 1과 교대로 곱하기 위해 사용된다.

일부 다른 실시 예들에서, CS-IDFT 역 확산 유닛은 두 개의 제4 복소수 값 데이터 흐름을 생성하기 위해 두 개의 제1 복소수 값 데이터 흐름을 순열로 배치하고 결합하는 부반송파 역 할당 유닛; 두 개의 제4 복소수 값 데이터 흐름 중 하나의 실수부들을 추출하고, 두 개의 제4 복소수 값 데이터 흐름 중 다른 하나의 허수부들을 추출하는 실수/허수부 추출 유닛; 두 개의 제4 복소수 값 데이터 흐름으로부터 각각 추출된 실수부 및 허수부들에 IDFT를 적용하여 두 개의 제5 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 IDFT 확산 유닛; 두 개의 제5 복소수 값 데이터 흐름 중 하나의 위상을 회전시키는 위상 회전 유닛; 및 위상이 회전되는 두 개의 제5 복소수 값 데이터 흐름 중 하나 및 위상이 회전되지 않은 두 개의 제5 복소수 값 데이터 흐름 중 다른 하나에 역 켤레 대칭 연산을 적용하여 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 역 켤레 대칭 연산 유닛을 포함한다.

일부 구현들에서, 위상 회전 유닛은 허수부들이 추출되고 IDFT가 적용되는 두 개의 제5 복소수 값 데이터 흐름 중 하나의 각각의 데이터 심볼과 -j를 곱하기 위해 사용된다.

일부 구현들에서, 부반송파 역 할당 유닛은 두 개의 제1 복소수 값 데이터 흐름의 짝수 위치 또는 홀수 위치들에서 데이터 심볼들을 교환하여 두 개의 제4 복소수 값 데이터 흐름들을 생성하기 위해 사용된다.

일부 다른 실시 예들에서, CS-IDFT 역 확산 유닛은 두 개의 제1 복소수 값 데이터 흐름의 실수부 및 허수부들을 교대로 추출하는 실수/허수부 추출 유닛; 두 개의 제6 복소수 값 데이터 흐름을 생성하기 위해 두 개의 제1 복소수 값 데이터 흐름으로부터 추출된 실수부 및 허수부들의 위상들을 조정하는 위상 회전 유닛; 두 개의 제6 복소수 값 데이터 흐름에 각각 IDFT를 적용하여 두 개의 제7 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 IDFT 확산 유닛; 두 개의 제7 복소수 값 데이터 흐름에 각각 역 프리코딩 연산을 적용하여 두 개의 제8 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 역 프리코딩 유닛; 및 두 개의 제8 복소수 값 데이터 흐름에 역 켤레 대칭 연산을 적용하여 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 역 켤레 대칭 연산 유닛을 포함한다.

일부 구현들에서, 위상 회전 유닛은 두 개의 제1 복소수 값 데이터 흐름으로부터 추출된 실수부들을 1과 곱하고, 두 개의 제1 복소수 값 데이터 흐름으로부터 추출된 허수부들을 허수 단위(j)와 곱하기 위해 사용된다.

일부 구현들에서, 역 프리코딩 유닛에 의해 적용되는 인코딩 행렬은 송신기의 프리코딩 연산에서 사용되는 프리코딩 행령의 켤레 전치 행렬 또는 역 행렬이다.

일부 구현들에서, 역 켤레 대칭 연산 유닛은 입력되는 두 개의 복소수 값 데이터 흐름을 동일한 길이를 갖는 두 개의 제8 복소수 값 데이터 흐름 및 동일한 길이를 갖는 두 개의 제9 복소수 값 데이터 흐름으로 분리하는 데이터 분리 유닛; 하나의 제8 복소수 값 데이터 흐름 및 하나의 제9 복소수 값 데이터 흐름을 복제하고, 복제된 복소수 값 데이터 흐름을 데이터 대칭 병합 모듈에 출력하는 데이터 복제 모듈; 다른 제8 복소수 값 데이터 흐름 및 다른 제9 복소수 값 데이터 흐름의 각각의 데이터 심볼에 각각 켤레 계산을 적용하여 제10 복소수 값 데이터 흐름 및 제11 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 데이터 컬례 계산 모듈; 제10 복소수 값 데이터 흐름 또는 데이터 복제 모듈로부터의 하나의 제8 복소수 값 데이터 흐름을 회전시키고, 회전된 제10 복소수 값 데이터 흐름 및 하나의 제8 복소수 값 데이터 흐름 중 하나를 제10 복소수 값 데이터 흐름 및 하나의 제8 복소수 값 데이터 흐름 중 다른 하나와 병합하여 제1 역 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름을 생성하고, 제11 복소수 값 데이터 흐름 또는 데이터 복제 모듈로부터의 하나의 제9 복소수 값 데이터 흐름을 회전시키고, 회전된 제11 복소수 값 데이터 흐름 및 하나의 제9 복소수 값 데이터 흐름 중 하나를 제11 복소수 값 데이터 흐름 및 하나의 제9 복소수 값 데이터 흐름 중 다른 하나와 병합하여 제2 역 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 데이터 대칭 병합 모듈; 및 복소수 값 데이터 흐름을 생성하기 위해 제2 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름과 제1 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름을 병합하기 위해 사용되는 데이터 병합 모듈을 포함한다.

일부 실시 예들에서, CS-IDFT 역 확산 유닛은 두 개의 제12 복소수 값 데이터 흐름을 생성하기 위해 두 개의 제1 복소수 값 데이터 흐름의 각각의 위상을 회전시키는 위상 회전 유닛; 두 개의 제12 복소수 값 데이터 흐름의 각각의 데이터 심볼의 실수부를 추출하는 실수/허수부 추출 유닛; 제13 복소수 값 데이터 흐름을 생성하기 위해 두 개의 제12 복소수 값 데이터 흐름으로부터 추출된 실수부들을 순열로 배치하고 결합하는 역 부반송파 순열 유닛; 두 개의 제12 복소수 값 데이터 흐름 중 하나에 IDFT를 적용하여 제14 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 IDFT 확산 유닛; 및 제14 복소수 값 데이터 흐름에 역 켤레 대칭 연산을 적용하여 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 역 켤레 대칭 연산 유닛을 포함한다.

일부 구현들에서, 역 켤레 대칭 연산 유닛은 제14 복소수 값 데이터 흐름을 동일한 길이를 갖는 제15 복소수 값 데이터 흐름 및 동일한 길이를 갖는 제16 복소수 값 데이터 흐름으로 분리하는 데이터 분리 모듈; 제15 복소수 값 데이터 흐름을 복제하고 복제된 복소수 값 데이터 흐름을 데이터 대칭 병합 모듈에 출력하는 데이터 복제 모듈; 제16 복소수 값 데이터 흐름의 각각의 데이터 심볼에 켤레 계산을 적용하여 제17 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 데이터 켤레 계산 모듈; 및 제17 복소수 값 데이터 흐름 또는 데이터 복제 모듈로부터의 제15 복소수 값 데이터 흐름을 회전시키고, 회전된 제17 복소수 값 데이터 흐름 및 제15 복소수 값 데이터 흐름 중 하나를 제17 복소수 값 데이터 흐름 및 제15 복소수 값 데이터 흐름 중 다른 하나와 병합하여 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 데이터 대칭 병합 모듈을 포함한다.

제4 양태에서, 신호들을 생성하는 방법이 제공된다. 상기 방법은 제1 복소수 값 데이터 흐름에 CS-DFT 확산 연산을 적용하여 두 개의 데이터 흐름을 생성하는 단계; 두 개의 데이터 흐름을 각각 해당하는 부반송파들에 매핑하는 단계; 및 부반송파들에 매핑된 데이터 흐름들에 OQAM을 적용하여 오프셋 직교 진폭 변조(OQAM) 신호들을 생성하는 단계를 포함한다.

제5 양태에서, 신호들을 전송하는 방법이 제공된다. 상기 방법은 제30 항의 방법에 따라 OQAM 신호들을 생성하는 단계; 및 OQAM 신호들을 전송하는 단계를 포함한다.

제6 양태에서, 신호들을 수신하는 방법이 제공된다. 상기 방법은 오프셋 직교 진폭 변조(OQAM) 신호들을 수신하는 단계; 두 개의 복소수 값 데이터 흐름을 생성하기 위해 수신된 OQAM 신호들을 복조하는 단계; 매핑된 부반송파들의 두 개의 복소수 값 데이터 흐름으로부터 두 개의 제1 복소수 값 데이터 흐름을 선택하는 단계; 및 두 개의 제1 복소수 값 데이터 흐름에 CS-IDFT 역 확산 연산을 적용하여 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 단계를 포함한다.

본 발명의 구현들은 FBMC/OQAM 시스템의 고유 특성들을 유지하면서 단일 반송파 전송의 PAPR 성능과 비교할 만한 FBMC/OQAM 시스템의 PAPR 성능을 갖도록 한다.

본 발명의 추가 특징, 목적 및 장점들은 첨부된 도면들을 참조하여 아래에 명시되는 비 제한적인 실시 예들의 상세한 설명의 개요에 의해 더욱 명백해질 것이다.
도 1은 선행 기술에 따른 종래의 FBMC/OQAM 신호들을 생성하고 전송하는 블록도,
도 2는 선행 기술에 따른 종래의 FBMC/OQAM 신호들을 수신하고 복조하는 블록도,
도 3은 선행 기술에 따른 종래의 OFDM 및 FBMC/OQAM 시스템에서의 PAPR의 상보 누적 밀도 함수(complementary cumulative density function)의 시뮬레이션 결과들을 나타낸 도면,
도 4는 선행 기술에 따른 간단한 DFT 확산 FBMC/OQAM(DFT-s-FBMC/OQAM) 신호들을 생성하고 전송하는 블록도,
도 5는 선행 기술에 따른 간단한 DFT 확산 FBMC/OQAM(DFT-s-FBMC/OQAM) 신호들을 수신하고 복조하는 블록도,
도 6은 선행 기술에 따른 간단한 DFT 확산을 기반으로 하는 OFDM 시스템 및 FBMC/OQAM 시스템에서의 PAPR의 상보 누적 밀도 함수의 시뮬레이션 결과들을 나타낸 도면,
도 7은 본 발명의 제1 실시 예에 따른 켤레 대칭 DFT 확산 FBMC/OQAM(CS-DFT-s-FBMC/OQAM) 시스템에서 송신기의 일 구성 예를 나타낸 블록도,
도 8은 본 발명의 제1 실시 예에 따른 주어진 데이터 심볼들에 켤레 대칭(CS) 연산을 적용하는 흐름도,
도 9는 본 발명의 제1 실시 예에 따른 켤레 대칭 DFT 확산 FBMC/OQAM(CS-DFT-s-FBMC/OQAM) 시스템에서 수신기의 일 구성 예를 나타낸 블록도,
도 10은 본 발명의 제1 실시 예에 따른 주어진 데이터 심볼들에 역 켤레 대칭(CS) 연산을 적용하는 흐름도,
도 11은 본 발명의 제1 실시 예에 따른 CS-DFT-s-FBMC/OQAM 시스템에서의 PAPR의 상보 누적 밀도 함수의 시뮬레이션 결과들을 나타낸 도면,
도 12는 본 발명의 제2 실시 예에 따른 켤레 대칭 DFT 확산 FBMC/OQAM(CS-DFT-s-FBMC/OQAM) 시스템에서 송신기의 일 구성 예를 나타낸 블록도,
도 13은 본 발명의 제2 실시 예에 따른 주어진 데이터 심볼들에 부반송파 할당 연산을 적용하는 예를 설명하기 위한 도면,
도 14는 본 발명의 제2 실시 예에 따른 켤레 대칭 DFT 확산 FBMC/OQAM(CS-DFT-s-FBMC/OQAM) 시스템에서 수신기의 일 구성 예를 나타낸 블록도,
도 15는 본 발명의 제2 실시 예에 따른 주어진 데이터 심볼들에 부반송파 역 할당 연산의 예를 설명하기 위한 도면,
도 16은 본 발명의 제3 실시 예에 따른 CS-DFT-s-FBMC/OQAM 시스템에서 송신기의 일 구성 예를 나타낸 블록도,
도 17은 본 발명의 제3 실시 예에 따른 CS-DFT-s-FBMC/OQAM 시스템에서 수신기의 일 구성 예를 나타낸 블록도,
도 18은 본 발명의 제4 실시 예에 따른 CS-DFT-s-FBMC/OQAM 시스템에서 송신기의 일 구성 예를 나타낸 블록도,
도 19는 본 발명의 제4 실시 예에 따른 주어진 데이터 심볼들에 켤레 대칭(CS) 연산을 적용하는 예를 설명하기 위한 도면,
도 20은 본 발명의 제4 실시 예에 따른 CS-DFT-s-FBMC/OQAM 시스템에서의 수신기의 일 구성 예를 나타낸 블록도,
도 21은 본 발명의 제4 실시 예에 따른 주어진 데이터 심볼들에 역 켤레 대칭(CS) 연산을 예를 설명하기 위한 도면,
도 22는 본 발명의 복수의 실시 예에 따른 켤레 대칭 DFT 확산 FBMC/OQAM(CS-DFT-s-FBMC/OQAM) 신호들을 송신하는 방법의 일 예를 나타낸 순서도,
도 23은 본 발명의 복수의 실시 예에 따른 켤레 대칭 DFT 확산 FBMC/OQAM(CS-DFT-s-FBMC/OQAM) 신호들을 수신하는 방법의 일 예를 나타낸 순서도,
도 24는 본 발명의 복수의 실시 예에 따른 송신기 또는 수신기에 적용될 수 있는 엔티티를 나타낸 블록도.

이하에, 본 발명의 목적, 기술적 솔루션, 및 장점들을 보다 명확히 하기 위해 첨부 도면들을 참조하여 본 발명의 실시 예들을 상세하게 더 설명한다. 본 명세서에 기술되는 특정 실시 예들은 본 발명을 한정하기 보다는 관련 발명을 설명하고자 하는 것임을 이해해야 한다. 또한, 설명의 편의를 위해 본 발명과 관련된 부분만 첨부 도면들에 도시된다는 것을 유의해야 한다.

충돌이 없다면, 본 발명의 실시 예들, 및 실시 예들에서의 특징들은 결합될 수 있다. 이하에, 실시 예들과 관련하여 첨부 도면들을 참조하여 본 발명을 상세히 설명한다.

양호한 시간/주파수 국부화(TFL) 특성들을 갖는 신호 파형은, 해당하는 프로토타입 필터 뱅크들이 등방성 직교 변환 알고리즘(Isotropic Orthogonal Transform Algorithm : IOTA), 확장된 가우시안 함수(Extended Gaussian Function : EGF) 및 유럽 PHYDYAS(Physical layer for dynamic spectrum access and cognitive radio) 등을 기반으로 하여 설계될 수 있는 필터 뱅크 다중 반송파(FBMC) 변조에 의해 획득될 수 있다. 즉, FBMC 시스템은 1) FBMC가, 비동기식 전송 및 수신을 허용하는 상대적으로 큰 타이밍 동기화 오류 하에서 견고하고 신뢰할 수 있는 수신 성능을 보일뿐만 아니라 OFDM에 비해 더 높은 스펙트럼 효율 및 에너지 효율을 초래하는, CP 삽입이 없는 다중 경로 페이딩 채널로부터 기인되는 ISI를 크게 억제할 수 있고; 2) 양호한 시간/주파수 국부화 특성에 의해, FBMC가 매우 좁은 주파수 대역에서 신호들을 전송할 수 있고, 위상 잡음 및 도플러 확산으로부터 기인되는 반송파 간 간섭(Inter-Carrier Interference : ICI)을 감소시키는 매우 낮은 대역 외 유출을 유지할 수 있도록, 각각의 부반송파에서 신호들을 펄스 형상화하기 위해 양호한 TFL 특성을 갖는 프로토타입 필터 뱅크들을 사용한다. 따라서, FBMC는 인지 무선(cognitive radio), 분열된 스펙트럼 액세스 및 비동기식 전송 등에서 많이 사용될 가능성이 있다.

FBMC의 최대 스펙트럼 효율을 달성하기 위해서, FBMC/OQAM 또는 OFDM/OQAM(이하, 간략히 OQAM이 사용됨)으로도 언급되는 오프셋 직교 진폭 변조(OQAM)가 일반적으로 사용된다. FBMC/OQAM에서, 하나의 QAM 심볼은 두 개의 심볼로 분할되고, 이들 두 개의 심볼은 각각 주어진 부반송파의 실수부 및 허수부로 교대로 변조되고, 시간 오프셋으로 전송된다. 수신 측에서, 채널 페이딩 및 잡음이 고려되지 않으면, 전송된 신호는 각각의 부반송파에서 수신된 신호의 실수부 및 허수부를 교대로 추출하는 것에 의해 복구될 수 있다.

도 1은 선행 기술에 따른 종래의 FBMC/OQAM 신호들을 생성하고 전송하는 블록도를 도시한다.

도 1에 도시된 바와 같이, 예를 들어 직교 진폭 변호(Quadrature Amplitude Modulation : QAM) 변조된 심볼들을 포함하는 입력된 복소수 값 데이터 스트림이 직렬/병렬 변환기 유닛(101)을 통해 직렬에서 병렬로 변환된 후에 M개의 병렬 데이터 스트림이 획득된다. 여기에서 M은 부반송파의 개수이다. 전송된 신호는 전송된 신호의 실수부 또는 허수부를 각각 포함하는 2개의 부분으로 분할된다. 실수부 및 허수부는 실수부 추출 유닛(102) 및 허수부 추출 유닛(103)을 통해 각각 추출된다. 이후, 전송된 신호의 실수부 및 허수부는 M-포인트 역 고속 푸리에 변환(IFFT) 유닛(104)을 통해 각각 변조된다. 변조된 신호들은 이후 펄스 형상화 단계를 수행하기 위해 합성 필터 뱅크 유닛(105)에 의해 처리된다. 마지막으로, 합성 필터 뱅크 유닛(105)으로부터의 출력 신호들이 결합되고, OQAM 신호를 출력하기 위해 결합된 신호들이 병렬/직렬 변환기 유닛(106)을 통과한다.

도면들에 도시된 각각의 모듈 또는 유닛의 기능들은 OQAM 신호의 수학적 표현들로부터 쉽게 이해될 수 있다. FBMC 시스템의 연속 시간 기저대 신호 모델은 수학식 (1)로 표현될 수 있다.

여기서, 은 주파수-시간 포인트 (m,n)을 나타내고, 은 n 번째 심볼, 즉 펄스 진폭 변조(Pulse Amplitude Modulation : PAM) 심볼의 m 번째 부반송파에서 변조된 실수 값 심볼을 나타내고, 은 와 같이, 의 심볼 주기를 갖는 복소수 값 QAM 심볼 의 실수부 또는 허수부로서 간주될 수 있고; 및 는 각각 실수부를 추출하는 연산 및 허수부를 추출하는 연산을 나타내고; j는 허수 단위이고, 는 실수-허수 교대를 나타내고; M은 부반송파의 개수를 나타내는 짝수이고; Z는 전송된 심볼들의 집합이고; 는 부반송파들 사이의 간격이고; 는 OQAM 심볼의 심볼 주기, 즉 이고; 는, 인접한 (2K-1) 심볼들의 시간-도메인 파형들의 오버랩핑을 초래하기 때문에 K가 일반적으로 필터의 오버랩핑 인자로서 언급되는, 시간 도메인 임펄스 응답 길이가 일반적으로 의 K배인 프로토타입 필터 함수이다. 는 을 변조하기 위한 합성 필터 함수이다. OQAM의 심볼 레이트(symbol rate)가 순환 전치(CP)가 없는 전통적인 OFDM의 심볼 레이트의 두 배임을 알 수 있다. OQAM 변조가 실수들에서 수행된다는 사실때문에, 각각의 OQAM 심볼에 의해 전달되는 정보의 양은 전통적인 OFDM의 정보량의 절반이다. 다시 말해서, OQAM 시스템의 효과적인 데이터율은 CP 삽입이 없는 OFDM 시스템의 데이터율과 동일하다.

OQAM의 실제 필드 직교성은 프로토타입 필터 함수 를 설계하는 것에 의해 달성된다. 송신기에서의 합성 필터 뱅크의 기저 함수와 수신기에서의 분석 필터 뱅크의 기저 함수의 내적(inner product)은 수학식 (2)를 만족시키거나 거의 만족시켜야 한다, 즉 프로토타입 필터 뱅크들의 설계는 수학식 (2)를 충족시킬 필요가 있다.

여기서, *는 복소수 켤레 계산을 나타내고, 는 주어진 복소수 값 심볼의 실수부를 추출하는 연산을 나타내고, 는 및 이면, 이고, 그렇지 않으면, 그 값이 0인 내적 계산을 나타낸다. 다시 말해서, 또는 이면, 내적은 순수한 허수 항이 된다. 단순하게 하기 위해, 이 내적 연산을 나타내기 위해 사용된다. 상이한 부반송파 및 상이한 심볼들 사이에서 신호들에 의해 생성되는 간섭은 순수한 허수 값임이 명백하다. 따라서, FBMC/OQAM 신호 s(t)가 왜곡이 없는 채널을 통해 전송될 때, 원래 전송된 실수 값 신호 의 완전 재구성(PR)은 합성 필터(SF) 에 대한 정합 필터인 수신 분석 필터(AF) 를 통해 수학식 (3)에 따라, 수신된 신호를 간단히 처리함으로써 달성될 수 있고, 여기서 는 잡음 항이고, 이때 원래의 복소수 값 QAM 신호 은 결합을 통해 검색될 수 있다.

도 2는 선행 기술에 따른 종래의 FBMC/OQAM 신호들을 수신하고 복조하는 블록도를 도시한다.

도 2에 도시된 바와 같이, 수신된 신호가 직렬/병렬 변환기 유닛(201)을 통해 직렬에서 병렬로 변환된 후에 M개의 병렬 데이터 스트림이 획득된다. 각각의 신호는 두 개의 분석 필터 뱅크(202)에 각각 입력된다. 분석 필터 뱅크(202)의 기저 함수는 송신기에서의 상기한 합성 필터 뱅크(도1의 105)의 기저 함수의 복소수 켤레이다. 다음으로, 각각의 분석 필터 뱅크(202)의 출력 신호는 복조를 위해 해당하는 M-포인트 고속 푸리에 변환(FFT) 유닛(203)에 의해 처리된다. 복조된 데이터는 등화기(equalizer)(204)에서 등화된다. 이후, 각각의 부반송파의 실수부 및 허수부는 실수부 추출 유닛(205)들에 의해 교대로 추출된다. 최종적으로, 실수부 및 허수부들이 결합되고, 복소수 값 변조 데이터 심볼 예를 들어, 복소수 값 QAM 심볼이 병렬/직렬 변환 유닛(206)에 의해 출력된다. 도 2의 각각의 모듈 또는 유닛의 기능은 수학식 (3)의 상기 OQAM 복조 수식으로부터 쉽게 이해될 수 있다.

전술한 바와 같이, FBMC/OQAM 시스템에서, 전송된 심볼들은 동일한 대역폭을 갖는 독립적인 복수의 신호들의 중첩에 의해 형성되고, 부반송파들로 변조된다. 부반송파들에서의 신호들이 동일한 위상에 있는 경우, 이들의 중첩은 신호 평균 전력에 대한 신호 피크 전력의 큰 비율을 야기하는 상대적으로 큰 피크 전력을 생성할 것이다. 본 명세서에서 기술되는 비율은 간략하게 피크-대-평균 전력 비율(PAPR)이라 불린다. FBMC/OQAM 시스템에서의 필크 뱅크의 길이가 FBMC/OQAM 심볼의 길이보다 길 수 있지만, FBMC/OQAM 시스템과 OFDM 시스템은 모두 평균 τ의 주기 동안 복소수 값 심볼들의 하나의 프레임을 전송한다. 따라서, FBMC/OQAM 시스템의 PAPR은 수학식 (4)로서 또한 정의될 수 있다.

신호의 PAPR 성능은 일반적으로 PAPR의 누적 밀도 함수(Cumulative Density Function : CDF)에 의해 특징지어진다. 또한, 상보 누적 밀도 함수(Complementary Cumulative Density Function : CCDF)는 시스템의 PAPR 성능을 특성화하기 위해 문헌들에서 더 일반적으로 사용된다. PAPR의 CCDF는 특정 임계 값을 초과하는 데이터 블록의 시간 도메인 신호의 전력의 확률을 나타낸다. 이하에서, FBMC/OQAM 시스템에서의 PAPR의 분포가 그의 CCDF 관점에서 평가된다.

도 3은 선행 기술에 따른 종래의 OFDM 및 FBMC/OQAM 시스템에서의 PAPR의 상보 누적 밀도 함수의 시뮬레이션 결과들을 도시한다.

도 3을 참조하면, 시뮬레이션에서, OFDM 시스템과 FBMC/OQAM 시스템 모두 부반송파의 총 개수(M)는 256개이고, 점유된 부반송파의 개수(M_s)는 128개이고, QPSK 변조가 양쪽 방식에 의해 사용된다. OFDM 시스템 및 FBMC/OQAM 시스템의 입력 데이터 블록의 개수는, OFDM 시스템에서의 순환 전치의 영향에 상관 없이, 모두 100개이다. FBMC/OQAM 시스템은 다중 반송파 시스템의 범주에 또한 속하기 때문에, FBMC/OQAM 시스템의 PAPR 성능이 OFDM 시스템의 PAPR 성능과 유사하다는 것을 도 3의 시뮬레이션 결과들로부터 알 수 있다. 그러나, FBMC/OQAM 시스템의 프로토타입 필터의 길이는 하나의 FBMC/OQAM 심볼의 길이보다 길기 때문에, FBMC/OQAM 시스템의 PAPR 성능은 OFDM 시스템의 PAPR 성능보다 다소 나쁘다.

PAPR 성능을 향상시키기 위한 몇 가지 솔루션들이 선행 기술에 의해 제공되고, 그들 중 하나는 DFT 확산을 기반으로 한다.

도 4는 선행 기술에 따른 간단한 DFT 확산을 기반으로 하는 FBMC/OQAM 시스템의 송신기의 설계 원리를 도시한다.

도 4에 도시된 바와 같이, 직렬/병렬 변환기 유닛(401)에서 변환된 후에 Ms-포인트 이산 푸리에 변환(DFT) 유닛(402)에서 DFT 확산 연산이 복소수 값 변조 데이터 스트림(심볼들)에 적용된다. 상기 복소수 값 변조 데이터는 MPSK(M-ary Phase Shift Keying) 변조 신호 또는 MQAM(M-ary Quadrature Amplitude Modulation) 변조 신호일 수 있다. 특히, 복소수 값 변조 데이터는 와 같은 벡터 형태로 표현될 수 있고, 여기에서, 는 벡터의 이항 연산을 나타내고, 복소수 값 변조 데이터는 M_s개의 복소수 값 변조 심볼 을 포함한다. 이후, 복소수 값 변조 데이터 는 M_s-포인트 DFT 확산()에 의해 처리되어 수학식 (5)가 얻어진다.

여기에서, 는 DFT 확산의 전력 정상화 인자(power normalization factor)를 나타내고, 이다.

DFT 확산 후의 데이터 심볼 벡터 는 OQAM 변조(수학식 (1)) 후에 전송된다. 구체적으로, 는 우선 두 개의 신호로 분할되고, 분할된 두 개의 신호는 부반송파의 실수부 및 허수부로 교대로 변조되어 시간 오프셋으로 전송된다. 보다 구체적으로, 두 개의 신호의 실수부 및 허수부들은 실수부 추출 유닛(403) 및 허수부 추출 유닛(404)에 의해 각각 추출된다. 두 개의 신호의 시간 인덱스를 각각 및 이라 가정하면, 수학식 (6)이 얻어진다.

이후, 신호 및 는 부반송파 매핑 유닛(405)에 의해 M_s개의 연속 또는 불연속 부반송파들에 매핑된다. 매핑된 부반송파들이 연속이고, 매핑된 부반송파들의 초기 인덱스가 0이면, 수학식 (7)이 얻어지고, 여기서, M은 부반송파들의 총 개수를 나타낸다.

이후, 데이터 심볼 및 은 (역 고속 푸리에 변환 유닛(406)을 통한) M-포인트 IFFT 변환 및 (합성 필터 뱅크 유닛(407)을 통한) 다상 필터 뱅크 연산들에 의해 각각 처리되고 나서 병렬/직렬 변환 유닛(408)를 통해 OQAM 신호를 출력한다. 이후 상기 OQAM 신호가 전송된다.

도 5는 선행 기술에 따른 간단한 DFT 확산을 기반으로 하는 FBMC/OQAM 시스템의 수신기의 설계 원리를 도시한다.

도 5에 도시된 바와 같이, 수신기에서의 참조 번호 501 내지 508의 블록들을 통해 수행되는 연산들은 실질적으로 도 4에서 설명한 송신기에서의 연산들의 역 연산이다. 따라서 도 5의 수신기의 연산들에 대한 구체적인 설명은 생략하기로 한다. 수신기에서, 수신된 심볼들에 대해 OQAM 복조, 부반송파 선택 및 채널 등화를 수행하는 이외에, 송신기에서 M_s-포인트 DFT 확산과 관련하여 복조된 OQAM 신호들에 대한 M_s-포인트 IDFT 역 확산 연산이 또한 필요하다.

도 6은 선행 기술에 따른 DFT 확산 OFDM(DFT-s-OFDM) 시스템 및 DFT 확산 FBMC/OQAM(DFT-s-FBMC/OQAM) 시스템의 PAPR의 상보 누적 밀도 함수의 시뮬레이션 결과들을 도시한다. 도 6의 시뮬레이션 결과들로부터 알 수 있듯이, DFT-s-FBMC/OQAM 시스템은 얼마간 FBMC/OQAM 시스템의 PAPR 성능을 향상시키지만, PAPR 성능 향상의 관점에서 LTE 상향링크에서 사용되는 DFT-s-OFDM 시스템의 PAPR 성능에는 아직 못 미친다.

상기 문제를 해결하기 위해, DFT 확산을 기반으로 하는 새로운 효과적인 FBMC/OQAM 시스템이 본 발명에 의해 제공된다. 본 발명에 의해 제공되는 솔루션들은 FBMC/OQAM 시스템의 고유 특성들을 유지하면서 단일 반송파 시스템의 PAPR 성능에 비교할 만한 FBMC/OQAM 시스템의 PAPR 성능을 제공한다. 본 발명의 기술적 솔루션들이 다음의 바람직한 실시 예들에 의해 상세히 더 기술된다.

제1 실시 예

제1 실시 예에서, FBMC/OQAM 시스템의 PAPR은 켤레 대칭(Conjugate Symmetric : CS) DFT 확산을 기반으로 하는 FBMC/OQAM 신호 생성 방법을 사용함으로써 감소된다. 간단한 DFT-s-FBMC/OQAM을 기반으로 하는 시스템 PAPR 성능의 향상이 제한된다는 것은 선행 시뮬레이션 결과들로부터 결론내려질 수 있다. 이것은 주로 DFT-s-FBMC/OQAM에서는 입력되는 복소수 값 변조 데이터가 두 개의 신호 브런치가 각각 DFT 확산으로부터 출력되는 데이터 심볼들의 실수부 및 허수부이고, 그들이 매핑된 부반송파들의 실수부 및 허수부로 교대로 변조되고 나서 특정 시간 오프셋으로 전송되도록 DFT 확산에 의해 처리된 후에 두 개의 신호 브런치로 분할되기 때문이다. 이러한 종류의 비선형 연산은 DFT 확산 및 IFFT 연산 사이에서의 인과 대칭 효과를 달성하는 데 실패할뿐만 아니라, 상대적으로 높은 확률로 시간 도메인 신호들의 상대적으로 높은 피크 전력을 초래한다.

도 7은 본 발명의 제1 실시 예에 따른 켤레 대칭 DFT 확산 FBMC/OQAM(CS-DFT-s-FBMC/OQAM) 시스템에서 송신기의 일 구성 예를 나타낸 블록도이다. 예시 및 이해를 목적으로, 하나 이상의 특정 기술적 특징들이 다음의 설명에서 예시되고 기술된다는 것을 당업자들은 알 수 있을 것이다. 그러나, 본 발명의 실시 예들은 이들 특징을 갖지 않고도 또한 구현될 수 있다.

도 7에 도시된 바와 같이, 복소수 값 변조 데이터는 직렬/병렬 변환 기 유닛(701)에 의해 변환된 후 켤레 대칭(CS) 연산 유닛(702)에 입력되고 나서, M_s-포인트 이산 푸리에 변환(DFT) 유닛(703)에 입력된다. 켤레 대칭 DFT 확산 이후에, 두 개의 생성된 신호는 부반송파 매핑 유닛(704), M-포인트 역 고속 프리에 변환(IFFT) 유닛(705) 및 합성 필터 뱅크 유닛(706)을 통해 부반송파의 실수부 및 허수부로 교대로 변조되고 나서, OQAM 심볼이 병렬/직렬 변환 유닛(707)에 의해 출력된다. 그리고 그 전송 신호는 상기와 같이 특정 시간 오프셋으로 전송된다.

간단한 DFT 확산 방법과 달리, 켤레 대칭 DFT 확산 후의 데이터 심볼들은 모두 순수한 실수 값들이고, 해당 시간 주파수 자원들로 직접 변조될 수 있고 주어진 복소수 값 심볼의 실수부 및 허수부를 추출하는 비선형 연산 없이 전송될 수 있다.

일부 실시 예들에서, 켤레 대칭 DFT 확산 방법은 두 개의 단계 즉, 켤레 대칭(CS) 연산 및 DFT 확산 연산을 포함한다.

도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 주어진 데이터 심볼들에 CS 연산을 적용하는 설계 원리의 예시적인 흐름도를 도시한다.

도 8에 도시된 바와 같이, 입력된 복소수 값 변조 데이터는 우선 데이터 분리 모듈(801)에 의해 두 개의 신호로 분할된다. 구체적으로, 입력되는 M_r개의 복소수 값 변조 데이터 심볼은 와 같은 벡터 형태로 표현될 수 있다. 상기 데이터 분리 모듈(801)은 입력되는 복소수 값 변조 데이터를 각각 및 로 표현되는 동일한 길이를 갖는 두 개의 복소수 값 변조 데이터로 분할한다. 예를 들어, 및 는 각각 의 제1 절반 및 제2 절반으로부터 추출될 수 있고, 수학식 (8)로 표현될 수 있다.

입력되는 복소수 값 변조 데이터가 동일한 길이를 갖는 두 개의 복소수 값 변조 데이터로 분할되고, 수신기가 데이터 복조를 위해 송신기에 의해 사용되는 데이터 분리 방법을 알고 있는 한, 데이터 분리를 위한 특정 방법은 본 발명에 한정되지 않는다는 것을 유의해야 한다.

데이터 분리 후, 두 개의 복소수 값 변조 데이터 각각은 각각 데이터 복제 모듈(802)로 입력된다. 상기 데이터 복제 모듈(802)은 입력 데이터에 데이터 복제 및 전력 할당을 적용하고, 수학식 (9)로 표현되는 전력 할당 후의 두 개의 복소수 값 변조 데이터를 출력한다.

여기서 및 는 각각 두 개의 복소수 값 변조 데이터 스트림에 대응하는 전력 할당 인자들이다. 전체 시스템 전송 전력이 시스템 설계의 수요를 충족시키고, 수신기가 데이터 복조를 위해 송신기에 의해 사용되는 전력 할당 방법을 알고 있는 한, 본 발명은 전력 할당을 위한 특정 방법에 한정되지 않아야 한다는 것을 유의해야 한다. 데이터 복제 연산 후의 두 개의 복소수 값 변조 데이터 중 하나는 데이터 켤레 계산 모듈(803)에 입력되고, 다른 하나는 데이터 대칭 계산 모듈(804)에 입력된다. 구체적으로, 데이터 켤레 계산 모듈(803)은 입력 데이터에 켤레 계산을 적용하고, 출력은 각각 수학식 (10)으로 표현될 수 있다.

데이터 켤레 계산 모듈(803)로부터의 출력 데이터는 데이터 대칭 계산 모듈(804)로 또한 입력된다. 상기 데이터 대칭 계산 모듈(804)은 두 개의 입력된 복소수 값 변조 데이터 중 하나를 회전시키고, 회전된 하나를 다른 하나와 결합시킨다. 일부 실시 예들에서, 데이터 대칭 계산 모듈(804)은 우선 데이터 켤레 계산 모듈(803)로부터의 입력 데이터에 회전 연산을 적용한다. 이러한 회전 연산은 및 로 표시될 수 있고, 수학식 (11)과 같이 수학적으로 표현될 수 있다.

이후, 데이터 대칭 계산 모듈(804)은 회전된 데이터 켤레 계산 모듈(803)로부터의 입력 데이터, 및 데이터 복제 모듈(802)로부터의 입력 데이터에 결합 및 제로 패딩 연산을 적용하고, 켤레 대칭 복소수 값 변조 데이터를 출력한다. 구체적으로, 하나의 구현에서, 켤레 대칭 복소수 값 변조 데이터는 수학식 (12)로 표현될 수 있다.

구체적으로, 수학식 (12)는 제로 패딩 연산이 주어진 입력 데이터의 직류(DC) 구성 요소에 적용된다는 것을 나타낸다. 다른 구현에서, 켤레 대칭 복소수 값 변조 데이터는 수학식 (13)으로 또한 표현될 수 있다.

수학식 (13)은 제로 패딩 연산이 결합될 두 개의 입력 데이터 흐름 각각의 앞에 동시에 적용된다는 것을 나타낸다.

이후, 데이터 대칭 계산 모듈(804)로부터의 출력된 두 개의 데이터 스트림은 각각 DFT 확산 연산(도 7의 703 참조)에 의해 처리된다. 예를 들어, M_s-포인트(M_s=M_r+2) DFT 확산 ()에 의해 처리된 후, 켤레 대칭(CS) 연산에 의해 처리된 두 개의 복소수 값 변조 데이터 스트림( 및 )을 예로 들면, 결과 데이터 심볼들은 각각 수학식 (14)로 표현될 수 있다.

여기서, 는 수학식 (5)를 참조하여 찾을 수 있는 특정 표현인 전력 정상화로 의 크기를 갖는 DFT 행렬이다. DFT 확산으로 켤레 대칭 복소수 값 변조 데이터(즉, 및 )를 처리한 후, 해당하는 결과 데이터 심볼들(즉, 및 )은 모두 순수한 실수 값들이라는 것을 유의해야 한다. 및 는 이후 해당하는 부반송파들의 실수부 및 허수부로 교대로 변조되고 특정 시간 오프셋으로 전송된다. 두 개의 신호의 시간 인덱스들을 각각 2n 및 2n+1이라고 가정하면, 수학식 (15)가 얻어진다.

이후, 신호 및 는 부반송파 매핑 유닛(도 7의 참조 번호 704 참조)을 통해 M_s개의 연속 또는 불연속 부반송파들에 매핑된다. 자원 매핑들이 연속이고 매핑된 부반송파들의 초기 인덱스가 0이라고 가정하면, 수학식 (16)이 얻어지고, 여기서, M은 부반송파의 개수를 나타낸다.

이후, 데이터 심볼 및 은 M-포인트 IFFT(도 7의 참조 번호 705 참조) 및 다상(Polyphase) 필터 뱅크 연산(도 7의 참조 번호 706 참조)에 의해 처리된 후 전송된다.

도 9는 본 발명의 제1 실시 예에 따른 CS-DFT-s-FBMC/OQAM 시스템에서 수신기의 일 구성 예를 나타낸 블록도이다.

도 9에 도시된 바와 같이, 수신기에서의 901 내지 910 블록들의 동작들은 실질적으로 도 7에서 설명한 송신기에서의 동작들의 역 동작들로 이해될 수 있다. 도 9의 수신기에서, 수신된 심볼들에 대해 OQAM 복조(분석 필터 뱅크 유닛(902) 및 M-포인트 고속 푸리에 변환(FFT) 유닛(903)), 부반송파 선택(부반송파 선택 유닛(904)) 및 채널 등화(905)를 수행하는 이외에, 송신기에서의 CS-DFT 확산에 대응하는 복조된 OQAM 신호들에 대한 CS-IDFT 역 확산 연산들이 또한 필요하다.

일부 실시 예들에서, CS-IDFT 역 확산 연산은 두 개의 부분, 즉 IDFT 역 확산 연산 및 역 켤레 대칭(CS) 연산을 포함한다. 부반송파 선택(904) 및 채널 등화(905) 후의 수신된 신호들이 각각 및 로 표현될 수 있다면, 및 에 대해 위상 회전 유닛(906)에 의해 부반송파마다 위상 회전 연산을 수행한 후, 결과 및 는 수학식 (17)로 표현될 수 있다.

이후, 두 개의 데이터 심볼 및 의 실수부들이 실수부 추출 유닛(907)에 의해 추출되고, 추출된 실수부들에 대해 M_s-포인트 IDFT 역 확산 연산(908)들을 수행하고, 결과 출력 심볼들은 수학식 (18)로 표현될 수 있다.

여기서, 는 역 행렬 연산이고, 는 의 크기를 갖는 DFT 행렬이다. 역 켤레 대칭(CS) 연산(909)은 및 에 적용된다.

도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 주어진 데이터 심볼들에 역 CS 연산을 적용하는 흐름도를 도시한다.

도 10에 도시된 바와 같이, 및 는 우선 데이터 분리 모듈(1001)에 각각 입력되고, 데이터 분리 모듈(1001)은 동일한 길이를 갖는 두 개의 데이터 스트림을 출력한다. 구체적으로, 데이터 분리 모듈(예를 들어, 도 8의 참조 번호 801) 및 데이터 대칭 계산 모듈(도 8의 참조 번호 804)이, 입력 데이터가 이라고 가정하는, 수학식 (8) 및 수학식 (13)에 따라 연산 및 계산들을 수행하기 위해 송신기에서 사용되면, 수신기에서 해당 데이터 분리 모듈(1001)은, 구체적으로 수학식 (19)로 표현되는 및 로 각각 표현되는, 동일한 길이를 갖는 두 개의 복소수 값 데이터 스트림을 출력한다.

마찬가지로, 수신기에서의 데이터 분리 모듈(1001)의, 입력 에 대응하는 출력들은 각각 수학식 (20)과 같다.

이후, 및 는 데이터 복제 모듈(1003)에 입력되고 나서, 데이터 대칭 병합 모듈(1004)에 출력된다. 데이터 복제 모듈(1003)은 입력 데이터에 어떠한 계산 및/또는 연산도 적용하지 않는다. 및 가 데이터 켤레 계산 모듈(1002)에 입력된다. 구체적으로, 켤레 계산들은 데이터 켤레 계산 모듈(1002)에 의해 입력 데이터에 적용되고, 결과들은 수학식 (21)로 표현될 수 있다.

이후, 및 는 각각 해당하는 데이터 대칭 병합 모듈(1004)들에 입력된다. 구체적으로, 데이터 대칭 병합 모듈(1004)들은 우선 데이터 켤레 계산 모듈(1002)로부터의 입력 데이터에 각각 및 로 표시되는 회전 연산들을 적용하고, 특정 계산 연산들은 수학식 (11)에서 주어진 것들과 동일하다. 상기 데이터 대칭 병합 모듈(1004)들은 이후 데이터 켤레 계산 모듈(1002)로부터의 회전된 입력 데이터 및 데이터 복제 모듈(1003)들로부터의 입력 데이터에 수학식 (22)로 표현되는 병합 연산들을 적용한다.

여기서, 및 는 송신기에서 사용되는 해당하는 전력 할당 인자들이다. 최종적으로, 및 는 병합을 위해 데이터 병합 모듈(1005)에 입력되고, 따라서, 수학식 (23)으로 표현될 수 있는 복소수 값 변조 데이터 가 출력된다.

도 11은 본 발명의 제1 실시 예에 따른 CS-DFT-s-FBMC/OQAM 시스템의 PAPR의 상보 누적 밀도 함수의 시뮬레이션 결과들을 도시한다.

도 11에 도시된 시뮬레이션 결과들로부터 알 수 있듯이, CS-DFT-s-FBMC/OQAM 시스템은 실질적으로 FBMC/OQAM 시스템의 PAPR 성능을 향상시키고, PAPR 성능 측면에서 DFT-s-FBMC/OQAM 방식을 크게 능가한다. 또한, LTE 상향링크에서 사용되는 DFT-s-OFDM과 비교하여, CS-DFT-s-FBMC/OQAM은 비교할 만한 PAPR 성능을 제공한다.

제2 실시 예

본 발명의 제1 실시 예와 비교하여, 본 발명의 제2 실시 예에서는 켤레 대칭(CS) 연산으로부터 출력되는 두 개의 데이터 스트림 중 하나는 우선 위상 회전되고 나서 DFT 확산되는 반면에 다른 출력 데이터 스트림은 DFT 확산 연산에 의해 직접 처리된다.

도 12는 본 발명의 제2 실시 예에 따른 CS-DFT-s-FBMC/OQAM 시스템에서 송신기의 일 구성 예를 나타낸 블록도이다..

도 12에 도시된 바와 같이, 복소수 값 변조 데이터는 직렬/병렬 변환 기 유닛(1201)에 의해 변환된 후, 켤레 대칭 DFT 확산 연산(CS 연산 유닛(1202) 및 이산 푸리에 변환 유닛(1203)) 및 부반송파 할당 연산(부반송파 할당 유닛(1204)) 이후, 결과 신호들이 직접 매핑된 부반송파들로 변조된다. OQAM 변조를 위한 방법은 제1 실시 예의 방법과 동일하다. 상세한 참조는 도 7를 참조하고, 이하에서 본 방법은 생략된다.

구체적으로, 본 발명의 제2 실시 예에서, 켤레 대칭 DFT 확산 방법은 주로 두 개의 단계, 즉 켤레 대칭(CS) 연산(CS 연산 유닛(1202)) 및 DFT 확산 연산(이산 푸리에 변환 유닛(1204))을 포함한다. 본 명세서에서, 켤레 대칭 연산 및 DFT 확산 연산은 본 발명의 제1 실시 예에서 기술된 켤레 대칭 연산 및 DFT 확산 연산의 기능들과 정확히 동일한 기능들을 보여준다. 차이점은 본 발명의 제2 실시 예에서는 켤레 대칭 연산으로부터 출력된 두 개의 데이터 스트림 중 하나가 우선 위상 회전 유닛(1203)에서 위상 회전되고 나서 DFT 확산 연산에 의해 처리되는 반면에, 다른 출력 데이터는 DFT 확산 연산에 의해 직접 처리된다는 점이다. 일부 구현들에서, 위상 회전 연산은 구체적으로 허수 단위(j)에 의해 데이터 스트림의 각각의 데이터 심볼을 곱하는 것을 의미한다. DFT 확산 연산들로부터 출력되는 두 개의 데이터 스트림은 부반송파 할당 연산(부반송파 할당 유닛(1205))에 의해 처리되고 나서, 해당 시간 주파수 자원들로 직접 변조되어 전송된다.

도 13은 본 발명의 제2 실시 예에 따른 주어진 데이터 심볼들에 부반송파 할당 연산을 적용하는 예를 설명하기 위한 도면이다.

도 13에 도시된 바와 같이, 켤레 대칭 연산 후의 두 개의 데이터 스트림들은 각각 및 로 표현될 수 있다고 가정한다. 에서의 각각의 심볼의 위상은 회전되어 가 된다. 이후, 및 는 각각 M_s-포인트 DFT 연산(이산 푸리에 변환 유닛(1204))들에 의해 처리되어 수학식 (24)로 주어지는 및 를 생성한다.

상기 연산들 후의 의 모든 데이터 심볼들은 순수한 실수 값들이고 의 모든 데이터 심볼들은 순수한 허수 값들이라는 것을 유의해야 한다. 이후, 부반송파 할당 연산이 부반송파 할당 유닛(1205)에서 및 의 데이터 심볼들에 적용된다. 상기 부반송파 할당 유닛(1205)은 DFT 확산 유닛으로부터 출력되는 순수한 실수 값 데이터 흐름 및 순수한 허수 값 데이터 흐름에 순열 및 결합(permutation and combination)을 적용하여 실수-허수 교대 복소수 값 데이터 흐름 및 허수-실수 교대 복소수 값 데이터 흐름을 생성하기 위해 사용된다. 일부 실시 예들에서, 상기 부반송파 할당 유닛(1205)은 순수한 실수 값 데이터 흐름 및 순수한 허수 값 데이터 흐름의 짝수 위치 또는 홀수 위치들에서 데이터 심볼들을 교환하여 실수-허수 교대 복소수 값 데이터 흐름 및 허수-실수 교대 복소수 값 데이터 흐름을 생성할 수 있다. 구체적으로, 하나의 구현에서, 부반송파 할당 연산은 및 의 짝수 위치들에서 데이터 심볼들을 교환하기 위해 적용되고, 결과 심볼들은 해당 시간 주파수 자원들로 직접 변조된다. 두 개의 신호의 시간 인덱스들이 2n 및 2n+1이라고 가정하면, 수학식 (25)가 얻어진다.

상기 수학식 (25)에서 및 의 데이터 심볼들은 각각 실수-허수 교대 방식 및 허수-실수 교대 방식을 보여준다는 것을 유의해야 한다. 다시 말해서, 및 의 데이터 심볼들은 각각 해당 부반송파들의 실수부 및 허수부로 교대로 변조된다. 이후, 신호 및 는 부반송파 매핑 유닛(1206)에 의해 M_s개의 연속 또는 불연속 부반송파들에 매핑된다. 매핑된 자원들이 연속이고, 매핑된 부반송파들의 초기 인덱스가 0이라고 가정하면, 수학식 (26)이 얻어진다.

여기서, M은 부반송파의 총 개수를 나타낸다. 이후, 및 의 데이터 심볼들은 M-포인트 IFFT 연산(도 12의 역 고속 푸리에 변환 유닛(1207)) 및 다상 필터 뱅크 연산(도 12의 합성 필터 뱅크 유닛(1208)) 후에 전송된다.

도 14는 본 발명의 제2 실시 예에 따른 CS-DFT-s-FBMC/OQAM 시스템에서의 수신기의 일 구성 예를 나타낸 블록도이다.

도 14에 도시된 바와 같이, 수신기에서의 1401 내지 1412 블록들의 동작들은 실질적으로 도 12에서 설명한 송신기에서의 동작들의 역 동작들로 이해될 수 있다.도 14의 수신기에서, 부반송파 역 할당 연산(부반송파 역 할당 유닛(1406))은 OQAM 복조(분석 필터 뱅크 유닛(1402) 및 고속 푸리에 변환 유닛(1403)), 부반송파 선택(부반송파 선택 유닛(1404)) 및 채널 등화(1405) 후에, 수신된 신호에 적용된다. 부반송파 역 할당으로부터 출력된 두 개의 데이터 스트림 각각은 역 이산 푸리에 변환(IDFT)(역 이산 푸리에 변환 유닛(1409))뿐만 아니라, 실수부 추출 및 허수부 추출 연산(실수부 추출 유닛(1407) 및 허수부 추출 유닛(1408))에 의해 각각 처리된다. IDFT 역 확산 연산으로부터 출력된 두 개의 데이터 스트림 중 하나의 각각의 데이터 심볼은 위상 회전(위상 회전 유닛(1410))되고, 다른 신호와 함께 결과 신호가 역 켤레 대칭(CS) 연산(역 CS 연산 유닛(1411))에 의해 처리된다. 본 발명의 제2 실시 예에서의 역 CS 연산은 본 발명의 제1 실시 예에서의 역 CS 연산과 동일하다.

도 15는 본 발명의 제2 실시 예에 따른 부반송파 역 할당 연산의 예를 설명하기 위한 도면이다.

도 15를 참조하면, 구체적으로 OQAM 복조 후의 두 개의 수신된 신호들은 각각 및 로 표현된다. 부반송파 선택 및 채널 등화(도 14의 부반송파 선택 유닛(1404) 및 이퀄라이저(1405)에 대응하는 부반송파 선택 및 채널 이퀄라이저 유닛(1501)) 후, 및 는 각각 및 로 표시되는 두 개의 신호로 변환된다. 부반송파 역 할당 연산(부반송파 역 할당 유닛(1406)) 후, 및 는 각각 및 로 표현되는 두 개의 신호로 변환된다. 구체적으로, 부반송파 역 할당 연산이 및 의 짝수 위치들에서 데이터 심볼들을 교환하기 위해 적용되고, 상기 위치 교환 연산들은 수학식 (27)로 표현된다.

이후, 및 의 실수부 및 허수부가 각각 추출되고, 결과 신호들이 M_s-포인트 IDFT 역 확산 연산(역 이산 푸리에 변환 유닛(1409))에 의해 처리되어 수학식 (28)을 생성한다.

최종적으로, 위상 회전이 (도 14 참조)의 각각의 데이터 심볼에 적용되어, 수학식 (29)가 주어진다.

과 함께 가 역 CS 연산 유닛(1411)에 입력된다. 병렬/직렬 변환 유닛(1412)에서의 병렬-직렬 변환 후, 추정된 복소수 값 변조 데이터가 출력된다.

제3 실시 예

본 발명의 제3 실시 예에서의 켤레 대칭(CS) 연산 및 DFT 확산 연산은 본 발명의 제1 실시 예 및 제2 실시 예에서 기술된 켤레 대칭(CS) 연산 및 DFT 확산 연산과 동일하다. 차이점은 본 발명의 제3 실시 예에서는 데이터 심볼들이 켤레 대칭(CS) 연산에 의해 처리된 후 및 DFT 확산 연산 이전에 미리 정의된 프리코딩 행렬들에 의해 프리코딩된다는 점이다.

도 16은 본 발명의 제3 실시 예에 따른 CS-DFT-s-FBMC/OQAM 시스템에서 송신기의 일 구성 예를 나타낸 블록도로서, 도 16의 송신기는 프리코딩된 켤레 대칭 DFT 확산된 FBMC/OQAM(P-CS-DFT-s-FBMC/OQAM) 신호들을 생성하고 전송한다.

도 16에 도시된 바와 같이, 복소수 값 변조 데이터는 직렬/병렬 변환기 유닛(1601)에서 변환된 후에 켤레 대칭(CS) 연산 유닛에 입력된다. 켤레 대칭(CS) 연산 후, 결과 신호들은 프리코딩 유닛(1603)에서 프리코딩 연산에 의해 처리된다. 이후, 프리 코딩 후의 두 개의 출력 데이터 스트림의 각각은 DFT 확산을 위해 해당 M_s-포인트 이산 푸리에 변환 유닛(1604)에 별도로 입력되고, 생성된 두 개의 신호는 부반송파 매핑 유닛(1605)에서 부반송파 매핑 후에 매핑된 부반송파들로 직접 변조된다. OQAM 변조를 위한 방법은 제1 실시 예에서 제시된 방법과 정확하게 동일하다. 설명되지 않은 나머지 블록들(1606, 1607, 1608)의 동작들은 도 7의 송신기에서 대응되는 블록들의 동작들과 동일하므로, 구체적인 설명은 생략하기로 한다.

본 발명의 제3 실시 예에서의 켤레 대칭(CS) 연산 및 DFT 확산 연산은 본 발명의 제1 실시 예 및 제2 실시 예에서 기술된 컬레 대칭(CS) 연산 및 DFT 확산 연산과 정확하게 동일하다. 차이점은 본 발명의 제3 실시 예에서는 DFT 확산 연산 이전에, 데이터 심볼들이 켤레 대칭(CS) 연산 후 바로 프리코딩된다는 점이다.

켤레 대칭(CS) 연산들로부터 출력되는 두 개의 신호는 및 로 별도로 표현된다. 따라서, 및 에 대해 프리코딩 연산을 수행한 후의 결과 신호들은 수학식 (30)과 같이 주어진다.

일부 실시 예들에서, 프리코딩 행렬 및 는 수학식 (31)과 같이 구성될 수 있고,

여기서 는, 수학식 (5)서 주어진 것과 동일한 표현인, 의 크기를 갖는 DFT 행렬이다. 는 비-대각선 엔트리들은 모두 0이고, 홀수 위치들에서의 대각선 요소들은 모두 1이고, 짝수 위치들에서의 대각선 요소들은 모두 j인 대각선 행렬이다. 이러한 행렬은 수학식 (32)로 표현된다.

는 비-대각선 요소들은 모두 0이고, 짝수 위치들에서의 대각선 요소들은 모두 1이고, 홀수 위치들에서의 대각선 요소들은 모두 j인 대각선 행렬이다. 이러한 행렬은 수학식 (33)으로 표현된다.

이후, 및 는 수학식 (34)로 표현되는 및 를 생성하는 의 크기를 갖는 DFT 행렬에 의해 별도로 처리된다.

상기 연산들 이후에, 의 모든 데이터 심볼들은 실수-허수 교대 방식이고, 의 모든 데이터 심볼들은 허수-실수 교대 방식이라는 것을 유의해야 한다. 최종적으로, 및 는 부반송파 매핑 연산 후에, 매핑된 부반송파들로 직접 변조된다.

도 17은 본 발명의 제3 실시 예에 따른 CS-DFT-s-FBMC/OQAM 시스템에서 수신기의 일 구성 예를 나타낸 블록도로서, 도 17의 수신기는 프리코딩된 켤레 대칭 DFT 확산된 FBMC/OQAM(P-CS-DFT-s-FBMC/OQAM) 신호들을 수신한다.

도 17에 도시된 바와 같이, 수신기에서의 1701 내지 1712 블록들의 동작들은 실질적으로 도 16에서 설명한 송신기에서의 동작들의 역 동작들로 이해될 수 있다. 도 17의 수신기에서 OQAM 복조(분석 필터 뱅크 유닛(1702) 및 고속 푸리에 변환 유닛(1703)), 부반송파 선택(부반송파 선택 유닛(1704)) 및 채널 등화(1705) 후에, 수신된 신호들의 실수부/허수부들은 두 개의 데이터 스트림의 해당 데이터 심볼들에 적용되는 위상 회전(위상 회전 유닛(1708))과 함께 추출(실수부 추출 유닛(1706) 및 허수부 추출 유닛(1707))된다. 역 이산 푸리에 변환(IDFT) 연산(역 이산 푸리에 변환 유닛(1709))들이 상기 프로세스들로부터 출력되는 데이터에 적용된다. IDFT 확산 신호들은 이후 역 프리코딩 연산(역 프리코딩 유닛(1710))에 의해 처리된다.

구체적으로, OQAM 복조, 부반송파 선택 및 채널 등화로부터 출력되는 두 개의 데이터 스트림이 및 로 각각 표시되면, 수학식 (35)가 얻어진다.

이후, 역 프리코딩 연산들이 각각 및 에 적용되고, 해당 결과들은 수학식 (36)으로 표현될 수 있다.

최종적으로, 과 함께 가 역 CS 연산 유닛(1711)에 입력되고 나서, 추정된 복소수 값 변조 데이터를 출력하는 병렬/직렬 변환 유닛(1712)에서 병렬에서 직렬로 변환된다. 본 발명의 제3 실시 예에서의 역 CS 연산은 본 발명의 제1 실시 예 및 제2 실시 예에서 제시된 연산과 동일하다.

제4 실시 예

본 발명의 제1 실시 예, 제2 실시 예 및 제3 실시 예와 비교하여, 본 발명의 제4 실시 예에서는 직렬 병렬 변환 및 컬레 대칭(CS) 연산들로부터 단지 하나의 데이터 스트림이 출력된다. 상기 하나의 데이터 스트림이 DFT 확산 연산 및 부반송파 순열 연산에 의해 처리된 후, 두 개의 데이터 스트림이 출력되고 OQAM 변조 후에 전송된다.

도 18은 본 발명의 제4 실시 예에 따른 CS-DFT-s-FBMC/OQAM 시스템에서 송신기의 일 구성 예를 나타낸 블록도이다.

도 18에 도시된 바와 같이, 복소수 값 변조 데이터가 직렬/병렬 변환기 유닛(1601)에서 변환된 후에 켤레 대칭(CS) DFT 확산 연산(CS 연산 유닛(1802) 및 이산 푸리에 변환 유닛(1803)) 및 부반송파 순열 연산(부반송파 순열 유닛(1804))에 의해 처리되고, 이후 결과의 두 개의 데이터 스트림이 매핑된 부반송파들로 직접 변조된다. OQAM 변조를 위한 방법은 제1 실시 예에서 기술된 방법과 동일하다. 설명되지 않은 나머지 블록들(1805, 1806, 1807)의 동작들은 도 7의 송신기에서 대응되는 블록들의 동작들과 동일하므로, 구체적인 설명은 생략하기로 한다.

도 19는 본 발명의 제4 실시 예에 따른 주어진 데이터 심볼들에 CS 연산을 적용하는 예를 설명하기 위한 도면이다. 본 발명의 제4 실시 예에서의 CS 연산이 어떠한 데이터 분리 모듈도 포함하지 않는다는 점에서, 상기 CS 연산은 본 발명의 제1 실시 예에서 기술된 것과 다르다.

도 19에 도시된 바와 같이, 입력된 M_r개의 복소수 값 변조 데이터 심볼들은 로 표현될 수 있다. 데이터 복제 모듈(1901)은 입력 데이터에 데이터 복제 연산 및 전력 할당 연산을 적용하고, 전력 할당 연산들 이후에 두 개의 복소수 값 변조 데이터 스트림을 출력한다. 두 개의 데이터 스트림은 수학식 (37)로 표현된다.

여기서, 및 는 각각 두 개의 복소수 값 변조 데이터의 전력 할당 인자들이다. 본 발명은 전체 시스템 전송 전력이 시스템 설계의 수요를 충족시키고, 수신기가 데이터 복조를 위해 송신기에 의해 적용되는 전력 할당 방법을 알고 있는 한 전력 할당을 위한 특정 방법에 한정되어서는 안된다는 것을 유의해야 한다. 데이터 복제 연산 후의 두 개의 복소수 값 변조 데이터 중 하나가 데이터 켤레 계산 모듈(1902)에 입력되고, 다른 하나는 데이터 대칭 계산 모듈(1903)에 입력된다. 구체적으로, 데이터 켤레 계산 모듈(1902)은 입력 데이터에 켤레 계산을 적용하고, 이의 출력은 수학식(38)로 표현될 수 있다.

또한, 데이터 컬레 계산 모듈(1902)로부터 출력되는 데이터는 데이터 대칭 계산 모듈(1903)에 입력된다. 상기 데이터 대칭 계산 모듈(1903)은 두 개의 입력되는 복소수 값 변조 데이터 중 어느 하나에 회전 연산을 적용하고, 미리 결정된 방식으로 회전된 하나와 다른 하나를 결합시킬 수 있다. 일부 실시 예들에서, 데이터 대칭 계산 모듈(1903)은 우선, 로 표시되고, 수학식 (39)로 수학적으로 표현되는, 데이터 켤레 계산 모듈로부터 출력되는 데이터 심볼들에 회전 연산을 적용한다.

이후, 데이터 대칭 계산 모듈(1903)은 데이터 복제 모듈(1901)로부터의 입력 데이터 및 회전된 데이터 켤레 계산 모듈(1902)로부터의 입력 데이터에 결합 및 제로 패딩 연산들을 적용하고, 켤레 대칭 복소수 값 변조 데이터를 출력한다. 구체적으로, 하나의 구현에서, 켤레 대칭 복소수 값 변조 데이터는 수학식 (40)으로 표현될 수 있고, 구체적으로, 수학식 (40)은 제로 패딩이 주어진 입력 데이터의 직류(DC) 구성 요소에 적용된다는 것을 나타낸다.

또한, 다른 구현에서, 켤레 대칭 복소수 값 변조 데이터는 수학식 (41)로도 나타낼 수 있고, 수학식 (41)은 제로 패딩 연산이 결합될 두 개의 데이터 스트림 각각의 앞에 동시에 적용된다는 것을 나타낸다.

이후, DFT 확산 연산이 데이터 대칭 계산 모듈(1903)로부터 출력되는 데이터에 적용된다. 예를 들어, 에 대해 2M_s-포인트(2M_s=2M_r+2) DFT 확산을 수행한 후에, 수학식 (41)에 따라 켤레 대칭(CS) 연산에 의해 처리된 복소수 값 변조 데이터를 예로 든다면, 결과 데이터 벡터는 수학식 (42)로 표현될 수 있다.

여기서, 는 전력 정상화로 의 크기를 갖는 DFT 행렬이다. 행렬의 구체적인 표현은 수학식 (5)를 참조할 수 있다. 복소수 값 변조 데이터 심볼들에 대해 켤레 대칭 연산 및 DFT 확산 연산을 수행한 후에, 결과 데이터 심볼들은 순수한 실수 값 데이터 심볼들이라는 것을 유의해야 한다. 이후, 부반송파 순열 연산이 에 적용되고 로 표현되는 두 개의 데이터 스트림을 출력한다. 구체적으로, 부반송파 순열 연산은 미리 결정된 방식으로 입력 데이터 스트림에서 데이터 심볼들을 조정 및 교환하는 단계 및 결과 데이터 심볼들을 동일한 길이를 갖는 두 개의 데이터 스트림으로 분할하는 단계를 포함한다. 구체적으로, 상기 미리 결정된 방식은 획득한 데이터 심볼들을 조정 및/또는 위치 교환 없이 동일한 길이의 두 개의 데이터 스트림으로 직접 분할할 수 있다. 수신기가 데이터 복조를 위해 송신기에 의해 적용되는 부반송파 순열 연산을 위한 방법을 알고 있다는 것이 보장되는 한, 본 발명은 부반송파 순열 연산을 위한 특정 방법으로 한정되어서는 안된다는 것을 유의해야 한다. 이후, 및 는 각각 해당 부반송파들의 실수부 및 허수부들로 교대로 변조되고 나서 특정 시간 오프셋으로 전송된다.

도 20은 본 발명의 제4 실시 예에 따른 CS-DFT-s-FBMC/OQAM 시스템에서의 수신기의 일 구성 예를 나타낸 블록도이다.

도 20에 도시된 바와 같이, 수신기에서의 2001 내지 2011 블록들의 동작들은 실질적으로 도 18에서 설명한 송신기에서의 동작들의 역 동작들로 이해될 수 있다. 도 20의 수신기에서, 수신된 심볼들에 대해 해당하는 OQAM 복조(분석 필터 뱅크 유닛(2002) 및 고속 푸리에 변환 유닛(2003)), 부반송파 선택(부반송파 선택 유닛(2004)) 및 채널 등화(2005)를 수행하는 이외에, 송신기에서의 CS-DFT 확산 연산에 대응하는 복조된 OQAM 신호들에 대한 CS-IDFT 역 확산 연산들이 또한 필요하다.

일부 실시 예들에서, CS-IDFT 역 확산 연산은 두 개의 부분, 즉 IDFT 역 확산 연산 및 역 켤레 대칭(CS) 연산을 포함한다. 부반송파 선택 및 채널 등화 후에 두 개의 수신된 신호들이 및 라고 가정하면, 및 에 대해 위상 회전 유닛(2006)들에서 실시된 부반송파마다의 위상 회전 후에, 두 개의 신호 및 가 생성되고, 수학식 (43)으로 표현될 수 있다.

이후, 두 개의 데이터 스트림 및 양쪽의 실수부들이 각각 추출(실수부 추출 유닛(2007))되고 나서, 역 부반송파 순열 연산(역 부반송파 순열 유닛(2008))에 의해 처리되어 로 표현되는 단지 하나의 데이터 스트림을 생성한다. 역 부반송파 순열 연산 은 송신기에서 사용되는 부반송파 순열 연산 에 대한 역 연산이다. 이후, 는 2M_s-포인트 IDFT 역 확산 연산(역 이산 푸리에 변환 유닛(2009))에 의해 처리되고, 결과는 수학식 (44)로 표현될 수 있다.

여기서, 는 역 행렬 연산이고, 는 의 크기를 갖는 DFT 행렬이다. 이후, 역 켤레 대칭(CS) 연산(역 CS 연산 유닛(2010))이 에 적용된다.

도 21은 본 발명의 제4 실시 예에 따른 주어진 데이터 심볼들에 대해 역 CS 연산을 적용하는 예를 설명하기 위한 도면이다.

본 발명의 제4 실시 예에서의 역 CS 연산은 어떠한 데이터 병합 모듈도 포함하지 않는다는 점에서 상기 역 CS 연산은 본 발명의 제1 실시 예에서의 역 CS 연산과 다르다.

도 21에 도시된 바와 같이, 가 우선 데이터 분리 모듈(2101)에 입력되고, 데이터 분리 모듈(2101)은 동일한 길이를 갖는 두 개의 데이터 스트림을 출력한다. 구체적으로, 송신기에서 데이터 대칭 계산 모듈에 의해 적용되는 연산 및 계산들이 수학식 (41)에 따라 실시되면, 데이터 분리 모듈(2101)은 각각 및 로 표현되고 동일한 길이를 갖는 두 개의 복소수 값 데이터 스트림을 출력한다. 구체적으로, 및 는 수학식 (45)와 같다.

이후, 는 데이터 복제 모듈(2102)에 입력되고 나서 데이터 대칭 병합 모듈(2104)에 출력된다. 상기 데이터 복제 모듈(2102)은 입력 데이터에 대해 어떠한 계산 또는 연산도 수행하지 않는다. 는 데이터 켤레 계산 모듈(2103)에 입력된다. 구체적으로, 켤레 계산은 데이터 켤레 계산 모듈(2103)에 의해 입력 데이터에 적용되고, 결과는 수학식 (46)으로 표현될 수 있다.

이후, 및 는 각각 해당하는 데이터 대칭 병합 모듈(2104)에 입력된다. 구체적으로, 데이터 대칭 병합 모듈(2104)은 우선 데이터 켤레 계산 모듈(2103)로부터의 입력 데이터에 회전 연산을 적용하고, 상기 연산은 로 표시되고, 이는 수학식 (11)에서 기술된 연산과 동일하다. 상기 데이터 대칭 병합 모듈(2104)은 이후 데이터 복제 모듈(2102)로부터의 입력 데이터 및 데이터 켤레 계산 모듈(2103)로부터의 회전된 입력 데이터에 병합 연산을 적용하고, 연산은 수학식 (47)로 표현될 수 있다.

여기서, 및 는 송신기에서 사용된 해당 전력 할당 인자들이다.

도 22는 본 발명의 복수의 실시 예에 따른 CS-DFT-s-FBMC/OQAM 신호들을 송신하는 방법의 일 예를 나타낸 순서도이다.

도 22에 도시된 바와 같이, 단계 2210에서, 켤레 대칭 이산 푸리에 변환(CS-DFT) 확산 연산이 입력된 제1 복소수 값 데이터 흐름에 적용되어 두 개의 데이터 스트림을 출력한다.

단계 2220에서, 두 개의 출력 데이터 스트림이 각각 부반송파들에 매핑된다.

단계 2230에서, 오프셋 직교 진폭 변조(OQAM)가 OQAM 신호를 생성하기 위해, 해당 부반송파들에 매핑되는 데이터 심볼들에 적용된다.

마지막으로, 단계 2240에서, OQAM 신호가 전송된다.

단계 2210에서의 상기 CS-DFT 확산 연산은 본 발명의 상기한 제1 내지 제4 실시 예들에 따라 수행될 수 있다.

도 23은 본 발명의 복수의 실시 예에 따른 CS-DFT-s-FBMC/OQAM 신호들을 수신하는 방법의 일 예를 나타낸 순서도이다.

도 23에 도시된 바와 같이, 오프셋 직교 진폭 변조(OQAM) 신호가 단계 2310에서 수신된다.

단계 2320에서, 두 개의 복소수 값 데이터 스트림을 생성하기 위해 수신된 OQAM 신호에 복조가 적용된다.

단계 2330에서, 해당 매핑된 부반송파들에서 두 개의 복소수 값 데이터 스트림을 선택함으로써 두 개의 제1 복소수 값 데이터 스트림이 획득된다.

대안적으로, 단계 2340에서, 두 개의 제1 복소수 값 데이터 스트림이 모두 등화될 수 있다.

단계 2350에서, 켤레 대칭 역 이산 푸리에 변환(CS-IDFT) 역 확산 연산들이 하나의 복소수 값 데이터 스트림을 생성하기 위해 두 개의 등화된 제1 복소수 값 데이터 스트림들에 적용된다.

송신기의 CS-DFT 확산 연산의 역 연산인 상기 CS-IDFT 역 확산 연산은 상기한 제1 내지 제4 실시 예들에 따라 에 따라 수행될 수 있다.

도 24는 본 발명의 실시 예에 따른 송신기 또는 수신기에 적용될 수 있는 엔티티(2400)를 나타낸 블록도이다.

도 24를 참조하면, 엔티티(2400)는 수신 단말 장치, 예를 들어 수신기뿐만 아니라 송신 단말 장치, 예를 들어 송신기로서 구성될 수 있고, 송수신기와 같이 송신 기능과 수신 기능을 모두 갖는 장치로서 구성될 수 있다.

도 24에 도시된 바와 같이, 엔티티(2400)는 프로세서(2401), 프로세서(2401)에 결합되는 기억 장치(2402), 및 프로세서(2401)에 결합되는 적합한 무선 주파수(RF) 안테나(2404)를 포함한다. 프로그램(2403)은 기억 장치(2402)에 저장된다. 안테나(2404)는 양방향 무선 통신에 적합하다. 도 24에는 단지 하나의 안테나(2404)가 도시되지만, 실제로는 복수의 안테나가 구성될 수 있다는 것을 유의해야 한다. 엔티티(2400)는 하나 이상의 외부 네트워크 또는 시스템, 예를 들어 인터넷에 데이터 경로들을 통해 결합될 수 있다.

상기 프로그램(2403)은 프로그램 명령들을 포함할 수 있다. 프로그램 명령들이 해당 프로세서(2401)에 의해 실행될 때, 엔티티(2400)는 본 발명의 복수의 예시적인 실시 예들에 따라 작동할 수 있다.

본 발명의 실시 예들은 엔티티(2400)의 프로세서(2401)에 의해 실행될 수 있는 컴퓨터 소프트웨어, 또는 하드웨어, 또는 소프트웨어와 하드웨어의 조합에 의해 구현될 수 있다.

기억 장치(2402)는 지역 기술 환경에 적합한 모든 적절한 유형의 기억 장치일 수 있으며, 모든 적절한 데이터 저장 기술, 예를 들어 단지 일부의 비 제한적인 예시들인, 반도체를 기반으로 하는 메모리 장치 및 시스템, 자기 기억 장치 및 시스템, 광학 메모리 장치 및 시스템, 고정형 기억 장치 및 이동형 기억 장치에 의해 달성될 수 있다. 엔티티(2400)에는 단지 하나의 기억 장치가 도시되지만, 물리적으로 독립적인 복수의 메모리 셀들이 엔티티(2400)에 의해 포함될 수 있다. 상기 프로세서(2401)는 지역 기술 환경에 적합한 모든 적절한 유형의 프로세서일 수 있으며, 단지 일부의 비 제한적인 예시들인 다음과 같은 범용 컴퓨터, 전용 컴퓨터, 마이크로프로세서, 디지털 신호 프로세서 및 다중 코어 아키텍처를 기반으로 하는 프로세서 중 하나 이상을 포함할 수 있다.

엔티티(2400)가 전송하는 단말 장치로서 구성되는 경우, 일부 실시 예들에서, 프로세서(2401)는 OQAM 신호들을 생성하기 위해 구성되고, 안테나(2404)는 OQAM 신호들을 전송하기 위해 구성된다.

엔티티(2400)가 수신하는 단말 장치로서 구성되는 경우, 일부 실시 예들에서, 안테나(2404)는 OQAM 신호들을 수신하기 위해 구성되고, 프로세서(2401)는 OQAM 신호들을 전송하는 것들에 대응하는 복조 및 다양한 역 연산들을 적용하기 위해 구성된다.

엔티티(2400)에 포함된 각각의 유닛은 본 발명에 개시된 예시적인 실시 예들을 구현하기 위해 구성된다는 것을 이해해야 한다. 따라서, 도 7 내지 도 23를 겸비하는 기술된 상기 연산 및 특징들은 엔티티(2400) 및 그 안의 유닛들에 또한 적용될 수 있고, 이들의 상세한 설명은 본 명세서에서 생략될 것이다.

본 발명의 실시 예들에서 기술된 모듈들은 특정 하드웨어, 소프트웨어, 또는 이들의 조합을 사용하여 구현될 수 있다. 또한, 본 명세서에 기술된 모듈들은 프로세서로 구현될 수 있다. 예를 들어, 그것은 프로세서가 켤레 대칭 연산 유닛을 포함하는 것으로 기술될 수 있다. 일부의 경우에 이들 모듈의 이름은 모듈들 자체를 한정하려는 의도는 없다. 예를 들어, 켤레 대칭 연산 유닛은 "데이터 심볼들에 켤레 대칭 연산을 적용하기 위한 유닛"으로도 기술될 수 있다.

또한, 전술한 바와 같이 사용자의 장치 또는 기지국과 관련된 컴퓨터 판독 가능한 저장 매체일 수 있는 컴퓨터 판독 가능한 저장 매체, 또는 임의의 단말에 장착되어 있기 보다는 개별적으로 존재하는 컴퓨터 판독 가능한 저장 매체가 제공된다. 컴퓨터 판독 가능한 저장 매체에 저장된 하나 이상의 컴퓨터 프로그램이 있고, 하나 이상의 프로세서들은 필터 뱅크를 기반으로 하여 신호들을 전송하거나 수신하는 방법을 수행하기 위해 상기 하나 이상의 컴퓨터 프로그램을 실행한다.

상기 설명은 단지 본 발명의 바람직한 실시 예들 및 적용된 기법들의 원리의 설명이다. 본 발명에 개시된 바와 같은 청구된 솔루션들의 범위는 전술한 특징들의 특정 조합들로 구성된 것으로 한정되지 않지만, 본 발명의 개념들을 벗어나지 않고 전술한 또는 이의 등가물로부터의 특징들의 모든 조합에 의해 형성된 다른 솔루션들, 예를 들어 본 발명에서 기술된(그러나 이에 한정되지 않는) 유사한 기능들을 갖는 하나 이상의 특징들로 전술한 하나 이상의 특징들을 교체하여 형성된 솔루션을 포함해야 한다는 것을 당업자는 이해할 수 있을 것이다.

Claims

무선 통신 시스템에서 송신 장치에 있어서,
입력되는 제1 복소수 값 데이터 흐름에 켤레 대칭 이산 푸리에 변환(conjugate symmetric discrete fourier transform: CS-DFT) 확산 연산을 적용하여 두 개의 데이터 흐름들을 생성하는 확산 유닛;
상기 두 개의 데이터 흐름들을 부반송파들에 매핑하는 부반송파 매핑 유닛; 및
상기 부반송파들에 매핑된 상기 두 개의 데이터 흐름들에 직교 진폭 변조 연산을 적용하여 오프셋 직교 진폭 변조 신호들을 생성하는 변조기를 포함하며,
상기 CS-DFT 확산 연산은 켤레 대칭 연산 및 이산 푸리에 변환(discrete fourier transform: DFT) 확산 연산을 포함하는 송신 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 확산 유닛은
상기 제1 복소수 값 데이터 흐름에 상기 켤레 대칭 연산을 적용하여 두 개의 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름들을 생성하는 켤레 대칭 연산 유닛; 및
상기 두 개의 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름들 각각에 상기 DFT 확산 연산을 적용하여 두 개의 실수 값 데이터 흐름들을 생성하는 DFT 확산 유닛을 포함하는 송신 장치.
제 2 항에 있어서, 상기 변조기는 상기 부반송파들의 실수부들 및 허수부들을 이용하여 상기 두 개의 실수 값 데이터 흐름들을 교대로 변조하는 송신 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 확산 유닛은
상기 제1 복소수 값 데이터 흐름에 상기 켤레 대칭 연산을 적용하여 두 개의 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름들을 생성하는 켤레 대칭 연산 유닛;
상기 두 개의 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름들 중 하나인 제1 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름의 위상을 회전시키는 위상 회전 유닛; 및
상기 위상이 회전된 상기 제1 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름에 상기 DFT 확산 연산을 적용하여 허수 값 데이터 흐름을 생성하고, 상기 두 개의 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름들 중 나머지 하나인 제2 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름에 상기 DFT 확산 연산을 적용하여 실수 값 데이터 흐름을 생성하는 DFT 확산 유닛을 포함하는 송신 장치.
제 4 항에 있어서, 상기 위상 회전 유닛이 상기 제1 복소수 값 데이터 흐름의 각 심볼 요소를 허수 단위(j)와 곱하기 위해 사용되는 송신 장치.
제 4 항에 있어서,
상기 DFT 확산 유닛으로부터 출력되는 상기 실수 값 데이터 흐름 및 상기 허수 값 데이터 흐름을 순열로 배치하고 결합하여 실수-허수 교대 복소수 값 데이터 흐름 및 허수-실수 교대 복소수 값 데이터 흐름을 각각 생성하는 부반송파 할당 유닛을 더 포함하며,
상기 부반송파 할당 유닛이 상기 실수 값 데이터 흐름 및 상기 허수 값 데이터 흐름의 짝수 위치 또는 홀수 위치에서 각각 데이터 심볼들을 교환하여 실수-허수 교대 복소수 값 데이터 흐름 및 허수-실수 교대 복소수 값 데이터 흐름을 생성하기 위해 사용되는 송신 장치.
제 4 항에 있어서, 상기 변조기는 상기 부반송파들을 이용하여 실수-허수 교대 복소수 값 데이터 흐름 및 허수-실수 교대 복소수 값 데이터 흐름을 변조하는 송신 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 확산 유닛은
상기 제1 복소수 값 데이터 흐름에 상기 켤레 대칭 연산을 적용하여 두 개의 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름들을 생성하는 켤레 대칭 연산 유닛;
상기 두 개의 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름들 각각을 프리코딩하는 프리코딩 유닛; 및
상기 두 개의 프리코딩된 복소수 값 데이터 흐름들에 상기 DFT 확산 연산을 적용하여 실수-허수 교대 복소수 값 데이터 흐름 및 허수-실수 교대 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 DFT 확산 유닛을 포함하는 송신 장치.
제 8 항에 있어서, 상기 변조기는 상기 부반송파들을 이용하여 상기 실수-허수 교대 복소수 값 데이터 흐름 및 상기 허수-실수 교대 복소수 값 데이터 흐름을 변조하는 송신 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 확산 유닛은
상기 제1 복소수 값 데이터 흐름에 상기 켤레 대칭 연산을 적용하여 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 켤레 대칭 연산 유닛;
상기 켤레 대칭 복소수 값 데이터 흐름에 상기 DFT 확산 연산을 적용하여 실수 값 데이터 흐름을 생성하는 DFT 확산 유닛; 및
미리 결정된 방식으로 상기 실수 값 데이터 흐름의 데이터 심볼의 위치를 조정하여 교환하고, 상기 위치가 조정된 데이터 심볼을 동일한 길이를 갖는 두 개의 실수 값 데이터 흐름들로 분할하는 부반송파 순열 유닛을 포함하는 송신 장치.
제 10 항에 있어서, 상기 변조기는 상기 부반송파들의 실수부들 및 허수부들을 이용하여 동일한 길이를 갖는 상기 실수 값 데이터 흐름을 교대로 변조하는 송신 장치.
무선 통신 시스템에서 수신 장치에 있어서,
오프셋 직교 진폭 변조 신호들을 복조하여 두 개의 복소수 값 데이터 흐름들을 생성하는 복조기;
매핑된 부반송파들의 상기 두 개의 복소수 값 데이터 흐름들로부터 두 개의 제1 복소수 값 데이터 흐름들을 선택하는 부반송파 선택 유닛; 및
상기 두 개의 제1 복소수 값 데이터 흐름들에 켤레 대칭 역 이산 푸리에 변환(conjugate symmetric discrete fourier transform: CS-IDFT) 연산을 적용하여 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 역 확산 유닛을 포함하며,
상기 CS-IDFT 연산은 역 이산 푸리에 변환(inverse discrete fourier transform: IDFT) 확산 연산 및 역 켤레 대칭 연산을 포함하는 수신 장치.
제 12 항에 있어서, 상기 역 확산 유닛은
두 개의 제2 복소수 값 데이터 흐름들을 생성하기 위해 상기 두 개의 제1 복소수 값 데이터 흐름들 각각의 위상을 회전시키는 위상 회전 유닛;
상기 두 개의 제2 복소수 값 데이터 흐름들 각각의 데이터 심볼의 실수부를 추출하는 실수/허수부 추출 유닛;
상기 두 개의 제2 복소수 값 데이터 흐름들로부터 추출된 실수부들 각각에 상기 IDFT 확산 연산을 적용하여 두 개의 제3 복소수 값 데이터 흐름들을 생성하는 IDFT 확산 유닛; 및
상기 두 개의 제3 복소수 값 데이터 흐름들에 상기 역 켤레 대칭 연산을 적용하여 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 역 켤레 대칭 연산 유닛을 포함하는 수신 장치.
제 13 항에 있어서, 상기 위상 회전 유닛은 상기 두 개의 제1 복소수 값 데이터 흐름들 중 하나의 데이터 심볼들을 1 및 -j와 교대로 곱하고, 상기 두 개의 제1 복소수 값 데이터 흐름들 중 다른 하나의 데이터 심볼들을 -j 및 1과 교대로 곱하기 위해 사용되는 수신 장치.
제 12 항에 있어서, 상기 역 확산 유닛은
두 개의 제4 복소수 값 데이터 흐름들을 생성하기 위해 상기 두 개의 제1 복소수 값 데이터 흐름들을 순열로 배치하고 결합하는 부반송파 역 할당 유닛;
상기 두 개의 제4 복소수 값 데이터 흐름들 중 하나의 실수부들을 추출하고, 상기 두 개의 제4 복소수 값 데이터 흐름들 중 다른 하나의 허수부들을 추출하는 실수/허수부 추출 유닛;
상기 추출된 실수부들 및 상기 추출된 허수부들에 상기 IDFT 확산 연산을 적용하여 두 개의 제5 복소수 값 데이터 흐름들을 생성하는 IDFT 확산 유닛;
상기 두 개의 제5 복소수 값 데이터 흐름들 중 하나의 위상을 회전시키는 위상 회전 유닛; 및
상기 두 개의 제5 복소수 값 데이터 흐름들 중 위상이 회전된 하나 및 상기 두 개의 제5 복소수 값 데이터 흐름들 중 위상이 회전되지 않은 다른 하나에 상기 역 켤레 대칭 연산을 적용하여 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 역 켤레 대칭 연산 유닛을 포함하는 수신 장치.
제 15 항에 있어서, 상기 IDFT 확산 연산이 적용되고, 허수부들이 추출되는 상기 두 개의 제5 복소수 값 데이터 흐름들 중 하나의 각 데이터 심볼을 -j와 곱하기 위해 상기 위상 회전 유닛이 사용되는 수신 장치.
제 15 항에 있어서, 상기 부반송파 역 할당 유닛이 상기 두 개의 제1 복소수 값 데이터 흐름들의 짝수 위치 또는 홀수 위치에서 데이터 심볼들을 교환하여 상기 두 개의 제4 복소수 값 데이터 흐름들을 생성하기 위해 사용되는 수신 장치.
제 12 항에 있어서, 상기 역 확산 유닛은
상기 두 개의 제1 복소수 값 데이터 흐름들의 실수부들 및 허수부들을 교대로 추출하는 실수/허수부 추출 유닛;
두 개의 제6 복소수 값 데이터 흐름들을 생성하기 위해 상기 두 개의 제1 복소수 값 데이터 흐름들로부터 추출된 상기 실수부들 및 허수부들의 위상을 회전시키는 위상 회전 유닛;
상기 두 개의 제6 복소수 값 데이터 흐름들에 각각 상기 IDFT 확산 연산을 적용하여 두 개의 제7 복소수 값 데이터 흐름들을 생성하는 IDFT 확산 유닛;
상기 두 개의 제7 복소수 값 데이터 흐름들에 각각 역 프리코딩 연산을 적용하여 두 개의 제8 복소수 값 데이터 흐름들을 생성하는 역 프리코딩 유닛; 및
상기 두 개의 제8 복소수 값 데이터 흐름들에 상기 역 켤레 대칭 연산을 적용하여 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 역 켤레 대칭 연산 유닛을 포함하는 수신 장치.
제 18 항에 있어서, 상기 위상 회전 유닛이 상기 두 개의 제1 복소수 값 데이터 흐름들로부터 추출된 실수부들과 1을 곱하고, 상기 두 개의 제1 복소수 값 데이터 흐름들로부터 추출된 허수부들과 허수 단위(j)를 곱하기 위해 사용되는 수신 장치.
제 18 항에 있어서, 상기 역 프리코딩 유닛에 의해 적용되는 인코딩 행렬은 송신기의 프리코딩 연산에서 사용되는 프리코딩 행렬의 켤레 이항 행렬 또는 역 행렬인 수신 장치.
제 12 항에 있어서, 상기 역 확산 유닛은
두 개의 제12 복소수 값 데이터 흐름들을 생성하기 위해 상기 두 개의 제1 복소수 값 데이터 흐름들 각각의 위상을 회전시키는 위상 회전 유닛;
상기 두 개의 제12 복소수 값 데이터 흐름들 각각의 데이터 심볼의 실수부를 추출하는 실수/허수부 추출 유닛;
제13 복소수 값 데이터 흐름을 생성하기 위해 상기 두 개의 제12 복소수 값 데이터 흐름들로부터 추출된 실수부들을 순열로 배치하고 결합하는 역 부반송파 순열 유닛;
상기 두 개의 제12 복소수 값 데이터 흐름들 중 하나에 상기 IDFT 확산 연산을 적용하여 제14 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 IDFT 확산 유닛; 및
상기 제14 복소수 값 데이터 흐름에 상기 역 켤레 대칭 연산을 적용하여 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 역 켤레 대칭 연산 유닛을 포함하는 수신 장치.
무선 통신 시스템에서 신호들을 송신하는 방법에 있어서,
입력되는 제1 복소수 값 데이터 흐름에 켤레 대칭 이산 푸리에 변환(conjugate symmetric discrete fourier transform: CS-DFT) 확산 연산을 적용하여 두 개의 데이터 흐름들을 생성하는 단계;
상기 두 개의 데이터 흐름들을 부반송파들에 매핑하는 단계;
상기 부반송파들에 매핑된 상기 두 개의 데이터 흐름들에 직교 진폭 변조 연산을 적용하여 오프셋 직교 진폭 변조 신호들을 생성하는 단계; 및
상기 생성된 오프셋 직교 진폭 변조 신호들을 송신하는 단계를 포함하며,
상기 CS-DFT 확산 연산은 켤레 대칭 연산 및 이산 푸리에 변환(discrete fourier transform: DFT) 확산 연산을 포함하는 송신 방법.
무선 통신 시스템에서 신호들을 수신하는 방법에 있어서,
오프셋 직교 진폭 변조 신호들을 수신하는 단계;
상기 수신된 오프셋 직교 진폭 변조 신호들을 복조하여 두 개의 복소수 값 데이터 흐름들을 생성하는 단계;
매핑된 부반송파들의 상기 두 개의 복소수 값 데이터 흐름들로부터 두 개의 제1 복소수 값 데이터 흐름들을 선택하는 단계; 및
상기 두 개의 제1 복소수 값 데이터 흐름들에 켤레 대칭 역 이산 푸리에 변환(conjugate symmetric discrete fourier transform: CS-IDFT) 연산을 적용하여 복소수 값 데이터 흐름을 생성하는 단계를 포함하며,
상기 CS-IDFT 연산은 역 이산 푸리에 변환(inverse discrete fourier transform: IDFT) 확산 연산 및 역 켤레 대칭 연산을 포함하는 수신 방법.