CN105847209A - 基于滤波器组多载波调制的通信方法和装置 - Google Patents

Abstract

本申请公开了基于滤波器组多载波调制的信号发送方法、信号接收方法以及相应的发送器和接收器。一种基于滤波器组多载波调制的信号发送方法包括：对包括一个或多个符号的数据块中的预定符号进行预处理；对经过预处理的数据块进行滤波器组多载波调制；截断已调制的数据块的部分或全部拖尾数据；以及发送截断后的已调制的数据块；其中所述预定符号是受所述截断影响的符号。采用本发明的实施例，通过在截断之前对受截断影响的符号进行预处理，可以有效抑制由于截断导致的拖尾效应，从而保障良好的信号接收性能和频谱泄露特性，最大化滤波器组多载波(FBMC)系统的频谱效率。

Description

基于滤波器组多载波调制的通信方法和装置

技术领域

本申请一般涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种基于滤波器组多载波调制的信号发送方法、信号接收方法以及相应的发送器和接收器。

背景技术

随着信息产业的快速发展，特别是来自移动互联网和物联网(IoT,internet of things)的增长需求，给未来移动通信技术带来前所未有的挑战。如根据国际电信联盟ITU的报告ITU-R M.[IMT.BEYOND2020.TRAFFIC]，可以预计到2020年，移动业务量增长相对2010年(4G时代)将增长近1000倍，用户设备连接数也将超过170亿。随着海量的IoT设备逐渐渗透到移动通信网络，连接设备数将更加惊人。为了应对这前所未有的挑战，通信产业界和学术界已经展开了广泛的第五代移动通信技术研究(5G)，以面向2020年代。目前在ITU的报告ITU-R M.[IMT.VISION]中已经在讨论未来5G的框架和整体目标,其中对5G的需求展望、应用场景和各项重要性能指标做了详细说明。针对5G中的新需求，ITU的报告ITU-R M.[IMT.FUTURETECHNOLOGY TRENDS]提供了针对5G的技术趋势相关的信息，旨在解决系统吞吐量显著提升、用户体验一致性、扩展性以支持IoT、时延、能效、成本、网络灵活性、新兴业务的支持和灵活的频谱利用等显著问题。

调制波形和多址方式是无线通信空中接口(Air-interface)设计的重要基础，在5G也不会例外。当前，多载波调制技术家族(Multi-carrierModulation,MCM)中的典型代表正交频分复用(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing,OFDM)被广泛地应用于广播式的音频和视频领域以及民用通信系统中，例如第三代移动通信合作伙伴项目(3rdGeneration Partnership Project，3GPP)制定的Evolved UniversalTerrestrial Radio Access(E-UTRA)协议对应的长期演进(Long TermEvolution，LTE)系统，欧洲的数字视频(Digital Video Broadcasting,DVB)和数字音频广播(Digital Audio Broadcasting,DAB)、甚高速数字用户环路(Very-high-bit-rate Digital Subscriber Loop,VDSL)、IEEE802.11a/g无线局域网(Wireless Local Area,WLAN)、IEEE802.22无线城域网(Wireless Regional Area Network,WRAN)和IEEE802.16全球微波互联接入(World Interoperability for Microwave Access,WiMAX)等等。OFDM技术的基本思想是将宽带信道划分为多个并行的窄带子信道/子载波，使得在频率选择性信道中传输的高速数据流变为在多个并行的独立平坦子信道上传输的低速数据流，因此大大增强了系统抵抗多径干扰的能力。并且，OFDM可以利用快速反傅里叶变换和快速傅里叶变换(IFFT/FFT)实现简化的调制和解调方式。此外，通过添加循环前缀(Cyclic Prefix,CP)使跟信道的线性卷积变为圆周卷积，从而根据圆周卷积的性质，当CP长度大于信道最大多径时延时，利用简单的单抽头频域均衡就可实现无符号间干扰(Inter-symbolInterference,ISI)接收,从而降低接收机处理复杂度。虽然基于CP-OFDM调制波形能很好的支持4G时代的移动宽带(MobileBroadband,MBB)业务需求，不过由于5G将面临更具挑战的和更丰富的场景，这使得CP-OFDM在5G的场景中出现很大的限制或者不足之处，主要表现在：(1)添加CP来抵抗ISI在5G低时延传输的场景会极大的降低频谱利用率，因为低时延传输将极大缩短OFDM的符号长度，而CP的长度只是受制于信道的冲击响应，那么CP的长度跟OFDM的符号长度之比会大大增加，这样的开销造成频谱效率损失非常大，是难以接受的。(2)严格的时间同步要求在5G的IoT场景中会造成很大的闭环同步维护所需的信令开销，而且严格的同步机制造成数据帧结构无弹性，不能很好的支持多种业务的不同的同步需求。(3)OFDM采用矩形脉冲成形(Rectangular Pulse)使得其频域旁瓣滚降很慢，造成很大的带外泄露。因此OFDM对频偏(Carrier FrequencyOffset，CFO)非常敏感。然而5G将会有很多的碎片化频谱灵活接入/共享的需求，OFDM的高带外泄露极大的限制了频谱接入的灵活性或者说需要很大的频域保护带从而降低了频谱的利用率。这些不足主要是由其自身的固有特性造成的，尽管通过采取一定的措施，可以降低这些缺点造成的影响，但同时会增加系统设计的复杂度，且无法从根本上解决问题。

正因为如此，如ITU的报告ITU-R M.[IMT.FUTURETECHNOLOGY TRENDS]所述，一些新波形调制技术(基于多载波调制)被纳入5G的考虑范围之内。其中，基于滤波器组的多载波(FilterBank Multiple Carrier，FBMC)调制技术成为热点研究对象之一，由于其提供了成型滤波器(Prototype Filter)设计的自由度，可以采用时频域聚焦性(Time/frequency Localization,TFL)很好的滤波器对传输波形进行脉冲成型，使得传输信号能表现出多种较优的特性，包括不需要CP来对抗ISI从而提高频谱效率，较低的带外泄露从而很好的支持灵活的碎片化频谱接入，以及对频偏不敏感的特性。比较典型的FBMC系统通常使用一种叫做偏置正交幅度调制(Offset QuadratureAmplitude Modulation，OQAM)的技术来达到频谱效率最大化，所以通常称这种技术为FBMC/OQAM系统，也可称作OFDM/OQAM系统。关于FBMC如何用于数字通信可以简单参考一篇早期文献“Analysisand design of OFDM/OQAM systems based on filter bank theory”,IEEETransactions on Signal Processing,Vol.50,No.5,2002.

FBMC有一些OFDM不具备的好的特性从而在5G研究中获得关注，不过其本身固有的一些缺点使得其在无线通信系统中应用也存在着不少挑战，这些急需解决的挑战正在被不断的研究中。其中一个显著的问题就是FBMC采用的滤波器会造成时域波形有较长的拖尾效应(Tail Effect)，也叫做转换时间问题(Transition Period Problem)。在上行多用户基于短数据块(数据帧)传输时，如果数据块长度包含拖尾效应来避免拖尾跟其他数据块的重叠，那么有效时间内传输的符号数就会减少，这就极大的降低了频谱效率。所以有观点认为FBMC只适合长数据传输。相反如果数据块长度不包含拖尾，那就意味着拖尾部分跟其他数据块(尤其是来自其他用户的数据块)会重叠，处理不好就会造成很大的块间干扰，从而也会降低频谱的使用效率。除了多用户干扰，在一个时分双工(Time Division Duplexing：TDD)系统中，系统的上下行转换时间也需要适当的增加以避免拖尾效应产生不必要的上下行串扰，这也使得系统的频谱效率进一步降低。目前有的方法就是对拖尾部分进行截断，从而避免跟其他数据块重叠，但是对波形进行截断会造成信号失真，同样会影响到频谱效率。此外截断的信号频谱会造成扩展，产生子载波间(Inter-carrier Interference,ICI)的干扰，这样的直接截断不是一种有效的方法。

综上所述，要提升FBMC在5G候选技术中的竞争力，除了开发其优势特征外，还需要解决其自身的不足。针对5G中的多种场景特别是IoT场景下的零散短数据块传输(Sporadic Access)的业务模式，非常有必要通过有效的方法来解决FBMC的拖尾效应对无线通信系统带来的问题。

发明内容

针对数据块的传输时FBMC系统中的拖尾问题，目前尚未有一种非常有效的方法来减少拖尾效应对系统带来的影响。为此，本申请提供了一种有效的拖尾抑制方法可以在保障良好的信号接收性能和频谱泄露特性的情况下减少拖尾效应带来的额外开销，从而最大化FBMC系统的频谱效率。

第一方面，提供了一种基于滤波器组多载波调制的信号发送方法。该方法包括：对包括一个或多个符号的数据块中的预定符号进行预处理；对经过预处理的数据块进行滤波器组多载波调制；截断已调制的数据块的部分或全部拖尾数据；以及发送截断后的已调制的数据块；其中所述预定符号是受所述截断影响的符号。

在一些实施例中，所述预处理包括：对所述预定符号进行预编码操作。

在一些实现中，所述预编码操作所使用的预编码矩阵根据所述滤波器组多载波调制中使用的滤波器参数和所述截断中使用的参数来确定。

在一些实现中，所述截断中使用的参数包括：预定义的截断长度。

在一些实现中，所述预编码矩阵的尺寸为N×N或者N₀×N₀，N是调度的子载波个数，N₀<N为一个固定的值，其中N₀×N₀的预编码矩阵被重复用于对所述预定符号中N₀个子载波信号的预编码以完成对所有N个子载波信号的预编码。

在一些实现中，所述预编码矩阵是以下任一：基于截断后产生的载波间干扰矩阵的逆矩阵；以及使用最小均方误差MMSE准则估计的所述载波间干扰矩阵的伪逆矩阵。

在一些实现中，所述预编码操作基于所述预定符号使用的调制阶数而进行动态调整。

在一些实现中，所述动态调整包括：当所述预定符号使用低阶调制方式时，禁用所述预编码操作；以及当所述预定符号使用高阶调制方式时，启用所述预编码操作。

在另一些实施例中，所述预处理包括：将所述数据块中所需要的参考信号分配到所述预定符号上。

在一些实现中，将所述数据块中所需要的参考信号分配到所述预定符号上包括：将所述参考信号中的保护符号或干扰对消符号分配到所述预定符号上。

在又一些实施例中，所述预处理包括：将所述数据块中需要低阶调制方式的信道分配到所述预定符号上。

在一些实现中，需要低阶调制的信道包括控制信道。

在再一些实施例中，所述预处理包括：当所述数据块为重传数据块时，将初始传输数据块中非预定符号上的数据分配到所述预定符号上。

附加的，在一些实施例中，所述截断包括：选择截断长度，使得截断后的数据块长度满足一个整数单位。

附加的，在一些实施例中，所述截断包括以下至少一项：将部分或全部拖尾数据置零；和对部分或全部拖尾数据进行加窗操作。

在一些实现中，所述截断包括选择置零和/或加窗长度，使得满足以下至少一项条件：截断后的数据块的邻频泄露不超过预定阈值；以及来自一个用户或多个用户的多个数据块在时域上的块间干扰不超过预定水平。

第二方面，提供了一种基于滤波器组多载波调制的信号接收方法。该方法包括：根据预定义的截断长度接收数据块内的一个或多个符号；以及使用基于滤波器组多载波的解调方式解调每个符号。

在一些实施例中，根据预定义的截断长度接收数据块内的一个或多个符号，包括：当接收到受到截断操作影响的预定符号时，仅接收在发送时未被截断的符号部分。

在一些实施例中，使用基于滤波器组多载波的解调方式解调每个符号，包括：针对受到截断操作影响的预定符号，根据所述预定义的截断长度对所述未被截断的符号部分进行补零，以获得具有未截断时的符号长度的符号；以及对所述具有未截断时的符号长度的符号进行基于滤波器组多载波的解调。

第三方面，提供了一种发送装置。该发送装置包括：预处理单元，配置用于对包括一个或多个符号的数据块中的预定符号进行预处理；调制单元，配置用于对经过预处理的数据块进行滤波器组多载波调制；截断单元，配置用于截断已调制的数据块的部分或全部拖尾数据；以及发送单元，配置用于发送截断后的已调制的数据块；其中所述预定符号是受所述截断影响的符号。

第四方面，提供了一种接收装置。该接收装置包括：接收单元，配置用于根据预定义的截断长度接收数据块内的一个或多个符号；以及解调单元，配置用于使用基于滤波器组多载波的解调方式解调每个符号。

应当注意，第一方面的对应实施例也可以应用于第三方面，同样的，第二方面的实施例可以应用于第四方面。

根据本申请中描述的技术的特定实施例，通过在截断之前对受截断影响的符号进行预处理，可以有效抑制由于截断导致的拖尾效应，从而保障良好的信号接收性能和频谱泄露特性，最大化滤波器组多载波(FBMC)系统的频谱效率。

附图说明

通过阅读参照以下附图所作的对非限制性实施例所作的详细描述，本申请的其它特征、目的和优点将会变得更明显：

图1示出了生成FBMC/OQAM信号的示意性框图；

图2示出了根据本申请实施例的基于滤波器组多载波调制的信号发送方法的示例性流程200；

图3示出了数据块和符号截断的示意性图示；

图4示出了使用本申请实施例的预编码方法的性能仿真结果示意图；

图5示出了一个数据块的参考信号分配示意图；

图6示出了一个包含置零保护符号的参考信号分配示意图；

图7示出了一个原始发送数据块和重传数据块的分配示意图；

图8示出了两种截断方法的示意图；

图9示出了两种截断方法的频域响应示意图；

图10示出了采用加窗截断时多个数据块之间的重叠的示意图；

图11示出了在多用户上行场合中应用本申请实施例的示意图；

图12示出了在TDD系统中应用本申请实施例的示意图；

图13示出了根据本申请实施例的基于滤波器组多载波调制的信号接收方法的示例性流程1300；

图14示出了可以配置用于实践本申请的示例性实施例的发送装置的示意性框图；以及

图15示出了可以配置用于实践本申请的示例性实施例的接收装置的示意性框图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本申请作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释相关发明，而非对该发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与有关发明相关的部分。

需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本申请。

采用基于滤波器组多载波(FBMC)技术的调制方式，可以获得具有更好时频聚焦性的信号波形，例如基于各向同性正交变换算法(Isotropic Orthogonal Transform Algorithm，IOTA)、基于扩展高斯函数(Extended Gaussian Function，EGF)和欧洲PHYDYAS等原型滤波器函数。FBMC使用时频域聚焦性(Time/Frequency Localization,TFL)很好的成型滤波器对每个子载波的信号进行脉冲成型(Pulse Shaping)，这使得：1)FBMC可以不需要CP也能极大抑制多径带来的ISI,不仅相对OFDM能带来更高的频谱效率和能量效率，同时可以在更大的时间误差下获得良好的接收可靠性，从而允许非严格同步的传输；以及2)得益于良好的频率聚焦性，FBMC可以在极窄的频率资源内传输信号并保持非常低的带外泄露，从而可以较好的抑制由于多普勒或相位噪声等带来的载波间干扰(ICI)。因此，FBMC在认知无线电、碎片化的频带接入和非同步传输等场景上拥有极大的潜力。

为获得FBMC的最高频谱效率，需要使用偏置正交幅度调制(OQAM：Offset Quadrature Amplitude Modulation)技术,称为FBMC/OQAM或OFDM/OQAM，本文后续全部简称为OQAM。在OQAM中，一个QAM符号被分成两路信号，分别被交替调制到一个子载波的实部或虚部并通过在时间上交错的方法发送。在接收端，如果没有信道的影响，交替提取每个子载波上信号的实部或虚部，即可恢复发送信号。

图1示出了生成FBMC/OQAM信号的示意性框图。

如图1所示，输入的复数调制数据，例如复数QAM(QuadratureAmplitude Modulation)符号经串/并变换模块101进行串并变换后得到M路并行数据，M是子载波的个数。每路信号又被分为两路，分别通过实部提取模块102和虚部提取模块103提取其实部和虚部。继而，实部信号和虚部信号分别通过逆快速傅里叶变换模块104进行调制。调制后的信号送到合成滤波器组模块105中进行脉冲成型。最后，将实部和虚部信号进行组合，并经并/串变换模块106输出OAQM信号。

从OQAM信号的公式表示可以很容易理解图1中各模块的作用。时域连续(Continuous-time)的多载波FBMC/OQAM信号的基带等同形式可以用下面的公式(1)表达：

其中：(·)_m,n表示频时点(Frequency-time Point)，a_m,n为在第n个符号的第m个子载波上发送的实数调制信号，也就是脉冲幅度调制(PAM)符号,a_m，n为符号周期为τ＝2τ₀的复数QAM符号的实部或虚部值，例如 和分别为取实虚部；j是虚数符，j^m+n表示实虚交替,在图1中由θ_m,n表示；M为偶数，表示子载波个数；Z为发送的符号集合；v₀为子载波间隔；τ₀为OQAM的符号周期，τ₀＝τ/2＝1/(2v₀)；g是原型滤波器函数，其时域冲击响应长度一般为τ的K倍，这样的话导致相邻的(2K-1)个符号的时域波形会部分重叠，所以K通常也称为滤波器的重叠因子(Overlapping Factor)，g_m,n(t)为调制a_m，n的整体合成滤波器函数(Synthesis Filter)。可以看出，OQAM的符号率是传统OFDM符号率的2倍并且不附加循环前缀CP，而由于OQAM的调制是实数的，每个OQAM符号的信息量是传统OFDM的一半。也就是说，一个OQAM系统的信号传输率与一个不带CP的OFDM系统相同。

OQAM的实数域正交性是通过设计原型滤波器函数g来实现的。发送端的合成滤波器函数和接收端的分析滤波器函数的内积(InnerProduct)需要满足或者近似满足公式(2)，也就是原型滤波器需要：

其中*代表复数共轭，为取实部操作，<·|·>表示内积，如果m＝m′，n＝n′则δ_m,m'＝1，δ_n,n'＝1，否则为0，也就是说如果m≠m′或n≠n′，则内积为纯虚数项。为了描述方便把内积用表示。很显然不同子载波和不同符号之间的信号本身造成的是纯虚部干扰，那么FBMC/OQAM调制的信号s(t)经过一个无失真(Distortion-free)信道时,对接收的信号用与发送合成滤波器(Synthesis Filter,SF)g_m,n(t)相匹配的接收分析滤波器组(Analysis Filter，AF)g^* _m,n(t)按照公式(3)进行简单操作，就可以把原始发送的实数信号a_m,n完美的重构(PerfectReconstruction，PR)出来，η₀是噪声项，紧接着合成复数QAM信号就可以解调出原始数据。

如前面所提到的，FBMC的一个显著问题是其采用的滤波器会造成时域波形有较长的拖尾效应。如果对拖尾部分进行截断，又会造成信号失真，同样也会影响到频谱效率。

图2示出了根据本申请实施例的基于滤波器组多载波调制的信号发送方法的一个示例性流程200。

如图2所示，在步骤201中，对包括一个或多个符号的数据块中的预定符号进行预处理。

接着，在步骤202中，对经过预处理的数据块进行滤波器组多载波调制。

继而，在步骤203中，截断已调制的数据块的部分或全部拖尾数据。

最后，在步骤204中，发送截断后的已调制的数据块。

在预处理步骤201中，预定符号是将受截断影响的符号。例如，预定符号是靠近截断位置的符号，诸如第一个和最后一个符号，其将由于截断操作而导致信号失真。

通过在截断之前对将受截断影响的符号进行预处理，可以有效抑制由于截断导致的拖尾效应，从而保障良好的信号接收性能和频谱泄露特性，最大化滤波器组多载波(FBMC)系统的频谱效率。

可以采取多种方式对预定符号进行预处理。下面将结合具体实施例来描述根据本申请实施方式的信号发送方法。

实施例一

在本实施例中，对预定符号进行预处理包括对预定符号进行预编码操作，也即对频域多载波信号进行预编码操作，用以抵消后续的截断操作带来的干扰。

为了便于理解，首先分析未对预定符号进行预处理时，截断操作所带来的干扰。

例如，考虑一个系统使用M＝256个子载波，数据块包含28个OQAM符号(Z＝{0,1,2,...,27})，重叠因子为K＝4，滤波器参数使用PHYDYAS滤波器。滤波器的时域响应可以表示为：

$g\left(0\right)=0,g\left(l\right)=1-1.94392\cos \left(\frac{2\mathrm{\&pi;l}}{L_g}\right)+1.414\cos \left(\frac{4\mathrm{\&pi;l}}{L_g}\right)-0.47029\cos \left(\frac{6\mathrm{\&pi;l}}{L_g}\right),1\&le;l\&le;L_g-1$

此处，L_g＝KM＝1024。

此时，数据块的时域样点数为(14×M+(K-1)×M+M/2)。相对而言，一个速率相同的不包含CP的OFDM数据块(14个OFDM符号)包含14×M个时域样点。比较两者，OQAM调制方式多出了(K-1)×M+M/2个时域样点，其中(K-1)×M个样点是由于使用了KM个时域样点的成型滤波器的波形造成的，另外M/2个样点为OQAM调制的IQ两路延迟造成的。总体上，可以将这些样点看做OQAM的拖尾效应。如果在OQAM数据块两侧各截断(K-1)×M/2+M/4个样点，则OQAM调制的拖尾效应被完全消除。然而，这种截断由于对波形，尤其是靠前和靠后的OQAM符号波形造成较大影响，从而使得数据块的接收性能下降。

图3中的(a)图示出了一个数据块截断的示意图，两侧各截断400个样点。(a)图中的左图为完整数据块的信号波形，右图为截断后的数据块的信号波形。

图3中的(b)图示出了图3(a)中的数据块中第一个OQAM符号所受到的截断，其中该符号前部被截断400个样点。(a)图中的左图为该OQAM符号的完整波形，右图为截断后的该OQAM符号的波形。图3所示的截断操作为直接将截断区间的信号置零。

定义[d1,d2j,...,dNj]^T为调制在该符号上实虚交替的信号，其中d为纯实数信号，j是虚数符。在没有信道和噪声的影响下，接收到的信号为[e1,e2,...,eN]^T，其中e为复数信号。发射信号和接收信号的关系可由公式(4)描述：

其中，

为干扰矩阵。

β为一个载波对相邻载波的ICI干扰系数，为纯实数。注意，此处只考虑了ICI而没有考虑ISI，这是由于在后续的分析中，ICI占据了截断操作的主导影响。由公式(4)可知，由于干扰矩阵的对角元素为1并且干扰系数β为实数，接收机收到的干扰可以由提取实虚部完成。当对信号实施图3中的截断操作时，接收信号将受到ICI的影响并且提取实虚部无法消除该ICI。此时信号模型可由公式(5)表示为：

此处α,γ,为复数。由公式(5)可知，对[e1,e2,...,eN]^T取实虚部无法恢复发送信号[d1,d2,...,dN]^T。定义信号则可得公式(6)：

其中，

为等效干扰矩阵。

其中α',γ',为纯实数，此时等效干扰矩阵为一个由纯实数构成的矩阵。也就是说，接收端提取实虚部后的PAM信号等于原始PAM信号乘以一个纯实数的等效干扰矩阵。

因此，在本实施例中，可以在发送端使用预编码矩阵对发射信号进行预编码以克服截断操作带来的干扰。

对发射信号的预编码操作例如可以表示为公式(7)：

$\left[\begin{array}{c}{d1}^{\&prime;}\\ {d2}^{\&prime;}\\ .\\ .\\ .\\ {\mathrm{dN}}^{\&prime;}\end{array}\right]=\left[P\right]\left[\begin{array}{c}d1\\ d2\\ .\\ .\\ .\\ \mathrm{dN}\end{array}\right]---\left(7\right)$

其中，[P]为N×N的预编码矩阵。随后，发送端使用OQAM调制发送实虚交替的[d1',d2'j,...,dN'j]。因此，选取合适的预编码矩阵[P]可以有效克服由于截断带来的ICI干扰。可以理解，由于等效干扰矩阵与滤波器组多载波调制中所使用的滤波器参数和截断操作中所使用的参数有关，因此为了抵消截断操作带来的干扰的预编码操作所使用的预编码矩阵也由滤波器组多载波调制中所使用的滤波器参数和截断操作中所使用的操作来决定。

在一种实现中，使用迫零法则(Zero Forcing)来确定预编码矩阵。这是一种简单且高效的方式。该实现中的预编码矩阵为：P＝(I')^-1，也即截断后产生的载波间干扰矩阵的逆矩阵。当预定义的截断长度和滤波器参数确定的情况下，等效干扰矩阵I'就可以通过离线计算或仿真获得。因此，发射端就可以使用基于I'计算预编码矩阵(例如P＝(I')^-1)并对受到截断影响的特定符号进行预编码。

在另一种实现中，使用估计方法，例如使用MMSE(最小均方误差)准则来估计预编码矩阵。通过MMSE准则估计的预编码矩阵是截断后产生的载波间干扰矩阵的伪逆矩阵。

由以上分析可知，预编码矩阵仅与滤波器参数和截断的长度有关，因此预编码矩阵的计算可以离线操作，这大大降低了算法实施的复杂度。

在一些实施例中，预编码矩阵的尺寸为N×N，其中N为调度的子载波个数。当N较大时，预编码操作(例如公式(7))仍需要较高的复杂度。

可选地，在一些实现中，预编码操作所使用的预编码矩阵可以是一个固定尺寸的矩阵。该矩阵对固定长度的子载波块进行预编码，重复该固定尺寸预编码以完成对所有子载波信号的预编码。由于OQAM调制的良好频率聚焦性，这使得大部分干扰集中在相邻载波附近，也就是干扰矩阵仅在对角元素附近有非零取值。因此，一种低复杂度的方法为仅使用一个固定的较小尺寸的预编码矩阵，例如该固定尺寸的预编码矩阵可以表示为：

$P_{N_0}={\left(I_{N_0}\right)}^{-1}---\left(8\right)$

其中为N₀×N₀的预编码矩阵，N₀<N为一个固定的最小预编码单位尺寸。

举例而言，在LTE系统中一个物理资源块PRB为最小调度单位，包含12个子载波。因此N₀＝12可以作为一种合适的取值。为N₀×N₀的矩阵，其元素等于I'的1到N₀行和1到N₀列，即：

$I_{N_0}(m,n)=I^{\&prime;}(m,n),m=\mathrm{1,2},...,N_0,n=\mathrm{1,2},...,N_0---\left(9\right)$

因此，发射端每次可以使用对N₀个子载波进行预编码，并且重复预编码直到将所有N个子载波预编码。这样矩阵运算的复杂度可以得到大幅度降低，尤其在载波数较多的情况下。

在传输系统中，发射端往往可以根据信道信息动态调整调制和编码方式。当数据块采取较低的调制方式时，例如使用BPSK或QPSK调制，截断操作对信号解调的影响可以忽略不计。因此，在一些实现中，预编码操作可以基于数据块中的符号所使用的调制编码方式进行动态调整。例如，当符号使用低阶调制方式时，可以不执行预编码操作，例如关闭、禁用或绕开预编码模块；当符号使用高阶调制方式时，可以执行预编码操作，例如打开或启用预编码模块。

图4示出了使用本实施例的预编码方法的性能仿真结果示意图。在图示的仿真中，系统使用M＝256个子载波，重复系数为K＝4，数据块包含28个OQAM符号，滤波器为PHYDYAS滤波器，信道为ETU信道，调制方式为64QAM。图4分别示出了未进行预编码的截断、进行本申请实施例的预编码的截断以及未进行截断的系统性能仿真结果。如图4所示，当对系统进行截断(在此仿真中，例如两侧各截断(K-1)×M/2+M/4＝448个样点)操作时，系统的误码率BER在高信噪比SNR时遭受到性能下降。在使用预编码的方法时，在此示例仿真中，仅对第一个符号和最后一个符号使用上述低复杂度的预编码，也即采用固定小尺寸的预编码矩阵(N₀＝12)，可以看到由于截断带来的性能下降消失了。因此，使用本申请实施例提供的预编码方法可以有效对抗截断数据块带来的性能影响。

实施例二

在本实施例中，对预定符号进行预处理包括针对待传输的数据块的不同情况，选择分配到该预定符号上的信号。

在一种实现中，预处理可以包括将一个数据块中所需要的参考信号分配到将受截断操作影响的预定符号上。

一般而言，除了载荷数据，一个数据块必须分配特定的资源用来传输参考信号，从而使得接收端可以完成信道估计。由于参考信号为已知信号，同时截断操作带来的影响主要集中在造成的ICI上，而ICI也是已知，因此将参考信号分配到受截断影响的符号上仍然允许接收端完成信道估计。

图5示出了一个数据块的参考信号分配示意图。如图5所示，参考信号被分配在最外侧的两个符号中。在经过截断处理后，参考信号受到ICI干扰。这种干扰例如可以表示为公式(10)：

其中[r1,r2j,...,rNj]^T为原始参考信号向量。

在接收端，由于干扰矩阵和原始参考信号均为已知，接收端可以计算得到截断后的参考信号向量[e1,e2,...,eN]^T，并根据该参考信号向量进行信道估计，既：其中Y_n为频域第n个子载波上接收到的复数信号，为频域信道估计。

此外，在OQAM系统中，参考信号的设计往往需要考虑OQAM系统中的ISI干扰。因此一些参考信号设计提出使用特殊的保护符号。保护符号可以为置零的保护符号或其他生成用于抵消参考信号所受干扰的干扰对消符号。

因此，在一些实现中，将数据块中所需要的参考信号分配到将受截断操作影响的预定符号上包括将参考信号中的保护符号或干扰对消符号分配到该预定符号上。因此，在截断的数据块中，可以将置零的保护符号分配到截断的符号上。由于接收端不使用任何置零符号，所以截断将不会对系统造成任何影响。

图6示出了一个包含置零保护符号的参考信号分配示意图。由图6可知，置零保护符号受到截断影响，而参考信号则不受影响。其他使用干扰对消方法的参考信号设计也适用于类似的分配方式，使得仅用于干扰对消的符号受到截断影响。

在另一种实现中，预处理可以包括将一个数据块中需要低阶调制方式的信道分配到将受截断操作影响的预定符号上。

如前面提到的，在传输系统中，发射端往往可以根据信道信息动态调整调制和编码方式。当数据块采取较低的调制方式时，例如使用BPSK或QPSK调制，截断操作对信号解调的影响可以忽略不计。因此，可以将数据块中的需要低阶调制的信道，例如包括但不限于控制信道，分配在受截断影响的预定符号上。由于控制信道往往采用低阶调制方式，所以即使被截断，系统性能也不受太大影响。

在又一种实现中，预处理可以包括在发送一个重传数据块时，将初始传输数据块中非预定符号上的数据分配到受截断操作影响的预定符号上。

在采用重传机制(ARQ)的系统中，重传信号可以与原始信号进行软合并。由于截断操作对特定符号造成了影响，使得加载在这些符号上的数据易受到较强的干扰。因此，系统可以在重传数据块中采取交织的方法，使得不同的数据加载到重传数据块的特定符号中。

图7示出了一个原始发送数据块和重传数据块的分配示意图。如图7所示，在初始数据块中，第#1个和第#N个符号被分配在受截断影响的预定符号中。而在重传数据块中，第#2个和第#N-1个符号被分配在受截断影响的预定符号中。因此，在对两次传输进行软合并时，不会存在连续两次受到截断影响的数据。这样就可以避免同样的数据重复受到截断的影响从而导致解调性能下降。

可以理解，实施例一和实施例二中的预处理方法可以单独实施也可以组合实施。例如，在一种实现中，将数据块中的参考信号分配到将受截断影响的预定符号上，同时对预定符号进行预编码操作。这样，可以为参考信号减小或抵消截断操作带来的干扰。本领域技术人员可以理解，在不冲突的情况下，还可以进行各种其他组合，在此不再一一列举。

实施例三

在实施例一和实施例二中，所使用的截断为直接将截断区间的信号置零，也即将部分或全部拖尾数据置零。这种方法的优势在于可以有效缩短数据块的长度，然而其负面作用为对波形的破坏导致信号的频域聚焦性变差，带来较强的带外泄露。在本实施例中，截断操作可以包括对部分或全部拖尾数据进行加窗操作。在一种实现中，将截断区域部分样点置零并将剩余的部分样点进行加窗操作。以实施例一中的数据块为例。例如，数据块两侧各截断448个样点，可以选择置零200个样点，并对剩余248个样点进行加窗操作。

图8示出了两种截断方法的示意图，其中左图为直接置零截断方法，右图为置零和加窗截断方法。在图8的右图所示的置零和加窗截断方法中，对200个样点置零，对其余248个样点使用了汉明(Hamming)窗进行加窗。

为了比较两种截断方法的不同效果或作用，图9示出了两种截断方法的频域响应示意图。从图9中可以看出，对部分截断样点进行加窗操作可以让波形的频域响应快速滚降，从而获得较好的频域聚焦性，降低带外泄露。

当使用加窗的方法进行截断时，需要注意两个数据块间需要设置保护间距(Guard Period,GP)以避免块间干扰(IBI)。在不考虑采样误差和信道时延的情况下，两个数据块间的保护间距最小可以为加窗样点数，两个数据块的窗区域重叠。

图10示出了采用加窗截断时多个数据块之间的重叠的示意图。如图10所示，两个数据块(数据块1和数据块2)有248个样点的重叠，该重叠等于加窗的样点数。在接收端，由于加窗的样点属于截断区域，所以没有被接收，因此接收方法与采用置零截断法时的接收方法相同。

在一个具体的系统中，置零截断和加窗截断可以基于信道的时延特性，带外泄露要求以及数据块设计的要求等因素联合考虑。因此，在一些实施例中，可以选择置零长度和/或加窗长度，使得满足以下至少一项条件：截断后的数据块的邻频泄露不超过预定阈值；以及来自一个用户或多个用户的多个数据块在时域上的块间干扰不超过预定水平。

例如，基于实施例一，一种数据块设置可以为:一个1ms的数据块包含28个有效OQAM符号，并使用200个样点进行加窗操作，块间保护区间为256个样点，加窗的样点可以有效抑制带外泄露并且拥有56个样点用于避免信道延迟和同步误差带来的块间干扰。采样率则可以使用与LTE相同的3.84MHz。

在一些实施例中，可以选择截断长度，使得截断后的数据块长度满足一个整数单位。例如，整数单位可以是1ms,5ms,10ms等。

基于以上的设计，一个数据块就可以在有限的频谱开销下缩短数据块长度并保持良好的频域聚焦性。这样的数据块设计可以大大提升一个无线通信系统，尤其是上行多用户的情况或TDD系统情况下的频谱效率。

图11示出了在多用户上行场合中应用本申请实施例的示意图。图11中的上图为无截断的数据块，下图为根据本申请实施例的加窗截断的数据块。当多个用户交替传输时，为了避免块间干扰，在数据块两侧设置的保护区间需要长于两侧的拖尾效应。而使用了截断方法的数据块，块间的保护区间被大大缩短，从而使得频谱效率大大提升了。因此，截断的方法在上行多用户交替传输中可以提高频谱利用率。如果一个用户被连续调度多个数据块，则无需块间保护区域，也就是说在单用户连续传输的场景下，截断数据块对频谱效率的提升较小。

图12示出了在TDD系统中应用根据本申请实施例的示意图。图12中的上图为无截断的数据块，下图为根据本申请实施例的加窗截断的数据块。在TDD系统中，下行和上行时隙转换需要设置保护带以避免上下行之间的串扰。由于拖尾效应的影响，一个没有截断的数据块会加长对保护带或保护区间的需求，从而降低频谱利用率。如果将截断的方法应用在下行数据块的末尾符号和上行数据块的起始符号，则上下行保护带的长度可以缩短，从而提高频谱利用率。

上文结合附图对本申请各实施例提供的基于滤波器组多载波调制的信号发送方法进行了描述。按照本申请提供的实施例，通过在截断之前对受截断影响的符号进行预处理，可以有效抑制由于截断导致的拖尾效应，从而保障良好的信号接收性能和频谱泄露特性，最大化FBMC系统的频谱效率。对应地，本申请还提供了相应的信号接收方法。

图13示出了根据本申请实施例的基于滤波器组多载波调制的信号接收方法的示例性流程图1300。

如图13所示，在步骤1310中，根据预定义的截断长度接收数据块内的一个或多个符号。

在接收端，由于发射端对发送数据块进行了截断操作，因此接收信号可以仅接收有效数据以避免干扰。由于截断长度为预定义，所以接收端在准确的时间同步下可以仅接收截断后的数据块。换言之，在接收或采样受到截断操作影响的预定符号时，仅接收或采样在发射端未被截断的符号部分。例如，实施例一中的发射端截断了每侧各448个样点，因此接收端只需要接收14×M＝3584个样点。

接着，在步骤1320中，使用基于滤波器组多载波的解调方式解调每个符号。

在一些实现中，当在发送端进行预编码处理时，使用基于滤波器组多载波的解调方式解调每个符号可以包括：步骤1321，针对受到截断操作影响的预定符号，根据预定义的截断长度对未被截断的符号部分进行补零，以获得具有未截断时的符号长度的符号；以及步骤1322，对补零后具有未截断时的符号长度的符号进行基于滤波器组多载波的解调，也即传统的OQAM解调。

由于发送端进行了预编码处理，接收端不再需要额外的处理，在补零操作之后即可按照传统OQAM解调方式检测信号。

当在发送端采用置零截断时，可以按照上述方法对接收的未被截断的符号部分进行补零再执行解调。当在发送端采用加窗截断时，由于加窗的样点属于截断区域，所以没有被接收，因此接收方法可以与采用置零截断法时的接收方法相同。

在另一些实现中，当在发送端对预定符号的预处理包括针对待传输的数据块的不同情况，选择分配到该预定符号上的信号时，针对分配到该预定符号上的信号可以采取相应的接收方法。

当对预定符号的预处理为将一个数据块中所需要的参考信号分配到将受截断操作影响的预定符号上时，在接收端，由于原始参考信号为已知信号，并且截断操作带来的ICI也已知，也即干扰矩阵是已知的，因此接收端可以计算得到截断后的参考信号向量，并根据该参考信号向量进行信道估计。

当对预定符号的预处理为将一个数据块中需要低阶调制方式的信道分配到将受截断操作影响的预定符号上时，由于截断操作对低阶调制的数据块的信号解调的影响可以忽略不计，因此可以按照常规方式进行解调接收。

当对预定符号的处理包括在发送一个重传数据块时，将初始传输数据块中非预定符号上的数据分配到受截断操作影响的预定符号上时，在接收端，将重传信号与原始信号进行软合并，这样就不会存在连续两次收到截断影响的数据。因此，可以按照常规方式进行解调接收。

图14示出了可以配置用于实践本申请的示例性实施例的发送装置的示意性框图。

如图14所示，发送装置1400包括：预处理单元1410，调制单元1420，截断单元1430和发送单元1440。

预处理单元1410配置用于对包括一个或多个符号的数据块中的预定符号进行预处理，其中预定符号是将受截断操作影响的符号。

在一些实施例中，预处理单元1410配置用于对预定符号进行预编码操作。预编码操作所使用的预编码矩阵根据滤波器组多载波调制中使用的滤波器参数和截断操作中使用的参数来确定。

在另一些实施例中，预处理单元1410配置用于将数据块中所需要的参考信号分配到预定符号上。

在又一些实施例中，预处理单元1410配置用于将数据块中需要低阶调制方式的信道分配到预定符号上。

在再一些实施例中，预处理单元1410配置用于当数据块为重传数据块时，将初始传输数据块中非预定符号上的数据分配到预定符号上。

调制单元1420配置用于对经过预处理的数据块进行滤波器组多载波调制。

截断单元1430配置用于截断已调制的数据块的部分或全部拖尾数据。

在一些实施例中，截断单元1430还配置用于选择截断长度，使得截断后的数据块长度满足一个整数单位。

在一些实施例中，截断单元1430配置用于通过以下至少一项来执行截断操作：将部分或全部拖尾数据置零；和对部分或全部拖尾数据进行加窗操作。置零长度和/或加窗长度可以选择以使得满足以下至少一项条件：截断后的数据块的邻频泄露不超过预定阈值；以及来自一个用户或多个用户的多个数据块在时域上的块间干扰不超过预定水平。

发送单元1440配置用于发送截断后的已调制的数据块。

应当理解，包含在发送装置1400中的各单元和子单元被配置用于实践本文公开的示例性实施例。因此，上面结合图2-图12描述的操作和特征也适用于发送装置1400及其中的单元/子单元，在此省略其详细描述。

图15示出了可以配置用于实践本申请的示例性实施例的接收装置的示意性框图。

如图15所示，接收装置1500包括接收单元1510和解调单元1520。

接收单元1510配置用于根据预定义的截断长度接收数据块内的一个或多个符号。接收单元1510可以进一步配置用于在接收或采样受到截断操作影响的预定符号时，仅接收或采样在发射端未被截断的符号部分。

解调单元1520配置用于使用基于滤波器组多载波的解调方式解调每个符号。

在一些实现中，当在发送端进行预编码处理时，解调单元1520可以配置用于：针对受到截断操作影响的预定符号，根据预定义的截断长度对未被截断的符号部分进行补零，以获得具有未截断时的符号长度的符号；以及对补零后具有未截断时的符号长度的符号进行基于滤波器组多载波的解调，也即传统的OQAM解调。

应当理解，包含在接收装置1500中的各单元和子单元被配置用于实践本文公开的示例性实施例。因此，上面结合图13描述的操作和特征也适用于接收装置1500及其中的单元/子单元，在此省略其详细描述。

描述于本申请实施例中所涉及到的单元或模块可以通过软件的方式实现，也可以通过硬件的方式来实现。所描述的单元或模块也可以设置在处理器中，例如，可以描述为：一种处理器包括预处理单元。其中，这些单元或模块的名称在某种情况下并不构成对该单元或模块本身的限定，例如，预处理单元还可以被描述为“用于对包括一个或多个符号的数据块中的预定符号进行预处理的单元”。

作为另一方面，本申请还提供了一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质可以是上述实施例中基站或通信设备中所包含的计算机可读存储介质；也可以是单独存在，未装配入设备中的计算机可读存储介质。计算机可读存储介质存储有一个或者一个以上程序，所述程序被一个或者一个以上的处理器用来执行描述于本申请的蜂窝网接入方法。

以上描述仅为本申请的较佳实施例以及对所运用技术原理的说明。本领域技术人员应当理解，本申请中所涉及的发明范围，并不限于上述技术特征的特定组合而成的技术方案，同时也应涵盖在不脱离所述发明构思的情况下，由上述技术特征或其等同特征进行任意组合而形成的其它技术方案。例如上述特征与本申请中公开的(但不限于)具有类似功能的技术特征进行互相替换而形成的技术方案。

Claims (21)

1.一种基于滤波器组多载波调制的信号发送方法，其特征在于，所述方法包括：

对包括一个或多个符号的数据块中的预定符号进行预处理；

对经过预处理的数据块进行滤波器组多载波调制；

截断已调制的数据块的部分或全部拖尾数据；以及

发送截断后的已调制的数据块；

其中所述预定符号是受所述截断影响的符号。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述预处理包括：

对所述预定符号进行预编码操作。

3.根据权利要求2所述的方法，其中，所述预编码操作所使用的预编码矩阵根据所述滤波器组多载波调制中使用的滤波器参数和所述截断中使用的参数来确定。

4.根据权利要求3所述的方法，其中，所述截断中使用的参数包括：预定义的截断长度。

5.根据权利要求3或4所述的方法，其中，所述预编码矩阵的尺寸为N×N或者N₀×N₀，N是调度的子载波个数，N₀<N为一个固定的值，其中N₀×N₀的预编码矩阵被重复用于对所述预定符号中N₀个子载波信号的预编码以完成对所有N个子载波信号的预编码。

6.根据权利要求3-5任一所述的方法，其中，所述预编码矩阵是以下任一：

基于截断后产生的载波间干扰矩阵的逆矩阵；以及

使用最小均方误差MMSE准则估计的所述载波间干扰矩阵的伪逆矩阵。

7.根据权利要求2-6任一所述的方法，其中，所述预编码操作基于所述预定符号使用的调制阶数而进行动态调整。

8.根据权利要求7所述的方法，其中，所述动态调整包括：

当所述预定符号使用低阶调制方式时，禁用所述预编码操作；以及

当所述预定符号使用高阶调制方式时，启用所述预编码操作。

9.根据权利要求1-8任一所述的方法，其中，所述预处理包括：

将所述数据块中所需要的参考信号分配到所述预定符号上。

10.根据权利要求9所述的方法，其中，所述将所述数据块中所需要的参考信号分配到所述预定符号上包括：

将所述参考信号中的保护符号或干扰对消符号分配到所述预定符号上。

11.根据权利要求1-8任一所述的方法，其中，所述预处理包括：

将所述数据块中需要低阶调制方式的信道分配到所述预定符号上。

12.根据权利要求11所述的方法，其中，所述需要低阶调制的信道包括控制信道。

13.根据权利要求1-8任一所述的方法，其中，所述预处理包括：

当所述数据块为重传数据块时，将初始传输数据块中非预定符号上的数据分配到所述预定符号上。

14.根据权利要求1-13任一所述的方法，其中，所述截断包括：

选择截断长度，使得截断后的数据块长度满足一个整数单位。

15.根据权利要求1-13任一所述的方法，其中，所述截断包括以下至少一项：

将部分或全部拖尾数据置零；和

对部分或全部拖尾数据进行加窗操作。

16.根据权利要求15所述的方法，其中，所述截断包括选择置零和/或加窗长度，使得满足以下至少一项条件：

截断后的数据块的邻频泄露不超过预定阈值；以及

来自一个用户或多个用户的多个数据块在时域上的块间干扰不超过预定水平。

17.一种基于滤波器组多载波调制的信号接收方法，其特征在于，所述方法包括：

根据预定义的截断长度接收数据块内的一个或多个符号；以及

使用基于滤波器组多载波的解调方式解调每个符号。

18.根据权利要求17所述的方法，其中，根据预定义的截断长度接收数据块内的一个或多个符号，包括：

当接收到受到截断操作影响的预定符号时，仅接收在发送时未被截断的符号部分。

19.根据权利要求18所述的方法，其中，使用基于滤波器组多载波的解调方式解调每个符号，包括：

针对受到截断操作影响的预定符号，根据所述预定义的截断长度对所述未被截断的符号部分进行补零，以获得具有未截断时的符号长度的符号；以及

对所述具有未截断时的符号长度的符号进行基于滤波器组多载波的解调。

20.一种发送装置，其特征在于，所述发送装置包括：

预处理单元，配置用于对包括一个或多个符号的数据块中的预定符号进行预处理；

调制单元，配置用于对经过预处理的数据块进行滤波器组多载波调制；

截断单元，配置用于截断已调制的数据块的部分或全部拖尾数据；以及

发送单元，配置用于发送截断后的已调制的数据块；

其中所述预定符号是受所述截断影响的符号。

21.一种接收装置，其特征在于，所述接收装置包括：

接收单元，配置用于根据预定义的截断长度接收数据块内的一个或多个符号；以及

解调单元，配置用于使用基于滤波器组多载波的解调方式解调每个符号。