CN104243384A - 一种基于ofdm系统的采用预编码的子载波间干扰抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及OFDM系统中的子载波间干扰抑制领域。通过将所有附加操作集中在发射机预编码模块和接收机逆预编码模块上，本发明既能克服现有子载波间干扰自消除技术中的不兼容下一代通信标准的问题和现有两路发射技术中的高实现成本问题，又结合了该两种技术的优点，即能获得理想的干扰抑制功能。特别的是，本发明适用于高速移动的场景。

Description

一种基于OFDM系统的采用预编码的子载波间干扰抑制方法

技术领域

本发明涉及移动通信技术领域，特别是涉及OFDM系统中的子载波间干扰(ICI)抑制问题。

背景技术

ICI是OFDM系统中常遇见的问题。这是因为OFDM系统采用了多个相互严格正交子载波调制数据，而这些子载波的正交性在存在频率偏移时将失去而导致相互干扰。ICI的引入有非常多的因素，最常见的是收发晶振中心频率的差和高速移动产生的多普勒。现有两种普遍使用的低复杂度高性能的ICI抑制技术。一种是ICI自消除技术。在该技术中，同一个数据被一种特别的子载波映射方式映射到两个子载波上发射。子载波映射方式可以是相邻子载波映射、对称子载波映射和镜像子载波映射。因此ICI自消除技术的频谱效率相比普通OFDM系统在采用相同的调制方式下频谱效率降低一半。但这并不是阻碍ICI自消除技术被广泛接受的问题。因为当为了达到与普通OFDM系统相同或更高的频谱效率而提高调制阶数时，ICI自消除技术的性能仍比普通OFDM系统的好。另一种是两路发射技术。在该技术中，同一个数据放在两个相邻的OFDM符号上承载。也就是说，两路发射技术与ICI自消除技术的频谱效率一致。这里的相邻OFDM符号，一般前一个符号通过普通的OFDM符号生成流程产生，而后一个符号则通过特殊方式产生。例如，常见的方式是：1)在发射端采用FFT而在接收端采用IFFT；2)在发射端的IFFT后和接收端FFT前加共轭。

由前所介绍，可以发现现有的两种ICI抑制技术存在明显的缺陷。对于ICI自消除技术，同一个数据被映射到两个存在特定关系的子载波上，容易与通信标准要求的发射信号格式相违背。例如，为了估计频率偏移、信道和抑制频谱泄露，有一些子载波被设定为空载而有一些子载波专用于承载导频。这样，将破坏映射的完整性，从而降低ICI自消除技术的ICI抑制性能。对于两路发射技术，其实现需要另一套收发通信链路，因而提高了应用成本。

发明内容

为了解决上述问题，本发明公开了一种基于OFDM系统的采用预编码的ICI抑制方法。

本发明具有以下优点：

本发明信号解调方法能解决现有的普遍使用的ICI自消除技术引入的不兼容问题和两路发射技术引入的高实现成本问题，而且保证了高性能的ICI抑制能力。

本发明对于通信设备制造商、通信运营商都有重大的意义。本发明能够提高系统设备的竞争力，同时对于通信运营商，本发明不仅能够提升用户的满意度，使运营商具有更大的竞争力，而且能够增加用户容量，从而提高运营商的收入和利润。

附图说明

图1是本发明的基带发射机结构；

图2是本发明的基带发射机结构中的预编码模块的内部结构；

图3是本发明的基带接收机结构；

图4是本发明的基带接收机结构中的反向预编码模块的内部结构。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

图1示出了本发明的基带发射机结构，它的通信过程描述如下：

第一步：信道编码

在此步，信息比特通过卷积码、Turbo码或者LDPC码再通过打孔方式构造成具有一定码率的比特流。

第二步：调制

在此步，比特流分组被映射到调制星座点上。接着，调制符号以N个为一组，记为s＝[s₀，...，s_N-1]。

第三步：预编码

此步是本发明的核心，随后将结合附图2进行详细阐述。

第四步：IDFT

在此步，每组中的N个符号被送进N点IDFT中，生成时域数据。

第五步：加循环前缀(CP)

在此步，在时域数据前加上CP以避免符号间干扰。

第六步：低通滤波

在此步，时域数据经过低通滤波器以频谱成型。

图2示出了本发明的基带发射机结构中的预编码模块的内部结构，具体操作描述如下：

第一步：时分复用

在此步，每一个OFDM符号块在两个OFDM符号时间上发送，以下称这两个不同的过程为第一路和第二路。

第二步：第一路信号相位旋转

在此步，第一路信号被相位旋转φ角度。也就是说如果定义输出信号块为x⁽¹⁾，则有x⁽¹⁾＝se^jφ。这里φ取0或者-πε(1-1/N)，ε为归一化频率偏移。

第三步：子载波映射

在此步，第二路信号通过一定的子载波映射规则被承载到相应子载波，这里的子载波映射规律可以有三种，分别是

1)相邻子载波映射：输出信号块为x⁽²⁾＝[s_N-1，s₀，...，s_N-2]。

2)对称子载波映射：输出信号块为x⁽²⁾＝[s_N-1，s_N-2，...，s₀]。

3)镜像子载波映射：输出信号块为x⁽²⁾＝[s₀，s_N-1，...，s₁]。

第四步：求反或者共轭

在此步，对第三步输出信号块进行求反或者共轭。用数学表示即是，如果是求反则有如果是共轭则有

第五步：第二路信号相位旋转

此步的功能同第二步，输出信号可表示为x⁽²⁾e^jφ→x⁽²⁾。

图3示出了本发明的基带接收机结构，它的通信过程描述如下：

第一步：低通滤波

接收信号经过匹配滤波。

第二步：去CP

接收信号去掉CP后，以N个样点一组。

第三步：DFT

时域信号经过N点DFT变换到频域。

第四步：反向预编码

此步是发射机预编码的反向操作，亦是本发明核心，随后将结合附图4详加阐述。

第五步：解调

在此步，串行符号被解调成软比特输出。

第六步：解码

在此步，软比特输入经解码器输出为比特序列。

图4示出了本发明的基带接收机结构中的反向预编码模块的内部结构，具体操作描述如下：

第一步：时分复用

此步的功能同图2第一步。即信号以N个符号为单位，奇数为第一路，偶数为第二路。输出分别记为 $y^{\left(1\right)}=[y_0^{\left(1\right)},y_1^{\left(1\right)},...,y_{N-1}^{\left(1\right)}]$ 和 $y^{\left(2\right)}=[y_0^{\left(2\right)},y_1^{\left(2\right)},...,y_{N-1}^{\left(2\right)}].$

第二步：信道估计

在此步，信号估计主要在第一路上进行，假设某一个符号估计的频率响应为H＝[H₀，H₁，...，H_N-1]。注：本发明假设第一路和第二路的信道几乎不变。

第三步：子载波逆映射

在此步，第二路的频域数据经子载波逆映射重新承载在相应的子载波上，而且估计的频率响应也以相同的逆映射进行重新排列。具体根据发射机采用的子载波映射方式，有相应的以下操作：

1)相邻子载波逆映射：输出的OFDM符号块和重排频率响应分别记为 $y^{\left(2\right)}=[y_1^{\left(2\right)},...,y_{N-1}^{\left(2\right)},y_0^{\left(2\right)}]$ 和 $\tilde{H}=[H_1,...,H_{N-1},H_0].$

2)对称子载波逆映射：输出的OFDM符号块和重排频率响应分别记为 $y^{\left(2\right)}=[y_{N-1}^{\left(2\right)},y_{N-2}^{\left(2\right)},...,y_0^{\left(2\right)}]$ 和 $\tilde{H}=[H_{N-1},H_{N-2},...,H_0].$

3)镜像子载波逆映射：输出的OFDM符号块和重排频率响应分别记为 $y^{\left(2\right)}=[y_0^{\left(2\right)},y_{N-1}^{\left(2\right)},...,y_1^{\left(2\right)}]$ 和 $\tilde{H}=[H_0,H_{N-1},...,H_1].$

第四步：求反或共轭

此步对应于图2的第四步。即，如果图2的第四步采取的是求反，则此步输出为如果图2的第四步采取的是共轭，则此步输出为

第五步：最大比例合并

在此步，第一路信号和第二路信号进行最大比例合并。具体操作方式依第四步采用的方式而有所不同，具体地：

1)对于求反：输出OFDM符号块为

2)对于共轭：输出OFDM符号块为

其中，a⊙b＝[a₀b₀，a₁b₁，...，a_N-1b_N-1]。

以上说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (6)

1.一种基于OFDM系统的采用预编码的子载波间干扰抑制方法，其特征包括以下步骤：

1)在发射端，在IDFT前进行预编码处理；

2)在接收端，在DFT后进行逆预编码处理。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于在发射端进行的预编码处理，具体步骤包括：

1)将一个OFDM符号通过时分复用方式在连续的两个OFDM符号时间传输；

2)前一个OFDM符号时间传输的信号除了在发射前加上一个相位旋转角度φ外不做其他任何处理，所述φ的值可取为0或者-πε(1-1/N)，这里ε是归一化频骗，N是OFDM子载波总个数；

3)后一个OFDM符号时间传输的信号需要进行三小步处理，第一小步是根据选用的子载波映射方式进行数据重新排列，第二小步是对数据进行求反或者取共轭，第三小步是对数据进行相位旋转，其中旋转值亦为φ。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于所述子载波映射方式包括以下三种之一：

1)相邻子载波映射：x⁽²⁾＝[s_N-1，s₀，...，s_N-2]；

2)对称子载波映射：x⁽²⁾＝[s_N-1，s_N-2，...，s₀]；

3)镜像子载波映射：x⁽²⁾＝[s₀，s_N-1，...，s₁]。

其中，s＝[s₀，...，s_N-2，s_N-1]是未做任何处理的即时分复用前的OFDM符号块；x⁽²⁾为后一个OFDM符号时间内传输的实际数据。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于在接收端进行的逆预编码处理，具体步骤包括：

1)对接收信号以每两个OFDM符号块为一组，再利用时分复用将每组的两个OFDM符号块分开；

2)对于第一个OFDM符号块进行信道估计，得到估计值H＝[H₀，H₁，...，H_N-1]；

3)对于第二个OFDM符号块，首先分别对子载波承载的符号以及第一个OFDM符号块得到的信道估计值进行子载波逆映射，然后采用与发射端采用的相同的求反或者取共轭操作；

4)对前后两个经以上处理过的OFDM符号块进行最大比例合并。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于所述子载波逆映射包括以下其中之一：

1)若发射端采用相邻子载波逆映射，则：输出的OFDM符号块和重排频率响应分别为 $y^{\left(2\right)}=[y_1^{\left(2\right)},...,y_{N-1}^{\left(2\right)},y_0^{\left(2\right)}]$ 和 $\tilde{H}=[H_1,...,H_{N-1},H_0];$

2)若发射端采用对称子载波逆映射，则：输出的OFDM符号块和重排的频率响应分别为 $y^{\left(2\right)}=[y_{N-1}^{\left(2\right)},y_{N-2}^{\left(2\right)},...,y_0^{\left(2\right)}]$ 和 $\tilde{H}=[H_{N-1},H_{N-2},...,H_0];$

3)若发射端采用镜像子载波逆映射，则：输出的OFDM符号块和重排的频率响应分别为 $y^{\left(2\right)}=[y_0^{\left(2\right)},y_{N-1}^{\left(2\right)},...,y_1^{\left(2\right)}]$ 和 $\tilde{H}=[H_0,H_{N-1},...,H_1].$

其中，为接收到的每组的第二个OFDM符号的第i个子载波承载的数据，y⁽²⁾为经过子载波逆映射后的每组的第二个OFDM符号块。

6.如权利要求4所述的方法，其特征在于所述最大比例合并依发射端采用的具体是求反还是取共轭方式而有所不同，包括：

1)对于求反：输出OFDM符号块为

2)对于共轭：输出OFDM符号块为：

其中，a⊙b＝[a₀b₀，a₁b₁，...，a_N-1b_N-1]，y⁽¹⁾为接收到的每组的第一个OFDM符号块。