CN109962764B - 一种fbmc模块及基于fbmc模块的分组传输方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种FBMC模块及基于FBMC模块的分组传输方法。所述FBMC模块包括：子载波映射单元、综合滤波器SFB和扩时单元；所述子载波映射单元，用于根据配置的子载波数N对输入的并行调制符号进行映射，获得N个并行的子载波信号；所述综合滤波器SFB，用于对所述N个并行的子载波信号进行IFFT变换和滤波，获得N个并行的IFFT符号；其中，所述综合滤波器SFB的原型滤波器系数由重叠因子K决定；所述扩时单元，用于根据所述配置的子载波数N，获取扩时时长，并根据所述扩时时长对串行后的N个IFFT符号进行扩时。本发明FBMC模块的子载波数和滤波器组可以不同，可实现灵活多载波调制解调，提高多载波传输性能。

Description

一种FBMC模块及基于FBMC模块的分组传输方法

技术领域

本发明涉及通信技术领域，更具体地，涉及一种FBMC模块及基于FBMC模块的分组传输方法。

背景技术

5G及5G后续移动通信网络将是一个万物互联和异网共享的高速率、高可靠性、高带宽移动通信系统，OFDM技术已经不能很好的适应5G应用场景的多样性和复杂性。

目前，5G移动通信的多载波技术主要有以下几种：

(1)、频分复用FDM是一项传统的技术成熟的多载波传输技术，但因各子载波不能重叠，还必须设置保护区域，所以频谱利用率较低，不适合大量子载波的频分复用。

(2)、滤波器组多载波FBMC给每个子载波根据需要加一个单独的滤波器，虽然可以根据设计的滤波器形式，来满足5G高速率低时延等要求，但子载波带宽很窄，要求滤波器的冲激响应很长、阶数很高，不仅提高了难度，对于某些短突发传输应用场景并不适应。

(3)、通用滤波多载波UFMC因为是对一组连续子载波进行滤波，滤波带宽增加了，可以使用了较短长度的滤波器，既可降低技术的复杂度，又可支持短突发通信，并且有从低带宽低功率物联网设备到高带宽视频传输应用的灵活性，然而大尺度时延扩散，需要更高阶的滤波器，由各分组滤波器处理后的子载波合并发射后，接收需要更加复杂的算法才能解调出各子载波信号，大大增加了系统的技术难度。

(4)、广义频分复用GFDM因为可以插入不同类型的CP，允许低复杂度均衡，具有OFDM的简单性，因此有较强的带外抑制能力和子载波抗干扰能力。由于每个或每组子载波处理都可以当成是单载波的频域均衡，在减少信号功率峰均比PAPR方面有明显优势。可基于多个子载波和符号来调制，且帧结构灵活，所以非常适合5G的短突发通信。但这些优点的取得是以系统太高的复杂度为代价的。

虽然有上述多种多载波技术，但在具体实施时仍然存在诸多问题。例如：使每个子载波都作用一个滤波器的FBMC技术难度太大，目前还没有这样的应用技术；使用一个频移实现的滤波器组来作用每个子载波的FBMC技术，虽然可以实现，但滤波器波形单一，适应性较低；基于FFT的FBMC多载波技术因子载波数较大，系统产生的PAPR较大，只能用其他技术克服，增加了系统的技术难度。

目前还没有将FBMC与FDM综合应用的情况，没有多个滤波器组同时传输的FBMC技术，更没有可变子载波数的FBMC模块式的多载波传输技术应用。

发明内容

本发明提供一种克服上述问题或者至少部分地解决上述问题的FBMC模块及基于FBMC模块的分组传输方法。

根据本发明的一个方面，提供一种FBMC模块，包括：子载波映射单元、综合滤波器SFB和扩时单元；

所述子载波映射单元，用于根据配置的子载波数N对输入的并行调制符号进行映射，获得N个并行的子载波信号；

所述综合滤波器SFB，用于对所述N个并行的子载波信号进行IFFT变换和滤波，获得N个并行的IFFT符号；其中，所述综合滤波器SFB的原型滤波器系数由重叠因子K决定；

所述扩时单元，用于根据所述配置的子载波数N，获取扩时时长，并根据所述扩时时长、对所述N个并行的IFFT符号串行后的信号进行扩时，以供后续进行上变频后发射子载波射频信号。

根据本发明的另一个方面，还提供一种FBMC模块，包括：缩时单元、分析滤波器AFB和子载波逆映射单元；

所述缩时单元，用于根据配置的子载波数N，获取缩时时长，并根据所述缩时时长、对接收的子载波射频信号下变频后的N个IFFT符号进行缩时。

所述分析滤波器AFB，用于对并行后的N个IFFT符号进行滤波和FFT变换，获得N个并行的子载波信号；其中，所述分析滤波器AFB的原型滤波器系数由重叠因子K决定；

所述子载波逆映射单元，用于根据配置的子载波数N对输入的N个并行的子载波信号进行子载波逆映射，获得N个并行的调制符号。

根据本发明的另一个方面，还提供一种基于FBMC模块的分组传输方法，包括：

将待发送的比特数据按照各个FBMC模块的子载波数进行比特分组后，分别通过所述各个FBMC模块进行并行调制，获得所有的模拟子载波信号，将所述所有的模拟子载波信号合并后的子载波射频信号向接收端发射；

其中，所述FBMC模块为本发明所述FBMC模块发射端模块；所述各个FBMC模块的子载波数相同或不相同，相应的，所述各个FBMC模块在脉冲成型操作后的扩时时长相同或不相同；所述所有的模拟子载波信号的数目为各个FBMC模块的子载波数之和。

根据本发明的另一个方面，还提供一种基于FBMC模块的分组传输方法，包括：

将接收的子载波射频信号按照各个FBMC模块的子载波数进行下变频后，分别通过所述各个FBMC模块进行并行解调，获得所有的分组比特数据，将所述所有的比特数据合并成原始的比特数据；

其中，所述FBMC模块为本发明所述FBMC模块接收端模块；所述各个FBMC模块的子载波数相同或不相同，相应的，所述各个FBMC模块在下变频后的缩时时长相同或不相同。

根据本发明的另一个方面，还提供一种发射端分组传输设备，包括：

至少一个处理器；以及

与所述处理器通信连接的至少一个存储器，其中：

所述存储器存储有可被所述处理器执行的程序指令，所述处理器调用所述程序指令能够执行本发明基于FBMC模块的分组传输方法发射端方法及其任一可选实施例所述的方法。

根据本发明的另一个方面，还提供一种接收端分组传输设备，包括：

至少一个处理器；以及

与所述处理器通信连接的至少一个存储器，其中：

所述存储器存储有可被所述处理器执行的程序指令，所述处理器调用所述程序指令能够执行本发明基于FBMC模块的分组传输方法接收端方法及其任一可选实施例所述的方法。

本发明提出一种FBMC模块及基于FBMC模块的分组传输方法，将子载波映射、IFFT变换、滤波组滤波及扩时过程等进行模块化获得FBMC模块，所述FBMC模块的子载波数是可配置的参数，滤波器组是可配置的参数，通过重叠因子K来配置原型滤波器系数从而配置滤波器组，从而所述FBMC模块可以支持不同的子载波数和不同的滤波器组的配置；所述基于FBMC模块的分组传输方法发射端根据每个FBMC模块配置的子载波数和滤波器组进行比特分组，并行的实现子载波映射和滤波等调制；接收端进行逆处理；由于每个FBMC模块分组中的子载波数不同，每个FBMC模块的滤波器组也可以完全不同，因此可以针对不同环境信道或不同业务需求，以及具有不同传输数据量的情况下，可以实现灵活的FBMC模块多载波传输中调制解调，不仅可以提高多载波传输性能，还能提高多载波资源的利用率。.

附图说明

图1为本发明实施例一种FBMC模块发射端模块示意图；

图2为本发明实施例一种FBMC模块接收端模块示意图；

图3为本发明实施例基于FBMC模块的不同子载波数分组的传输原理示意图；

图4为本发明实施例FBMC模块1的星座图示意图；

图5为本发明实施例FBMC模块2的星座图示意图；

图6为本发明实施例FBMC模块3的星座图示意图；

图7为本发明实施例基于FBMC模块的多载波分组传输过程中的发射信号的波形示意图；

图8为本发明实施例基于FBMC模块的多载波分组传输过程中的接收信号的波形示意图；

图9为本发明实施例不同子载波数分组的FBMC模块多载波传输和不同子载波数分组的OFDM模块多载波传输的误比特曲线示意图；

图10为本发明实施例发射端分组传输设备的框架示意图；

图11为本发明实施例接收端分组传输设备的框架示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

未来移动通信的场景分类有限，未来移动通信的接入量越来越大，每个应用场景都需要一定数量的接入量才能满足需求，无需考虑以单个子载波为粒度来对应产生不同波形的滤波器，完全可以用一组或某模块中包含的子载波数为粒度，来对应产生不同波形的滤波器组。高频频谱虽然带宽较大，但频率太高，辐射距离太短；低频频谱已基本规划殆尽，虽然辐射距离较大，也更有利于基站应用，但可以使用的频谱基本上都是一些退网和没用的空白碎片，挖掘这部分频谱很有意义。

目前，FDMC多载波传输技术已有工程化应用，FDM是一项传统的技术成熟的多载波传输技术。5G的应用场景要求系统既有常规帧传输，也要求系统支持短帧传输，甚至还其他特殊帧应用。

FBMC的最初设计是针对不同信道环境和业务需求，对每个子载波采用相应的滤波器，滤波器组中的每个滤波器是以单个子载波为设计粒度，从而实现时频本地化，达到降低带外衰减和误比特率，提高系统整体无线传输性能，适应系统多种业务需求的目的。然而因子载波数量较大，在现有条件下设计大量的滤波器来调制，还存在许多困难。但若以FFT变换后的一组子载波为设计粒度，则经过M组FFT变换后的子载波，就只需要数量有限的M个可产生波形完全不同的滤波器组来调制，从而降低了技术的实现难度。虽然不能对每个子载波分门别类单独调制，但却可以以每组子载波为调制对象，使每组子载波对应相应的信道环境和业务需求。

但因现实中不同的环境信道和不同的业务需求，对应的信息传输量往往是完全不同的，若以相同子载波数的FBMC模块来统一承载，虽然技术上更简单、架构上更方便、成本上更低廉，但原本就十分紧张的频域资源的浪费可能增加不少。基于上述原因，本发明实施例提供一种可以使每个分组中的子载波数完全不同的FBMC模块及其调制方案。

由于可以使每个FBMC模块分组中的子载波数不同，而每个FBMC模块的滤波器组也可以完全不同，这样就可以针对不同环境信道，或不同业务需求，以及具有不同传输数据量的情况下，设计不同的滤波器组和不同的子载波数分组，实现灵活的FBMC模块多载波传输中调制解调，不仅可以提高多载波传输性能，还能提高多载波资源的利用率。

图1为本发明实施例一种FBMC模块发射端模块示意图，如图1所示的FBMC模块，包括：子载波映射单元、综合滤波器SFB和扩时单元；

所述子载波映射单元，用于根据配置的子载波数N对输入的并行调制符号进行映射，获得N个并行的子载波信号；

所述综合滤波器SFB，用于对所述N个并行的子载波信号进行IFFT变换和滤波，获得N个并行的IFFT符号；其中，所述综合滤波器SFB的原型滤波器系数由重叠因子K决定；

所述扩时单元，用于根据所述配置的子载波数N，获取扩时时长，并根据所述扩时时长、对所述N个并行的IFFT符号串行后的信号进行扩时，以供后续进行上变频后发射子载波射频信号。

本发明实施例中，发射端中的IFFT和滤波器组叫综合滤波器，作用是对各个子带信号进行综合后重建输出，即将并行信号承载到数字子载波上。

本发明实施例中，由于各FBMC模块中的子载波数是可以不同的，在发射端的脉冲成型操作后，需要分别对IFFT符号中加入不同时长的扩时过程，延长每个脉冲波形的周期，其中最大子载波数的FBMC模块符号不需扩时，但其他FBMC模块中的扩时直接与该模块中的子载波数与最大模块子载波数的比例成正比，比值越大则该FBMC模块中每个符号脉冲波形的时域周期值的扩展就越大。

本发明实施例所述FBMC模块为发射端模块，将子载波映射、IFFT变换、滤波组滤波及扩时过程等进行模块化获得FBMC模块，所述FBMC模块的子载波数是可配置的参数，滤波器组是可配置的参数，通过重叠因子K来配置原型滤波器系数从而配置滤波器组，从而所述FBMC模块可以支持不同的子载波数和不同的滤波器组的配置。

本发明实施例的每个FBMC模块中的子载波数不同，子带宽不同，每个FBMC模块的带宽可以调整，可以适合不同带宽的空白碎片频谱，频谱利用率高。每个FBMC模块中的子载波数不同，又可以采用波形完全不同的滤波器组，可以适应数据量不同的业务和不同的传输环境，场景适应性强。系统的PARP值理论上是最大子载波数对应的FBMC模块中的PARPA值，适当调整FBMC模块中的子载波数，可以有效降低系统的PAPR。

在一个可选的实施例中，所述综合滤波器SFB包括IFFT单元和滤波器组；

所述IFFT单元，用于对所述N个并行的子载波信号分别进行IFFT变换，获得N个并行的IFFT符号；

所述滤波器组，用于对所述N个并行的IFFT符号进行滤波，使得所述N个并行的IFFT符号波形变为相应的N个并行的非矩形波形，所述滤波器组的数学表达式为：

其中，*表示共轭，N为滤波器个数或子载波个数，K为重叠因子；L_p为滤波器长度且L_p＝KN，n为子载波数统计且n的取值范围为1至N；k为重叠因子统计且k的取值范围为1至K；

为原型滤波器函数，h_k为原型滤波器系数且系数个数为K值，

为频移系数且

为频移系数。

本发明实施例中，综合滤波器SFB核心结构是原型滤波器，而滤波器组中的所有滤波器则是基于原型滤波器的，并通过等距频移得到的，所以分析滤波器组和综合滤波器组的原型函数互为共轭和时间翻转。

请参考图1或图3，本发明实施例所述综合滤波器并没有起到信号的串并变换作用，因为进入综合滤波器的信号是经过IFFT变换后的IFFT符号，也是并行传输符号信号；但经过IFFT变换的信号的波形一般是矩形波形，经过综合滤波器滤波后的信号将是非矩形波形，由于IFFT变换可以简单、方便、快捷地将并行信号映射到数字子载波上并行传输。可以看出，图1或图3所示的FBMC模块是在OFDM技术基础上，基于OQAM调制解调和滤波器组滤波的FBMC多载波技术。

目前广泛应用的滤波器组主有余弦调制多频技术、离散小波多音频调制技术、滤波多音频调制技术、基于偏移正交幅度调制OQAM的OFDM技术、复指数调制滤波器组技术等。其中，已经工程化应用的原型滤波器主要是能量归一化的平方根升余弦滤波器，而基于OQAM调制和OFDM多载波技术的FBMC的技术难度相对较小。不同子载波数分组的FBMC模块调制多载波技术就是建立在基于OQAM调制和OFDM多载波技术的基础上，因而技术重点仍然是基于原型滤波器的综合滤波器组。

本发明实施例所述综合滤波器SFB与后续实施例所述分析滤波器AFB都是基于原型滤波器的，其原型函数互为共轭和时间翻转，根据通信原理，可以得到所述综合滤波器SFB的滤波器组的数学表达式，如上式。

具体的，由于原型滤波器系数h_k一般是元素不同的有限序列，且序列中元素的多少是由重叠因子K决定的，即序列中元素的个数与K值相同，所以K值越大，滤波器系数h_k序列中元素个数也越多，抑制频域波形带外能量泄漏的能力也越强，滤波器结构也越复杂，滤波器成本也越高。对于综合滤波器，只需要改变原型滤波器中的重叠因子K，就可以使滤波器组产生带外功率泄漏抑制强度完全不同的传输波形，从而可以适应不同环境信道和应用场景的要求，且滤波器组设计也较为简单。

在一个可选的实施例中，所述FBMC模块还包括：QAM映射单元、OQAM调制单元、串并转换单元、中间补零单元、并串转换单元和脉冲成形单元；

所述QAM映射单元与所述OQAM调制单元，用于依次对待发送的比特数据进行QAM调制和OQAM调制，获得N个串行的OQAM调制符号；

所述串并转换单元，用于将所述N个串行的OQAM调制符号转换为N个并行的调制符号；

所述中间补零单元，用于对所述N个并行的调制符号中没有对应的QAM符号的多余子载波进行映射；

所述并串转换单元，用于将所述综合滤波器SFB处理后的N个并行的IFFT符号转换为N个串行的IFFT符号；

所述脉冲成形单元，用于根据所述N个串行的IFFT符号生成满足信号调制要求的非矩形脉冲波形，并输出至所述扩时单元。

请参考图3，本发明实施例中输入子载波映射单元的并行调制符号为QAM和OQAM调制后的调制符号。

请参考图3，发射端信号的方向为：比特分组后的数据，依次经过QAM映射单元、OQAM调制单元、串并转换单元、中间补零单元、子载波映射单元、综合滤波器SFB(IFFT单元+滤波器组)、并串转换单元、脉冲成形单元和扩时单元，后进行上变频，最后进行信号合并后从发射端天线发射出去。

在一个可选的实施例中，所述FBMC模块，还用于根据信道环境和业务需求对所述子载波映射单元的子载波数N进行配置或调整；和/或根据信道环境和业务需求对所述综合滤波器SFB的重叠因子K进行配置或调整。

本发明实施例提供了一种发射端FBMC模块，所述发射端FBMC模块的子载波数和原型滤波器的重叠因子可根据需要而配置，从而可以实现灵活的多载波传输中调制解调，可以提高多载波传输性能，并且能提高多载波资源的利用率。当信道环境和业务需求变化后，可以根据当前信道环境和业务需求变化适时调整每个FBMC模块的子载波数N和重叠因子K。

本发明实施例每个FBMC模块的子载波数可以各不相同，滤波器组可以各不相同；当然FBMC模块的子载波数也可以部分相同，滤波器组也可以部分相同。总而言之，本发明实施例所述接收端FBMC模块可以支持不同的子载波数和不同的滤波器组配置。

相应的，本发明实施例提供了一种接收端FBMC模块。图2为本发明实施例一种FBMC模块接收端模块示意图，如图2所示的FBMC模块，包括：缩时单元、分析滤波器AFB和子载波逆映射单元；

所述缩时单元，用于根据配置的子载波数N，获取缩时时长，并根据所述缩时时长、对接收的子载波射频信号下变频后的N个IFFT符号进行缩时。

所述分析滤波器AFB，用于对并行后的N个IFFT符号进行滤波和FFT变换，获得N个并行的子载波信号；其中，所述分析滤波器AFB的原型滤波器系数由重叠因子K决定；

所述子载波逆映射单元，用于根据配置的子载波数N对输入的N个并行的子载波信号进行子载波逆映射，获得N个并行的调制符号。

本发明实施例所述FBMC模块为接收端模块，接收端模块的FFT和滤波器组叫分析滤波器组AFB，作用是把输入信号分解成多个子带信号；综合滤波器组与分析滤波器组互为逆向结构。在接收端的下变频后，需要减小每个符号的时域周期值，使每个FBMC模块中的所有符号波形回归正常。

本发明实施例之所以在发射端采用扩时和在接收端采用缩时操作，是因为在某时段中所有FBMC模块中包含的并行子载波信号在上变频后需要合并传输，这就需要每个FBMC模块中的符号必须同步，才能保证接收端在下变频时可以正确地解调出各个上变频承载的符号信号，所以扩时和缩时操作在不同子载波数分组的FBMC模块调制技术中非常重要。

本发明实施例接收端FBMC模块的缩时单元是与发射端的扩时单元相对应逆处理单元，所述分析滤波器AFB是与发射端的综合滤波器SFB相对应的逆处理单元，所述子载波逆映射单元是与发射端的子载波映射单元相对应的逆处理单元。发射端对待发送数据进行调制并发射，接收端对接收的数据进行解调以还原原始数据。

本发明实施例所述接收端FBMC模块内的各子载波信号的处理与发射端FBMC模块一样，都是并行的处理方式，其原理类似，此处不再赘述。

在一个可选的实施例中，所述分析滤波器AFB包括滤波器组和FFT单元；

所述滤波器组，用于对所述并行后的N个IFFT符号进行滤波，获得数字子载波承载的N个并行的IFFT符号，所述滤波器组的数学表达式为：

其中，N为滤波器个数或子载波个数，K为重叠因子；L_p为滤波器长度且L_p＝KN，n为子载波数统计且n的取值范围为1至N；k为重叠因子统计且k的取值范围为1至K；

为原型滤波器函数，h_k为原型滤波器系数且系数个数为K值，

为频移系数且

为频移系数；

所述FFT单元，用于对所述N个并行的IFFT符号分别进行FFT变换，获得N个并行的子载波信号。

本发明实施例中，分析滤波器AFB核心结构也是原型滤波器，虽然滤波器组技术在不同的应用场合有不同的结构，但基本原理都是通过分析滤波器将输入信号从频域分解为子带信号，经处理后通过综合滤波器将子带信号合成为原信号。

请参考图1或图3，与发射端综合滤波器相同，本发明实施例所述分析滤波器也没有起到串并变换的作用，因为分析滤波器后面的FFT变换只对并行信号调制，经过分析滤波器滤波后的信号将是非矩形波形，经过综合滤波器滤波后的信号也会由非矩形波形变换成矩形波形。由于IFFT/FFT变换可以简单、方便、快捷地将并行信号映射到数字子载波上并行传输，或将并行传输在数字子载波上分离出并行数据符号。

本发明实施例所述分析滤波器AFB的滤波器组的数学表达式：

综合滤波器组的数学表达式：

其中，

为原型滤波器函数，可改变子载波传输的波形，使其为非矩形波形，h_k为原型滤波器系数且系数个数为K值，

为频移系数，可以使原型滤波器产生的非矩形波形根据偏离频率形成一簇波形而成为滤波器组，达到可以调制一簇子载波的传输波形的目的。

在一个可选的实施例中，所述FBMC模块还包括：均值抽样单元、串并转换单元、去除补零单元、并串转换单元、OQAM解调单元和QAM解调单元；

所述均值抽样单元，用于对缩时后的N个IFFT符号进行模数转换，获得数字的N个IFFT符号；

所述串并转换单元，用于将N个串行IFFT符号转换为N个并行的IFFT符号，并输出至所述分析滤波器AFB；

所述去除补零单元，用于将N个子载波中的补零值去掉，恢复FFT符号数；

所述并串转换单元，用于将去除补零后的N个并行的子载波信号转换为N个串行的子载波信号；

所述OQAM解调单元与所述QAM解调单元，用于依次对N个串行的子载波信号进行OQAM解调和QAM解调，获得原始的比特数据。

请参考图3，接收端信号的方向为：接收的子载波射频信号，依次经过下变频、缩时单元、均值抽样单元、串并转换单元、分析滤波器AFB(滤波器组+FFT单元)、子载波逆映射单元、去除补零单元、并串转换单元、OQAM解调单元和QAM解调单元，最后比特合并还原出原始比特数据。

在一个可选的实施例中，所述FBMC模块，还用于根据信道环境和业务需求对所述子载波逆映射单元的子载波数N进行配置或调整；和/或根据信道环境和业务需求对所述分析滤波器AFB的重叠因子K进行配置或调整。

本发明实施例提供了一种接收端FBMC模块，与发射端FBMC模块相对应的，所述接收端FBMC模块的子载波数和原型滤波器的重叠因子可根据需要而配置，从而可以实现灵活的多载波传输中调制解调，可以提高多载波传输性能，并且能提高多载波资源的利用率。当信道环境和业务需求变化后，可以根据当前信道环境和业务需求变化适时调整每个FBMC模块的子载波数N和重叠因子K。

本发明实施例每个FBMC模块的子载波数可以各不相同，滤波器组可以各不相同；当然FBMC模块的子载波数也可以部分相同，滤波器组也可以部分相同。总而言之，本发明实施例所述接收端FBMC模块可以支持不同的子载波数和不同的滤波器组配置。

下面结合图3来说明本发明实施例所述FBMC模块及其传输原理。请参考图3，发射端包括M个FBMC模块，接收端也包括M个FBMC模块，则滤波器组数为M，则M组滤波器组中的可调制的子载波数分别为N₁、N₂、…、N_M。由于每个FBMC模块中的子载波数不同，以至于后面的发射端的子载波数映射不同、IFFT的采样长度不同、滤波器组不同、脉冲成型也不同、扩时值不同，接收端的缩时值不同、均值抽样不同、滤波器组不同、FFT的采样长度不同、子载波逆映射也不同。由此可见，每个FBMC模块都会因比特分组的不同而不同，但若通过设置每个FBMC模块的子载波数和重叠因子K，就可以根据需要对每个FBMC模块进行配置。换言之，FBMC模块作为通用性的可调模块，应用时只需根据要求输入相关参数即可。

请参考图3，若每个正交幅度调制(Quadrate Amplitude Modulation，QAM)符号包含的调制比特数为L，则系统在某一时段发送给所有FBMC模块的总基带数据的总比特数SumBitNum＝(N1+N2+…+NM)×L。

对于发射端：总比特数SumBitNum经过信道编码和交织后，被系统按要求分成子载波数分别为N1、N2、…、NM的M个比特分组，然后将不同比特数分组的比特数据流分别进入M个FBMC调制模块。若以第1个FBMC调制模块为例，N1×L比特数据经过QAM调制后生成N1个QAM调制符号，经过偏移正交幅度调制(offset quadratureamplitude modulation，OQAM)、子载波映射和IFFT变换后生成N1个IFFT调制符号，并由N1个数字子载波承载后并行传输，经过滤波器组1对N1个IFFT符号滤波处理后，使得N1个IFFT符号波形变为相应的非矩形波形，通过上变频fmin1射频调制后，使非矩形波形的IFFT符号变成以频率fmin1和带宽以△f为基础的，顺序排列与重叠分布的N1个并行传输的模拟子载波射频信号。所有模块都如此，最后系统将M个FBMC调制模块中的(N1+N2+…+NM)个模拟子载波射频信号合并，经射频功放后从天线发射出去。

对于接收端：在无线信道中传输的射频信号在受到信道环境和噪声影响后，因散射和衰减只有部分信号能被接收天线收到，接收信号非常微弱，接收机必须对其低噪放大后才能分别送给M个FBMC解调模块。若以FBMC解调模块1为例，(N1+N2+…+NM)个模拟子载波受噪射频信号放大后，送给FBMC解调模块1的下变频时，系统同样用fmin1射频解调出由FBMC调制模块1发送过来的N1个子载波信号，经过滤波器组1滤波后恢复成N1个由数字子载波承载的IFFT符号，经过FFT变换后恢复成由N1个数字子载波承载的符号，经过子载波逆映将N1个OQAM符号和N1个数字子载波分离，经OQAM解调后恢复成N1个QAM调制符号，经QAM解调后恢复成N1×L比特数据。最后，系统将M个FBMC解调模块解调出来的所有比特数据合并，经解交织解信道码后恢复成(N1+N2+…+NM)×L比特基带数据，完成FBMC与FDM综合调制多载波传输过程。

在不同子载波数分组的FBMC模块调制多载波传输中，下变频fmin1、fmin2、……、fminM是一组带宽分别为N1×△f+△F、N2×△f+△F、…、NM×△f+△F的互不重叠并有保护间隔△F的载波，也就是说，每个FBMC模块中包含的子载波数不同，对应的子带宽也不同，支持多个模块的带宽也可变，带来的好处是系统可以根据不同的需求选择空白碎片频谱，在提高系统的频谱利用效率的同时还可以提高频谱资源的利用率。另外，不同子载波数分组的FBMC模块调制设计还有一个优点，就是可以降低基于FFT算法的多载波技术的PAPR值(峰值平均功率比)，由于系统的PAPR值是子载波数最大的FBMC模块对应的值，所以系统不宜将FBMC模块中的子载波数设计得过大，如果有这方面的需求，且子载波数又太大时，可以将一个模块中的子载波数设计为用两个模块来分配，并保持该两个模块中的滤波器组为同一设计值，既可以有效地降低PAPR值，又能够充分利用不同子载波数分组的FBMC模块调制的功能。

基于上述传输原理，本发明实施例提供一种基于FBMC模块的分组传输方法，包括发射端方法和接收端方法。

本发明实施例所述基于FBMC模块的分组传输方法发射端方法，包括：

将待发送的比特数据按照各个FBMC模块的子载波数进行比特分组后，分别通过所述各个FBMC模块进行并行调制，获得所有的模拟子载波信号，将所述所有的模拟子载波信号合并后的子载波射频信号向接收端发射；

其中，所述FBMC模块为前述实施例所述FBMC模块；所述各个FBMC模块的子载波数相同或不相同，相应的，所述各个FBMC模块在脉冲成型操作后的扩时时长相同或不相同；所述所有的模拟子载波信号的数目为各个FBMC模块的子载波数之和；所述FBMC模块的滤波器组的原型滤波器系数由重叠因子K决定。

本发明实施例所述FBMC模块为前述实施例所述FBMC模块发射端模块，其子载波数和滤波器组可以配置，因此本发明实施例发射端的每个FBMC模块的子载波数都可以不相同，当然也不排除可以设置为相同的子载波数，或者部分相同部分不相同的子载波数。同理，发射端滤波器组也可以完全不相同，也可以相同，也可以部分相同部分不相同。

本发明实施例所述方法，每个FBMC模块中的子载波数可以不同，相应的子带宽不同，所以带宽可以调整，以适合不同带宽的空白碎片频谱；每个FBMC模块中的子载波数不同，可以适应数据量不同的业务，提高频谱利用率；系统的PARP值理论上是最大子载波数对应的FBMC模块中的PARPA值，适当调整FBMC模块中的子载波数，可以有效降低系统的PAPR。

具体的，所述FBMC模块的滤波器组的数学表达式为：

其中，*表示共轭，N为滤波器个数或子载波个数，K为重叠因子；L_p为滤波器长度且L_p＝KN，n为子载波数统计且n的取值范围为1至N；k为重叠因子统计且k的取值范围为1至K；

为原型滤波器函数，h_k为原型滤波器系数且系数个数为K值，

为频移系数且

为频移系数。

本发明实施例所述FBMC模块的滤波器组的详细描述请参考前述实施例FBMC模块发射端模块实施例，此处不再赘述。本发明实施例的每个FBMC模块可以采用波形不同的滤波器组，可以适应不同的传输环境和业务要求。

本发明实施例还提供一种基于FBMC模块的分组传输方法接收端方法，包括：

将接收的子载波射频信号按照各个FBMC模块的子载波数进行下变频后，分别通过所述各个FBMC模块进行并行解调，获得所有的分组比特数据，将所述所有的比特数据合并成原始的比特数据；

其中，所述FBMC模块为前述实施例所述FBMC模块接收端模块；所述各个FBMC模块的子载波数相同或不相同，相应的，所述各个FBMC模块在下变频后的缩时时长相同或不相同；所述FBMC模块的滤波器组的原型滤波器系数由重叠因子K决定。

本发明实施例所述FBMC模块为前述实施例所述FBMC模块接收端模块，其子载波数和滤波器组可以配置，因此本发明实施例接收端的每个FBMC模块的子载波数都可以不相同，当然也不排除可以设置为相同的子载波数，或者部分相同部分不相同的子载波数。同理，发射端滤波器组也可以完全不相同，也可以相同，也可以部分相同部分不相同。

本发明实施例所述方法，每个FBMC模块中的子载波数可以不同，相应的子带宽不同，所以带宽可以调整，以适合不同带宽的空白碎片频谱；每个FBMC模块中的子载波数不同，可以适应数据量不同的业务，提高频谱利用率；系统的PARP值理论上是最大子载波数对应的FBMC模块中的PARPA值，适当调整FBMC模块中的子载波数，可以有效降低系统的PAPR。

具体的，所述FBMC模块的滤波器组的数学表达式为：

其中，N为滤波器个数或子载波个数，K为重叠因子；L_p为滤波器长度且L_p＝KN，n为子载波数统计且n的取值范围为1至N；k为重叠因子统计且k的取值范围为1至K；

为原型滤波器函数，h_k为原型滤波器系数且系数个数为K值，

为频移系数且

为频移系数。

本发明实施例所述FBMC模块的滤波器组的详细描述请参考前述实施例FBMC模块接收端模块实施例，此处不再赘述。本发明实施例的每个FBMC模块可以采用波形不同的滤波器组，可以适应不同的传输环境和业务要求。

下面通过仿真实验数据来分析本发明实施例所述FBMC模块及基于FBMC模块的分组传输方法的有益效果。

由于FBMC与FDM综合多载波技术是在传统的OFDM多载波技术的基础上，增加了OQAM调制和滤波器组来实现的，技术复杂度主要集中在滤波器组，且取决于重叠因子K值的大小。所以在FBMC与FDM综合多载波调仿真中，为了简便仅采用3个FBMC调制解调模块，重叠因子K值分别为4、6、8，对应的三组原型波器系数h_k则是典型的数字序列，分别为[1,0.97195983,sqrt(2)/2,0.23514695]、[1,0.99818572,0.94838678,sqrt(2)/2,0.31711593,0.06021021]和[1,0.99932588,0.98203168,0.89425129,sqrt(2)/2,0.44756522,0.18871614,0.03671221]，由此建立起三组对应的原型滤波器函数和频移系数，最后形成综合滤波器和分析滤波器。

仿真中取三个子载波数不同的FBMC模块分析，其中FBMC模块1的子载波数N₁＝512、FBMC模块2的子载波数N₂＝256、FBMC模块3的子载波数N₃＝1024，取基带调制方式为64QAM。若取FBMC模块1上变频的最小频率fmin1＝5927.47MHz，取子载波带宽△f＝0.015MHz，上变频的保护间隔带宽△F＝10△f，则FBMC模块2上变频的最小频率fmin2＝fmin1+(N₁+10)△f，FBMC模块3上变频的最小频率fmin3＝fmin1+(N₁+N₂+10)△f。在时域的扩时和缩时中，FBMC模块3不进行，FBMC模块2的扩时缩时值最大，FBMC模块1次之。整个仿真过程的PAPR值是以FBMC模块3的PAPR值为主，所以系统的性能是以FBMC模块3为基础的。仿真中仅计算图3中对应的灰色图框，以突出重点，方便分析。

图4、图5和图6分别为FBMC模块1、模块2和模块3中的信号在传输过程中的星座图，展示了FBMC模块中多载波数据传输的符号分布关系。图4、图5和图6三个图中的发射比特都是取自FBMC模块中第200比特到时220比特中的20个比特数据，而经过FBMC模块调制传输后的接收比特与发送值完全一样，说明三个FBMC模块中的多载波传输过程是正确的。另外，FBMC模块2中的子载波数最少，承载的符号数也最少，所以FBMC模块2中的QAM调制解调星图中都有星点缺失，且对应的OQAM解调星座图要比其他的明显稀疏些。FBMC模块3的子载波数最多，承载的符号数也最多，所以FBMC模块3中的FFT符号星座和OQAM解调星座分布是最密集的。下面以图4所示的FBMC模块1的星座图为例进行说明。

图4(2)-图4(11)所示的都是传输复数符号，所以都用星座表示。可以看出，各符号表述的复数信号特点是符合通信理论设计的。需要指出的是，包括上变频、下变频，以及之间的三模块合并后的发射信号、受到噪声影响后的受噪信号，应用中虽然都是实实在在的电磁波动，但仿真中仍然是以复数符号表述。

在发射端，二进制发送比特流经过QAM调制成复数符号后成为64星座，每个星座表述6比特信息，说明64QAM的调制效率较高；经过OQAM调制后，重新将QAM调制符号的实虚部组装成两个部分，在乘以响应中的i的N次方后，可使相邻的两个子载波承载的复数符号一个是实部另一个是虚部，即子载波符号是实虚交替传输，所以OQAM调制符号的星座映射只有实部星座或虚部星座；经过IFFT变换后的星座虽然被打乱，但符号分布仍以虚轴对称；经过滤波器组后的所有符号因增加了频移因子而使传输波形发生了改变，使符号的星座分布更加紧密；经过上变频变换后的模拟信号，因其不同子载波频率对符号的调制和每符号抽样值的增加，平面星座更加完美、密致。

在接收端，图4(7)-图4(11)虽然是图4(2)-图4(6)的逆过程，其中的受噪信号星座因噪声干扰而使符号有些发散，不可能像上变频星座如此规整。经过了无线信道噪声干扰的接收信号，在经过分析滤波器滤波后的复数符号，已经是以各星座点为中心的随机发散星座，信息的平面位置位分布已基本确定；经过OQAM解调、QAM解调和均值抽样，接收符号完全恢复为发射时的QAM调制星座。需要指出的是，OQAM调制解调的作用主要是两个，一个是可以使符号保持与OFDM相同的传输速度，二是子载波符号的实虚交替传输可以去除相邻时频方向上的符号干扰，因而使得后续的FBMC调制中可以除去传统的循环前缀CP，不仅提高了频谱利用率，还降低了系统的误码率。

图7所示是不同子载波数分组的FBMC模块多载波传输过程中的发射信号的波形图，图8所示是不同子载波数分组的FBMC模块多载波传输过程中的接收信号的波形图。在图7(1)-(8)显示的90比特数据中FBMC模块1的最后45比特数据，图8(9)-(16)显示的90比特数据中FBMC模块2的开始45比特数据，可以看出，发射端的90比特信源与经过传输后的接收端的90比特信宿完全一样，说明该技术具有较高的可行性和可靠性。图7(2)所示是三个FBMC模块对应的滤波器组脉冲函数曲线，由滤波器长度的重叠因子K乘以子载波数决定，其中第2个脉冲函数要比第1个脉冲函数宽1/3，第3个脉冲函数宽度是第1个脉冲函数宽一倍，第一个滤波器组的波形函数的计算难度最小，第二个滤波器组的波形函数的计算难度居中，第三个滤波器组的波形函数的计算难度最大。

同样，在整个图7和图8所示的传输过程中，除了图7(1)和图8(16)显示的是90个比特波形，图7(3)和图8(15)显示的是30个比特数波形外，其他图示显示的都是30个复数符号对应的波形。从比特波形可以看出，不管是三模块独立的，还是三模块合并的，发射比特波形与接收比特波形完全一样。符号波形只有图7(6)所示的综合滤波器组波形，与图8(11)所示的分析滤波器组波形相同，其他波形因其取值点不同，发送端波形与接收端波形不能对应，但可以清晰地表现出符号波形的多级电平，也就是说，不管经过多少调制，但数字传输都是符号表述方式，始终没有改变。

图9所示为不同子载波数分组的FBMC模块多载波传输和不同子载波数分组的OFDM模块多载波传输的误比特曲线，为了比较方便，两者仿真中所应用的参数完全一样。由于FBMC方式只比OFDM方式多增加偏移正交幅度调制OQAM和滤波器组两个步骤，具有较强的可比性。从图9中可以看出，前者的性能明显优于后者，随着信噪比的增加，误码率的差距还会越来越大，若取传输信道的信噪比为10，从图示曲线中可以看出，不同子载波数分组的OFDM模块多载波传输系统的误码率略高于10^-3，不同子载波数分组的FBMC模块传输系统的误码率却高于10^-5，两者的差距约2个数量级，可以肯定的是，随着信噪比的增加，这种差距还继续拉大。

基于上述分析可知，不同子载波数分组的FBMC模块多载波技术，优于不同子载波数分组的OFDM模块多载波技术，是情理之中的事，因为偏移正交幅度调制OQAM方式是在QAM的基础上将复数符号的实部和虚部间隔T/2传输，使得两个相邻的子载波间的符号只存在虚部干扰，从而大大提高了符号间的抗干扰能力，也正因如此，才将FBMC中的循环前缀取消，既可提高系统的频谱利用率，又可方便正常帧和短帧等符号的灵活应用。同样，不同子载波数分组的FBMC模块多载波传输技术因采用了不同子载波数分组模块方式，不仅可使子载波获得不同的符号波形，还可以提高频分复用的利用率，使传输中所有子载波的PAPR值降低为最大子载波数FBMC模块的中PAPR值。

综上所述，本发明实施例基于OQAM调制解调和滤波器组滤波的对FBMC进行模块化，FBMC模块的子载波数可配置，且以重叠因子K值的大小来决定FBMC模块滤波器组设计，可以针对不同信道环境和业务需求进行灵活配置，可以适合不同带宽的空白碎片频谱，可以适应数据量不同的业务，提高频谱利用率，可以适应不同的传输环境和业务要求，可以有效降低系统的PAPR。

图10示出了本发明实施例发射端分组传输设备的框架示意图。

参照图10，所述设备，包括：处理器(processor)801、存储器(memory)802和总线803；其中，所述处理器801和存储器802通过所述总线803完成相互间的通信；

所述处理器801用于调用所述存储器802中的程序指令，以执行上述各方法实施例所提供的方法，例如包括：将待发送的比特数据按照各个FBMC模块的子载波数进行比特分组后，分别通过所述各个FBMC模块进行并行调制，获得所有的模拟子载波信号，将所述所有的模拟子载波信号合并后的子载波射频信号向接收端发射；其中，所述各个FBMC模块的子载波数相同或不相同，相应的，所述各个FBMC模块在脉冲成型操作后的扩时时长相同或不相同；所述所有的模拟子载波信号的数目为各个FBMC模块的子载波数之和；所述FBMC模块的滤波器组的原型滤波器系数由重叠因子K决定。

本发明另一实施例公开一种计算机程序产品，所述计算机程序产品包括存储在非暂态计算机可读存储介质上的计算机程序，所述计算机程序包括程序指令，当所述程序指令被计算机执行时，计算机能够执行上述各方法实施例所提供的方法，例如包括：将待发送的比特数据按照各个FBMC模块的子载波数进行比特分组后，分别通过所述各个FBMC模块进行并行调制，获得所有的模拟子载波信号，将所述所有的模拟子载波信号合并后的子载波射频信号向接收端发射；其中，所述各个FBMC模块的子载波数相同或不相同，相应的，所述各个FBMC模块在脉冲成型操作后的扩时时长相同或不相同；所述所有的模拟子载波信号的数目为各个FBMC模块的子载波数之和；所述FBMC模块的滤波器组的原型滤波器系数由重叠因子K决定。

本发明另一实施例提供一种非暂态计算机可读存储介质，所述非暂态计算机可读存储介质存储计算机指令，所述计算机指令使所述计算机执行上述各方法实施例所提供的方法，例如包括：将待发送的比特数据按照各个FBMC模块的子载波数进行比特分组后，分别通过所述各个FBMC模块进行并行调制，获得所有的模拟子载波信号，将所述所有的模拟子载波信号合并后的子载波射频信号向接收端发射；其中，所述各个FBMC模块的子载波数相同或不相同，相应的，所述各个FBMC模块在脉冲成型操作后的扩时时长相同或不相同；所述所有的模拟子载波信号的数目为各个FBMC模块的子载波数之和；所述FBMC模块的滤波器组的原型滤波器系数由重叠因子K决定。

图11示出了本发明实施例接收端分组传输设备的框架示意图。

参照图11，所述设备，包括：处理器(processor)901、存储器(memory)902和总线903；其中，所述处理器901和存储器902通过所述总线903完成相互间的通信；

所述处理器901用于调用所述存储器902中的程序指令，以执行上述各方法实施例所提供的方法，例如包括：将接收的子载波射频信号按照各个FBMC模块的子载波数进行下变频后，分别通过所述各个FBMC模块进行并行解调，获得所有的分组比特数据，将所述所有的比特数据合并成原始的比特数据；其中，所述各个FBMC模块的子载波数相同或不相同，相应的，所述各个FBMC模块在下变频后的缩时时长相同或不相同；所述FBMC模块的滤波器组的原型滤波器系数由重叠因子K决定。

本发明另一实施例公开一种计算机程序产品，所述计算机程序产品包括存储在非暂态计算机可读存储介质上的计算机程序，所述计算机程序包括程序指令，当所述程序指令被计算机执行时，计算机能够执行上述各方法实施例所提供的方法，例如包括：将接收的子载波射频信号按照各个FBMC模块的子载波数进行下变频后，分别通过所述各个FBMC模块进行并行解调，获得所有的分组比特数据，将所述所有的比特数据合并成原始的比特数据；其中，所述各个FBMC模块的子载波数相同或不相同，相应的，所述各个FBMC模块在下变频后的缩时时长相同或不相同；所述FBMC模块的滤波器组的原型滤波器系数由重叠因子K决定。

本发明另一实施例提供一种非暂态计算机可读存储介质，所述非暂态计算机可读存储介质存储计算机指令，所述计算机指令使所述计算机执行上述各方法实施例所提供的方法，例如包括：将接收的子载波射频信号按照各个FBMC模块的子载波数进行下变频后，分别通过所述各个FBMC模块进行并行解调，获得所有的分组比特数据，将所述所有的比特数据合并成原始的比特数据；其中，所述各个FBMC模块的子载波数相同或不相同，相应的，所述各个FBMC模块在下变频后的缩时时长相同或不相同；所述FBMC模块的滤波器组的原型滤波器系数由重叠因子K决定。

本领域普通技术人员可以理解：实现上述设备实施例或方法实施例仅仅是示意性的，其中所述处理器和所述存储器可以是物理上分离的部件也可以不是物理上分离的，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性的劳动的情况下，即可以理解并实施。

通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到各实施方式可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件。基于这样的理解，上述技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品可以存储在计算机可读存储介质中，如ROM/RAM、磁碟、光盘等，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行各个实施例或者实施例的某些部分所述的方法。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (12)

1.一种FBMC模块，其特征在于，包括：子载波映射单元、综合滤波器SFB和扩时单元；

所述子载波映射单元，用于根据配置的子载波数N对输入的并行调制符号进行映射，获得N个并行的子载波信号；

所述综合滤波器SFB，用于对所述N个并行的子载波信号进行IFFT变换和滤波，获得N个并行的IFFT符号；其中，所述综合滤波器SFB的原型滤波器系数由重叠因子K决定；

所述扩时单元，用于根据所述配置的子载波数N，获取扩时时长，并根据所述扩时时长、对所述N个并行的IFFT符号串行后的信号进行扩时，以供后续进行上变频后发射子载波射频信号；

所述综合滤波器SFB包括IFFT单元和滤波器组；

所述IFFT单元，用于对所述N个并行的子载波信号分别进行IFFT变换，获得N个并行的IFFT符号；

所述滤波器组，用于对所述N个并行的IFFT符号进行滤波，使得所述N个并行的IFFT符号波形变为相应的N个并行的非矩形波形；

滤波器组的数学表达式为：

其中，*表示共轭，N为滤波器个数或子载波个数，K为重叠因子；L_p为滤波器长度且L_p＝KN，n为子载波数统计且n的取值范围为1至N；k为重叠因子统计且k的取值范围为1至K；

为原型滤波器函数，h_k为原型滤波器系数且系数个数为K值，

为频移系数且

为频移系数。

2.根据权利要求1所述的FBMC模块，其特征在于，所述FBMC 模块还包括：QAM映射单元、OQAM调制单元、串并转换单元、中间补零单元、并串转换单元和脉冲成形单元；

所述QAM映射单元与所述OQAM调制单元，用于依次对待发送的比特数据进行QAM调制和OQAM调制，获得N个串行的OQAM调制符号；

所述串并转换单元，用于将所述N个串行的OQAM调制符号转换为N个并行的调制符号；

所述中间补零单元，用于对所述N个并行的调制符号中没有对应的QAM符号的多余子载波进行映射；

所述并串转换单元，用于将所述综合滤波器SFB处理后的N个并行的IFFT符号转换为N个串行的IFFT符号；

所述脉冲成形单元，用于根据所述N个串行的IFFT符号生成满足信号调制要求的非矩形脉冲波形，并输出至所述扩时单元。

3.根据权利要求1所述的FBMC模块，其特征在于，所述FBMC模块，还用于根据信道环境和业务需求对所述子载波映射单元的子载波数N进行配置或调整；和/或根据信道环境和业务需求对所述综合滤波器SFB的重叠因子K进行配置或调整。

4.一种FBMC模块，其特征在于，包括：缩时单元、分析滤波器AFB和子载波逆映射单元；

所述缩时单元，用于根据配置的子载波数N，获取缩时时长，并根据所述缩时时长、对接收的子载波射频信号下变频后的N个IFFT符号进行缩时；

所述分析滤波器AFB，用于对并行后的N个IFFT符号进行滤波和FFT变换，获得N个并行的子载波信号；其中，所述分析滤波器AFB的原型滤波器系数由重叠因子K决定；

所述子载波逆映射单元，用于根据配置的子载波数N对输入的N个并行的子载波信号进行子载波逆映射，获得N个并行的调制符号；

所述分析滤波器AFB包括滤波器组和FFT单元；

所述滤波器组，用于对所述并行后的N个IFFT符号进行滤波，获得数字子载波承载的N个并行的IFFT符号；

所述FFT单元，用于对所述N个并行的IFFT符号分别进行FFT变换，获得N个并行的子载波信号；

滤波器组的数学表达式为：

其中，*表示共轭，N为滤波器个数或子载波个数，K为重叠因子；L_p为滤波器长度且L_p＝KN，n为子载波数统计且n的取值范围为1至N；k为重叠因子统计且k的取值范围为1至K；

为原型滤波器函数，h_k为原型滤波器系数且系数个数为K值，

为频移系数且

为频移系数。

5.根据权利要求4 所述的FBMC模块，其特征在于，所述FBMC模块还包括：均值抽样单元、串并转换单元、去除补零单元、并串转换单元、OQAM解调单元和QAM解调单元；

所述均值抽样单元，用于对缩时后的N个IFFT符号进行模数转换，获得数字的N个IFFT符号；

所述串并转换单元，用于将N个串行IFFT符号转换为N个并行的IFFT符号，并输出至所述分析滤波器AFB；

所述去除补零单元，用于将N个子载波中的补零值去掉，恢复FFT符号数；

所述并串转换单元，用于将去除补零后的N个并行的子载波信号转换为N个串行的子载波信号；

所述OQAM解调单元与所述QAM解调单元，用于依次对N个串行的子载波信号进行OQAM解调和QAM解调，获得原始的比特数据。

6.根据权利要求4所述的FBMC模块，其特征在于，所述FBMC模块，还用于根据信道环境和业务需求对所述子载波逆映射单元的子载波数N进行配置或调整；和/或根据信道环境和业务需求对所述分析滤波器AFB的重叠因子K进行配置或调整。

7.一种基于FBMC模块的分组传输方法，其特征在于，包括：

将待发送的比特数据按照各个FBMC模块的子载波数进行比特分组后，分别通过所述各个FBMC模块进行并行调制，获得所有的模拟子载波信号，将所述所有的模拟子载波信号合并后的子载波射频信号向接收端发射；

其中，所述FBMC模块为权利要求1-3任一项所述FBMC模块；所述各个FBMC模块的子载波数相同或不相同，相应的，所述各个FBMC模块在脉冲成型操作后的扩时时长相同或不相同；所述所有的模拟子载波信号的数目为各个FBMC模块的子载波数之和。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述FBMC模块的滤波器组的数学表达式为：

其中，*表示共轭，N为滤波器个数或子载波个数，K为重叠因子；L_p为滤波器长度且L_p＝KN，n为子载波数统计且n的取值范围为1至N；k为重叠因子统计且k的取值范围为1至K；

为原型滤波器函数，h_k为原型滤波器系数且系数个数为K值，

为频移系数且

为频移系数。

9.一种基于FBMC模块的分组传输方法，其特征在于，包括：

将接收的子载波射频信号按照各个FBMC模块的子载波数进行下变频后，分别通过所述各个FBMC模块进行并行解调，获得所有的分组比特数据，将所述所有的比特数据合并成原始的比特数据；

其中，所述FBMC模块为权利要求4-6任一项所述FBMC模块；所述各个FBMC模块的子载波数相同或不相同，相应的，所述各个FBMC模块在下变频后的缩时时长相同或不相同。

10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述FBMC模块的滤波器组的数学表达式为：

其中，N为滤波器个数或子载波个数，K为重叠因子；L_p为滤波器长度且L_p＝KN，n为子载波数统计且n的取值范围为1至N；k为重叠因子统计且k的取值范围为1至K；

为原型滤波器函数，h_k为原型滤波器系数且系数个数为K值，

为频移系数且

为频移系数。

11.一种发射端分组传输设备，其特征在于，包括：

至少一个处理器；以及

与所述处理器通信连接的至少一个存储器，其中：

所述存储器存储有可被所述处理器执行的程序指令，所述处理器调用所述程序指令能够执行如权利要求7或8所述的方法。

12.一种接收端分组传输设备，其特征在于，包括：

至少一个处理器；以及

与所述处理器通信连接的至少一个存储器，其中：

所述存储器存储有可被所述处理器执行的程序指令，所述处理器调用所述程序指令能够执行如权利要求9或10所述的方法。

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