KR20100095008A - 인터캐리어 간섭 제한 무선 통신 네트워크의 채널 추정 방법 및 시스템 - Google Patents

인터캐리어 간섭 제한 무선 통신 네트워크의 채널 추정 방법 및 시스템 Download PDF

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Abstract

본 발명은 무선 통신 채널 추정 방법 및 시스템에 관한 것이다. 주파수 오프셋 가설이 결정된다. 주파수 오프셋 가설에 의거하여 채널간 간섭("ICI") 매트릭스가 생성된다. ICI 매트릭스에 의거하여 파일럿 채널 추정이 획득된다. 주파수 오프셋 가설에 대하여 파일럿 채널 추정의 코럴레이션 에러가 산출된다. 코럴레이션 에러는 소정의 코럴레이션 에러값과 비교된다. 주파수 오프셋 가설이 업데이트되고 이전 스텝은 코럴레이션 에러가 소정의 코럴레이션 에러값보다 크면 반복적으로 반복된다. 파일럿 채널 추정은 무선 통신 채널을 추정하기 위해 이용된다.

Description

인터캐리어 간섭 제한 무선 통신 네트워크의 채널 추정 방법 및 시스템{CHANNEL ESTIMATION METHOD AND SYSTEM FOR INTER-CARRIER INTERFERENCE-LIMITED WIRELESS COMMUNICATION NETWORK}
본 발명은 무선 네트워크 통신, 특히 인터캐리어 간섭에 직면하여 무선 채널을 추정하기 위한 방법 및 시스템에 관한 것이다.
무선 통신 네트워크를 통한 신뢰할 수 있는 고속 데이터에 대한 수요가 현재와 같이 큰 적이 없었다. 최초의 소비자와 사업 수요는 음성 통신을 지원하기 위한 무선 통신 기술인 반면에, 이 수요는 막대한 양의 사용자뿐만 아니라 대역폭 요구 양쪽에 대하여 성장하였고; 후자는 무선 브로드밴드 데이터 서비스에 대한 수요의 결과가 된다. 예를 들면, 이러한 서비스가 3GPP 롱텀 에볼루션("LTE"), IEEE 802.16e WiMax, 및 3GPP2 울트라 모바일 브로드밴드(UMB)에 의거한 제 4 세대("4G") 무선 시스템에 의해 제공되고 각각은 에어 인터페이스 기술로서 직교 주파수 분할 다중 접속("OFDMA") 기술을 사용한다. 이러한 4G 시스템은 350㎞/hr의 속도까지 이동성을 지원하고, 그러한 시스템은 5㎓까지 다양한 채널 주파수 밴드에 배치될 수 있다.
OFDMA는 큰 채널 대역이 다수의 직교하는 협대역 서브캐리어로 분할되는 변조와 다중 무선 네트워크 액세스 스킴(scheme)이다. 정보 데이터 심볼은 이들 서브캐리어 상으로 변조된다. 서브캐리어가 협대역이기 때문에 OFDMA 심볼은 더 긴 지속 시간을 갖는다. OFDMA 심볼은 긴 심볼 지속 시간의 결과로서 라디오(무선 네트워크) 채널로부터 다중 패스와 심볼 간섭에 비교적 영향을 받지 않는다.
실제적인 사용에서 OFDMA를 사용하는 송신되는 심볼은 송신된 신호 진폭과 왜곡 페이즈를 왜곡하는 무선 패이딩 채널을 통해서 전파된다. 반면에, 채널은 진폭이 감소되고, 페이즈는 OFDMA 서브캐리어로부터 정보 심볼을 정확하게 복조하기 위해 수신기에 추정될 필요가 있다. 따라서, 채널 추정은 수신기 기능의 중요한 관점이다. OFDMA 시스템에서 채널 추정을 촉진하기 위해 OFDMA 심볼에서 일부의 서브캐리어는 파일럿으로서 이용되도록 제공된다. 파일럿 서브캐리어는, 예를 들면 유저 데이터 정보 심볼이 아닌 수신기에 선험적으로 알려진 심볼을 반송한다.
OFDMA 채널 추정은 통상적으로 2개의 스텝 절차이다. 제 1 스텝은 알려진 심볼을 반송하는 파일럿 서브캐리어에 대해 채널을 추정하는 것이다. 제 2 스텝은 파일럿 서브캐리어로부터 채널 추정을 사용하는 서브캐리어를 갖는 정보 데이터에 대한 채널 추정을 삽입하는 것이다. 그러한 삽입, 예를 들면 선형, 2차, 스플라인, 저역 필터링의 삽입 등을 실행하기 위한 몇몇 공지된 기술이 있다.
삽입된 채널 추정에 대해 정확해야 하고 파일럿 서브캐리어로부터 획득되는 추정은 매우 정확해야 하는 것은 당연하다. 따라서, 채널 장애와 간섭에 직면하여 정확한 파일럿 서브캐리어 채널 추정을 추출하는 제 1 스텝은 중요한 스텝이다. OFDMA 시스템에서 간섭의 주요한 원인은 인터 캐리어 간섭("ICI")으로 알려져 있다. ICI는 서브캐리어가 신호대 잡음비("SNR")의 저하의 결과로 서로 간섭하게 한다. ICI는 서브캐리어의 스펙트럼 확대, 도플러 오프셋과 도플러 확대, 모바일 터미널을 수신하는 이동성 때문에 발생할 수 있다. 수신된 주파수에서 도플러 천이/확산은 다음과 같이 쓸 수 있다:
Figure pct00001
식 (1)에서 fd는 수신된 주파수에서 도플러 천이/확산이고, fc는 채널 송신/수신 주파수이고, v는 수신 터미널의 속도이고, c는 빛의 속도이다. 도플러 천이/확산은 서브캐리어 공간의 1%이상 더 증대함에 따라 ICI는 부정확한 파일럿 채널 추정과 합성된 보간된 채널 추정의 결과로 파일럿 SNR을 격하한다. 높은 ICI 레벨은 신뢰할 수 없는 채널 추정이 변조된 데이터 에러 확률을 현저하게 증가시키게 한다. 예를 들면, 도플러 천이가 서브캐리어 공간의 10%일 때 0.01의 비트 오류율("BER")에서 대략 15dB 저하가 있는 것을 알았다.
위에서 기재된 바와 같이, 4G 무선 통신 기술은 LTE, WiMAX, 및 UMB를 포함한다. 서브캐리어 공간은 각각 LTE, WiMAX, 및 UMB에 대해 15㎑, 10.94㎑, 및 9.6㎑이다. 5㎓ 채널 주파수에 대해 350㎞/hr의 이동성에서 도플러 천이는 각각 무선 시스템에 의거한 LTE, WiMax, 및 UMB에 대해 서브캐리어 공간의 10.8%, 14.81%, 및 16.88%이다. 결과는 SNR 대 BER 실행에서 15dB 저하보다 크고, 통상의 채널 추정 방법이 수신기에서 채용될 때 350㎞/hr의 이동 속도에서 5㎓/채널 주파수로 기대된다. 다시 말하면, ICI는 서브캐리어가 퍼지고 서로 간섭을 시작하기 때문에 도플러 천이가 증가할 때 증가한다.
채널 추정 기술은 채널을 추정하려고 해서 실제 채널과 추정된 채널 사이의 평균 제곱 오차가 최소화된다. 기술에 의거한 필터링은 실행에 간단하지만 동작 환경이 모바일 터미널 이동성, 예를 들면 속도, 조건을 변화시킬 때 이루어지기 매우 어려운 필터의 대역폭의 최적화가 필요하다.
최소의 평균 제곱 오차("MMSE") 추정량도 사용된다. MMSE 기술은 채널 조건의 2차 통계를 이용하여 채널 추정의 평균 제곱 오차를 최소화한다. MMSE 추정량을 이용하는 실행은 낮은 이동성으로 좋지만 높은 이동성으로 격하된다. MMSE 추정량의 주요한 결점은 (i) 채널의 제 2 명령 시기를 알아야 하고, (ii) 높은 산출의 복잡성, 특히 매트릭스 반전은 데이터가 변화할 때 각 시간이 필요하다. 결과는 MMSE 추정량이 모바일 터미널 내의 배치에 적합하지 않다.
최소 제곱법("LS") 기술에 의거한 방법이 시도되고 있다. LS 기술은 채널의 통계의 어떤 지식도 요구하지 않는다. 그러나, LS 추정량은 매우 낮은 복잡함으로 산출을 이용하기 때문에 높은 평균 제곱 오차, 특히 낮은 SNR 조건 아래로부터 경험한다.
따라서, 무선 통신 채널 조건을 더 정확하게 평가할 수 있는 시스템 및 방법을 갖는 것이 바람직하고 무선 모바일 장치에 배치된다. 그러한 추정은 ICI가 요소인 무선 광대역 통신 시스템에서 배치에 적합하다.
본 발명은 OFDM 무선 통신 채널 등의 무선 통신 채널 추정 방법 및 시스템에 대한 이점을 제공한다.
일실시형태에 의하면, 본 발명은 무선 통신 채널 추정 방법을 제공한다. 주파수 오프셋 가설이 결정된다. 주파수 오프셋 가설에 의거하여 채널간 간섭("ICI") 매트릭스가 생성된다. ICI 매트릭스에 의거하여 파일럿 채널 추정값이 획득된다. 주파수 오프셋 가설에 대하여 파일럿 채널 추정값의 코럴레이션 에러가 산출된다. 코럴레이션 에러는 소정의 코럴레이션 에러값과 비교된다. 주파수 오프셋 가설이 업데이트되고 이전 스텝은 코럴레이션 에러가 소정의 코럴레이션 에러값보다 크면 반복적으로 되풀이된다. 파일럿 채널 추정은 무선 통신 채널을 추정하도록 이용된다.
다른 실시형태에 의하면, 본 발명은 무선 신호로부터 무선 통신 채널 추정 시스템을 제공한다. 안테나는 무선 통신 신호를 수신한다. 수신기는 안테나와 오퍼레이티브 통신(operative communication)한다. 수신기는
(a) 주파수 오프셋 가설을 결정하고;
(b) 주파수 오프셋 가설에 의거하여 채널간 간섭("ICI") 매트릭스를 생성하고;
(c) ICI 매트릭스에 의거하여 파일럿 채널 추정값을 획득하고;
(d) 주파수 오프셋 가설에 대하여 파일럿 채널 추정값의 코럴레이션 에러를 산출하고;
(e) 코럴레이션 에러와 소정의 코럴레이션 에러값을 비교하고;
(f) 코럴레이션 에러가 소정의 코럴레이션 에러값보다 크면 주파수 오프셋 가설을 업데이트해서 (a)~(e)를 반복적으로 되풀이하고;
(g) 파일럿 채널 추정값을 사용하여 무선 통신 채널을 추정하도록 동작한다.
본 발명의 보다 완전한 이해와 수반되는 이점과 특징은 첨부 도면과 함께 결합하여 고려될 때 다음의 상세한 설명을 참조함으로써 더 쉽게 이해될 것이다.
도 1은 본 발명의 원리에 따라 구성되는 시스템의 실시형태의 도면이며;
도 2는 본 발명의 원리에 따라 구성되는 전형적인 기지국의 블록도이며;
도 3은 본 발명의 원리에 따라 구성되는 모바일 터미널의 전형적인 블록도이며;
도 4는 본 발명의 원리에 따라 구성되는 OFDM 아키텍쳐의 전형적인 블록도이며;
도 5는 본 발명의 원리에 따라 처리되는 수신된 신호의 플로우의 블록도이며;
도 6은 이용가능한 서브캐리어 사이의 파일럿 심볼의 분산의 전형적인 도면이며;
도 7은 본 발명의 원리에 따라 최소 평균 제곱법(least mean square) 채널 추정 방법의 흐름도이고;
도 8은 도 7의 최소 평균 제곱 추정법의 블록도이다.
초기 문제로서, 특정 실시형태가 참조 문헌으로 여기에 통합되어 있는 울트라 모바일 브로드밴드("UMB") 광대역 무선 표준에 따라 동작하는 무선 네트워크의 컨텍스트에서 검토될지라도, 본 발명은 이에 대해 한정되지 않고, 다른 WiMAX(IEEE 802.16)와 3세대 공동 프로젝트("3GPP") 진화, 예를 들면 롱텀 에볼루션("LTE") 등을 포함하는 다른 OFDM 직교 주파수 분할("OFDM") 기반 시스템에 따른 동작을 포함하는 다른 브로드밴드 네트워크에 적용될 수 있다. 유사하게, 본 발명은 단지 OFDM 기반 시스템에 한정되지 않고, 다른 시스템 기술, 예를 들면 CDMA, 싱글 캐리어 주파수 분할 다중 접속("SC-FDMA") 등에 따라 실행될 수 있다.
동일 참조 지시자는 동일 요소를 참조하여 도면 부호를 참조하면 일반적으로 "8"로 구성되고 설계된 본 발명의 원리에 따라 제조된 시스템을 도 1에 나타낸다. 시스템(8)은 대응하는 기지국("BS")(14)에 의해 서빙되는 다중 셀(12) 내에 무선 통신을 컨트롤하는 기지국 컨트롤러("BSC")(10)를 포함한다. 도면에 나타내지 않았지만 BSC(10)를 사용하지 않는 LTE와 WiMax 등의 일부 실행이 이해된다. 일반적으로, 각 기지국(14)은 모바일 터미널(16)로 OFDM을 사용하는 통신을 용이하게 하고, 기지국(14)에 따라 연합되는 셀(12)의 지리적인 경계 내에 있는 것으로 예시된다. 기지국(14)에 대하여 모바일 터미널(16)의 이동은 인간이 만든 객체(빌딩과 다른 구조물 등) 기타 등등에 의해 멀티패스 왜곡, 지형 변동, 반사 및/또는 간섭의 결과로서 채널 조건에 중요한 변동의 결과일 수 있다. 기지국(14)에 대한 모바일 터미널(16)의 이동은 채널 조건에 현저한 파동의 결과이다. 예시된 바와 같이, 기지국(14)과 모바일 터미널(16)은 다중 안테나를 포함하여 통신에 대한 공간 다이버시티를 제공할 수 있다.
본 발명의 모바일 터미널(16)과 기지국(14)의 높은 레벨의 개요는 바람직한 실시형태의 구조적이고 기능적인 상세함을 탐구하기 전에 제공된다. 도 2를 참조하면, 본 발명의 일실시형태에 의해 구성된 기지국(14)이 예시되어 있다. 일반적으로, 기지국(14)은 컨트롤 시스템(20), 베이스밴드 프로세서(22), 송신 회로(24), 수신 회로(26), 다중 안테나(28), 및 네트워크 인터페이스(30)를 포함한다. 수신 회로(26)는 모바일 터미널(16)(도 3에 예시됨)에 의해 제공되는 하나 이상의 리모트 트랜스미터로부터 정보를 갖는 라디오 주파수 신호를 수신한다. 바람직하게는, 저잡음 증폭기와 필터(도시 생략)는 증폭하도록 협력하고 처리를 위해 신호로부터 대역외의 간섭을 제공한다. 그 후 다운 변환과 디지털화 회로(도시 생략)는 필터링되고 수신된 신호를 중간 또는 베이스밴드 주파수 신호로 다운 컨버팅하고, 하나 이상 디지털 스트림으로 디지털화된다.
베이스밴드 프로세서(22)는 디지털화되고 수신된 신호를 처리하여 수신된 신호에 송신된 정보나 데이터 비트를 추출한다. 통상적으로 이 처리는 복조, 디코딩, 및 에러 보정 동작을 포함한다. 따라서, 베이스밴드 프로세서(22)는 일반적으로 하나 이상 디지털 신호 프로세서("DSP") 또는 주문형 반도체("ASIC")에서 실행된다. 수신된 정보는 네트워크 인터페이스(30)를 통해서 유선 또는 무선 네트워크에 걸쳐 보내지거나 기지국(14)에 의해 서비스된 다른 모바일 터미널(16)에 송신된다.
송신측에서 베이스밴드 프로세서(22)는 디지털화된 데이터를 수신하고, 컨트롤 시스템(20)의 컨트롤 하에서 네트워크 인터페이스(30)로부터 음성, 데이터 또는 컨트롤 정보를 나타낼 수 있고, 송신용 데이터를 인코딩한다. 인코딩 데이터는 송신 회로(24)에 출력되고 소망하는 송신 주파수 또는 주파수를 갖는 캐리어 신호에 의해 변조된다. 전력 증폭기(도시 생략)는 변조된 캐리어 신호를 송신에 적절한 레벨로 증폭하고, 변조된 캐리어 신호를 매칭 네트워크(도시 생략)를 통해 안테나(28)에 전달한다. 변조와 처리의 상세함은 이하 더 상세하게 설명된다.
도 3을 참조하여 본 발명의 일실시형태에 의해 구성된 모바일 터미널(16)이 설명된다. 기지국(14)과 유사하게 본 발명의 원칙에 따라 구성된 모바일 터미널(16)은 컨트롤 시스템(32), 베이스밴드 프로세서(34), 송신 회로(36), 수신 회로(38), 다중 안테나(40), 및 유저 인터페이스 회로(42)를 포함한다. 수신 회로(38)는 하나 이상의 기지국(14)으로부터 정보를 갖는 라디오 주파수 신호를 수신한다. 바람직하게는, 저잡음 증폭기와 필터(도시 생략)는 처리를 위해 신호로부터 대역외의 간섭을 증폭하고 제거하도록 협력한다. 그 후 다운 변환과 디지털화 회로(도시 생략)는 필터링되고 수신된 신호를 중간 또는 베이스밴드 주파수 신호로 다운 컨버팅하고, 하나 이상의 디지털 스트림으로 디지털화된다.
베이스밴드 프로세서(34)는 디지털화되고 수신된 신호를 처리하여 수신된 신호에 송신된 정보나 데이터 비트를 추출한다. 통상적으로, 이 처리는 이하 더 상세하게 설명되는 바와 같이 복조, 디코딩, 및 에러 보정 동작을 포함한다. 베이스밴드 프로세서(34)는 일반적으로 하나 이상의 디지털 신호 프로세서("DSP")와 주문형 집적 회로("ASIC")에서 실행된다.
송신에 대해서 베이스밴드 프로세서(34)는 디지털화된 데이터를 수신하여 컨트롤 시스템(32)으로부터 음성, 데이터, 또는 컨트롤 정보를 나타낼 수 있고, 베이스밴드 프로세서(34)는 송신을 위해 인코딩한다. 인코딩된 데이터는 송신 회로(36)에 출력하고, 소망하는 송신 주파수나 주파수들에 있는 캐리어 신호를 변조하는 변조기에 의해 사용된다. 전력 증폭기(도시 생략)는 변조된 캐리어 신호를 송신에 적절한 레벨로 증폭하고, 변조된 캐리어 신호를 매칭 네트워크(도시 생략)를 통해서 안테나(40)에 송신한다. 당업자에게 이용가능한 다양한 변조와 처리 기술이 본 발명에 적용가능하다.
OFDM 변조에서 송신 대역은 다중, 수직의 반송파로 분할된다. 각 반송파는 송신될 디지털 데이터에 따라 변조된다. OFDM은 송신 대역을 다중 캐리어로 분할하기 때문에 캐리어당 대역폭은 감소하고 캐리어당 변조 시간은 증가한다. 다중 캐리어가 평행하게 송신되기 때문에 어떠한 소정의 캐리어에 디지털 데이터 또는 심볼에 대한 송신 속도는 싱글 캐리어가 사용될 때보다 낮아진다.
예를 들면, OFDM 변조는 송신될 정보에 역 고속 퓨리에 변환("IFFT'")의 실행을 통해서 실행된다. 복조를 위해 수신된 신호의 고속 퓨리에 변환("FFT")은 송신된 정보를 복구하도록 실행된다. 실제는, IFFT와 FFT는 각각의 역 퓨리에 변환(IDFT)과 퓨리에 변환("DFT")을 실행하는 디지털 신호 처리에 의해 제공된다. 따라서, OFDM 변조의 특성의 특징은 수직의 반송파가 송신 채널 내에 다중 밴드에 대해 생성되는 것이다. 변조된 신호는 비교적 낮은 송신 속도를 갖는 디지털 신호이고 각각의 밴드 내에 스테잉될 수 있다. 개개의 반송파는 디지털 신호에 의해 직접 변조되지 않는다. 대신, 모든 반송파는 IFFT 처리에 의해 즉시 변조된다.
일실시형태에서, OFDM은 적어도 기지국(14)으로부터 모바일 터미널(16)로 다운링크 송신에 이용된다. 각 기지국(14)은 n 송신 안테나(28) 내에 장착되고, 각 모바일 터미널(16)은 m 수신 안테나(40) 내에 장착된다. 특히, 각각의 안테나는 적절한 듀플렉서나 스위치를 사용하는 송수신에 이용될 수 있고 명확함을 위해서만 라벨링된다.
도 4를 참조하여 로지컬 OFDM 송신 아키텍쳐는 일실시형태에 따라 설명된다. 먼저, 기지국 컨트롤러(10)는 다양한 모바일 터미널(16)에 송신되는 데이터를 기지국(14)에 보낸다. 기지국(14)은 모바일 터미널과 연관된 채널 품질 인디케이터(channel quality indicatiors)("CQI")를 사용하여 송신을 위한 데이터를 스케쥴링할뿐만 아니라 스케쥴링된 데이터를 송신하기 위해 적절한 코딩와 변조를 선택할 수 있다. CQI는 모바일 터미널(16)에 의해 직접 제공되거나 모바일 터미널(16)에 의해 제공되는 정보에 의거하여 기지국(14)에서 결정될 수 있다. 어느 경우에나 각 모바일 터미널(16)에 대한 CQI는 채널 진폭(또는 응답)이 OFDM 주파수 밴드에 걸쳐 변화하는 정도로 기능한다.
비트의 스트림인 스케쥴링된 데이터(44)는 데이터 스크램블링(scrambling) 로직(46)을 사용하는 데이터와 결합되는 최대 전력대 평균 전력비를 줄이는 방법을 스크램블링한다. 스크램블된 데이터에 대해 순환 중복 검사("CRC")가 결정되고 CRC 추가 로직(48)을 사용하는 스크램블된 데이터에 추가된다. 다음에, 채널 코딩은 채널 인코더 로직(50)을 사용하여 실행되고 데이터에 여분을 효과적으로 더해 모바일 터미널(16)에 복구와 에러 수정을 용이하게 한다. 다시, 특정한 모바일 터미널(16)에 대한 채널 코딩은 CQI에 의거한다. 채널 인코더 로직(50)은 일실시형태에서 공지된 터보 인코딩 기술을 사용한다. 그 후 인코딩된 데이터는 레이트 매칭(rate-matching) 로직(52)에 의해 처리되어 인코딩으로 결합된 데이터 확장에 대해 보상한다.
비트 인터리버 로직(54)은 인코딩된 데이터에 비트를 체계적으로 재정리하여 연속적인 데이터 비트의 손실을 최소화한다. 결과 데이터 비트는 맵핑 로직(56)에 의해 선택된 베이스밴드 변조에 따라 일치하는 심볼을 체계적으로 맵핑한다. 바람직하게는, 직교 진폭 변조("QAM") 또는 직교 위상 편이 변조("QPSK")가 사용된다. 바람직하게는, 변조도는 특정한 모바일 터미널에 대해 CQI에 의거하여 선택된다. 심볼은 체계적으로 재정리될 수 있어 심볼 인터리버 로직(58)을 사용하는 주파수 선택성 페이딩에 의한 주기적인 데이터 손실에 대해 송신된 신호의 내성을 더 증강시킨다.
이 점에서, 비트 그룹은 진폭과 페이즈 배치에서 위치를 나타내는 심볼로 맵핑된다. 공간의 다양함을 소망할 때 심볼의 블록은 시공간 블록 부호("STC") 인코더 로직(60)에 의해 처리되고, 송신된 신호를 간섭에 더 내성을 갖게 하고 모바일 터미널(16)에서 더 용이하게 디코딩되는 방식으로 심볼을 수정한다. STC 인코더 로직(60)은 들어오는 심볼을 처리하여 기지국(14)에 대해 송신 안테나(28)의 수에 따라 n 출력을 제공할 것이다. 컨트롤 시스템(20) 및/또는 베이스밴드 프로세서(22)는 맵핑 컨트롤 신호를 제공하여 STC 인코딩을 컨트롤할 것이다. 이 점에서, n 출력에 대한 심볼은 송신될 데이터를 나타내고 모바일 터미널(16)에 의해 복구될 수 있는 것을 가정한다. 그 전체가 여기에 참조 문헌으로 통합되어 있는 A. F. Naguib, N. Seshadri, 및 A. R. Calderbank의 "Applications of space-time codes and interference suppression for high capacity and high data rate wireless system," Thirty-Second Asilomar Conference on Signals, Systems & Computers, Volume 2, pp. 1803-1810, 1998를 참조.
현재의 실시예에 대해 기지국(14)은 2개의 안테나(28)(n=2)를 갖고 STC 인코더 로직(60)은 심볼의 2개의 출력 스트림을 제공하는 것으로 가정한다. 따라서, STC 인코더 로직(60)에 의해 각각의 심볼 스트림 출력은 일치하는 IFFT 프로세서(62)에 보내지고, 이해의 용이함을 위해 분류되어 예시된다. 당업자는 여기에 기재된 다른 처리 단독 또는 조합으로 그러한 디지털 신호 처리를 제공하기 위해 이용될 수 있는 것을 안다. IFFT 프로세서(62)는 각각의 심볼에 동작하여 역 퓨리에 변환을 제공하는 것이 바람직하다. IFFT 프로세서(62)의 출력은 심볼을 시간 영역에 제공한다. 시간 영역 심볼은 프레임에 그룹되고, 삽입 로직(64) 등에 의해 프리픽스(프리픽스)와 결합된다. 각 결과 신호는 디지털 영역에서 중간 주파수로 상향 변환되고, 일치하는 디지털 상향 변환(DUC)과 디지털 아날로그(D/A) 변환 회로(66)를 통해 아날로그 신호로 컨버팅된다. 그 후, 결과(아날로그) 신호는 소망하는 RF 주파수로 동시에 변조되어 증폭되고, RF 회로(68)와 안테나(28)를 통해 송신된다. 특히, 예정된 모바일 터미널(16)로 알려진 파일럿 신호는 서브캐리어 사이에서 스캐터링된다(scatter). 이하 상세하게 검토되는 모바일 터미널(16)은 채널 추정에 대해 파일럿 신호를 사용할 것이다.
이제 모바일 터미널(16)에 의해 송신된 신호의 수신을 예시하는 도 5가 참조된다. 모바일 터미널(16)의 각 안테나(40)의 송신된 신호가 도달하면 각각의 신호는 RF 회로(70)에 일치함으로써 변조되고 증폭된다. 간결하고 명확함을 위해 하나의 수신 패스만 상세하게 기재되어 설명되고, 수신 패스가 각 안테나(40)에 대해 존재하는 것이 이해된다. 아날로그 디지털("A/D") 컨버터와 다운 변환 회로(72)는 디지털 처리를 위해 아날로그 신호를 디지털화하고 다운변환한다. 합성 디지털화된 신호는 자동 이득 컨트롤 회로("AGC")(74)에 의해 이용되고 수신된 신호 레벨에 의거하여 RF 회로(70)에 증폭기의 게인을 컨트롤한다.
먼저, 디지털화된 신호는 동기화 로직(76)에 제공되고, 조악한 동기화 로직(78)을 포함하고, 몇몇의 OFDM 심볼을 버퍼링하고, 2개의 연속적인 OFDM 심볼 사이의 오토 코럴레이션을 산출한다. 최대의 코럴레이션 결과에 따른 합성된 시간 인덱스는 미세 동기화 조사 윈도우를 결정하고 미세 동기화 로직(80)에 의해 이용되어 헤더에 의거한 정확한 구성 시작 위치를 결정한다. 미세 동기화 로직(80)의 출력은 프레임 정열 로직(84)에 의해 프레임 획득을 용이하게 한다. 적절한 구성 정열이 중요해서 뒤의 FFT 처리가 시간으로부터 주파수 도메인에 정확한 변환을 제공한다. 미세 동기화 알고리즘은 헤더에 의해 반송되는 수신된 파일럿 신호와 알려진 파일럿 데이터의 로컬 카피 사이의 코럴레이션에 의거한다. 프레임 정열 획득이 발생하면 OFDM 심볼의 프리픽스는 프리픽스 제거 로직(86)으로 제거되고, 합성된 샘플은 주파수 오프셋 보정 로직(88)에 보내지고, 트랜스미터와 수신기에서 언매칭된 로컬 오실레이터에 의한 원인으로 시스템 주파수 오프셋에 대해 보상한다. 바람직하게는, 동기화 로직(76)은 주파수 오프셋과 시간 추정 로직(82)을 포함하고, 헤더에 의거하여 송신된 신호에 그러한 효과를 추정하게 하고, 보정 로직(88)에 그 추정을 제공하여 OFDM 심볼을 적절하게 처리한다.
이 점에서, 시간 영역에서 OFDM 심볼은 FFT 처리 로직(90)을 사용하는 주파수 도메인으로 변환을 준비한다. 결과는 주파수 도메인 심볼이고 처리 로직(92)에 보내진다. 처리 로직(92)은 분산된 파일럿 추출 로직(94)을 사용하는 분산된 파일럿 신호를 추출하고, 채널 추정 로직(96)을 사용하는 추출된 파일럿 신호에 의거한 채널 추정을 결정하고, 채널 재건 로직(98)을 사용하는 모든 서브캐리어에 대해 채널 응답을 제공한다. 각 서브캐리어에 대해 채널 응답을 결정하기 위해 본질적으로 파일럿 신호는 다중 파일럿 심볼이고, 시간과 주파수 양쪽에 알려진 패턴으로 OFDM 서브캐리어를 통해서 데이터 심볼 중에서 분산된다. 도 6은 OFDM 환경에서 정해진 시간에 걸쳐 이용가능한 서브캐리어와 주파수 플로트 중에서 파일럿 심볼의 전형적인 분산을 예시한다. 도 5를 다시 참조하면, 처리 로직은 특정 시간에 특정한 서브캐리어에 기대되는 파일럿 심볼과 수신된 파일럿 심볼을 비교하여 파일럿 심볼이 송신되는 서브캐리어에 대해 채널 응답을 결정한다. 결과는 파일럿 심볼이 제공되지 않은 남아있는 서브캐리어의 모두는 아니지만 대부분의 채널 응답을 추정하기 위해 보간된다. 실제 및 보간된 채널 응답은 모든 채널 응답을 추정하기 위해 이용되고, OFDM 채널에서 서브캐리어의 모두는 아니지만 대부분의 채널 응답을 포함한다. ICI와 직면해서도 이 추정을 제공하기 위한 전형적인 시스템 및 방법이 아래에서 상세하게 검토된다.
주파수 도메인 심볼과 채널 재건 정보는 각 수신 패스에 대해 채널 응답으로부터 생성되어 STC 디코더(100)에 제공되고, 양쪽의 수신된 패스에 STC 디코딩을 제공하여 송신된 심볼을 복구한다. 채널 재건 정보는 동등화 정보를 충분한 STC 디코더(100)에 제공하고, 처리 각각의 주파수 도메인 심볼이 처리될 때 송신 채널의 영향을 제거한다.
복구된 심볼은 심볼 디인터리버 로직(102)을 사용하는 순서로 뒤에 배치되고 트랜스미터의 심볼 인터리버 로직(58)에 일치한다. 그 후 디인터리버 심볼은 디맵핑 로직(104)을 사용하는 일치하는 비트스트림에 복조되거나 디맵핑된다. 그 후, 비트는 비트 디인터리버 로직(106)을 사용하여 디인터리버되고 트랜스미터 아키텍쳐의 비트 인터리버 로직(54)에 따른다. 그 후 디인터리버 비트는 레이트 디매칭 로직(108)에 의해 처리되고, 채널 디코더 로직(110)에 나타내어 최초의 스크램블된 데이터와 CRC 체크섬을 복구한다. 따라서, CRC 로직(112)은 CRC 체크섬을 제거하고, 스크램블된 데이터를 종래의 방법으로 체킹하고, 알려진 기지국 디스크램블링 코드를 사용하는 디스크램블링을 위해 디스크램블링 로직(114)에 제공하여 최초에 송신된 데이터(116)를 복구한다.
본 발명은 ICI에 직면하여 파일럿 채널 추정을 위한 방법 및 시스템의 이점을 제공한다. 높은 ICI의 정확한 파일럿 채널 추정은 주파수 오프셋과 채널의 상호 합동 조사를 통해 이루어진다. 이 상호 조사 절차를 통해서 획득된 추정 주파수 오프셋는 수신기(38) 선단 주파수 추적과 보상 회로, 예를 들면 동기화 회로(76)에 전달된다. 추정된 채널 정보는 데이터 채널 추정을 보간하기 위해 전달된다. 주파수 오프셋과 채널에 대해 합동 조사가 각 OFDMA 심볼에 실행된다. 이전 조사로부터 주파수 오프셋 추정은 다음의 OFDMA 심볼에 대해 조사 반복의 수를 줄이기 위해 이용된다.
본 발명은 ICI 제한 OFDM채널 추정에 대해 다음 성분을 사용하여 설명된다.
OFDM 심볼에서 ICI의 모델링;
산출을 줄이기 위한 본 발명의 ICI 모델의 프로퍼티와 상호 조사 절차의 처리 부담;
주파수 오프셋과 채널의 합동 추정에 대한 방법;
주파수 오프셋과 채널에 대한 LMS 조사 기술; 및
본 발명을 실행하기 위한 전형적인 실시예 처리;
각각은 상세하게 설명된다.
OFDM 심볼에서 ICI의 모델링
OFDMA 트랜스미터(24)는 시리얼 데이터 스트림을 크기 N의 평행 블록으로 컨버팅하고, 이산 퓨리에 변환("IDFT")을 사용하는 이러한 블록을 변조하여 OFDMA 심볼을 생성한다. 시간 영역 샘플은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pct00002
식 (2)에서, Xk가 서브캐리어의 k번째에 송신되는 심볼이다. 시간 영역 신호는 순환하여 연장되어 이전 심볼로부터 ISl를 회피한다.
프리앰블로 알려진 송신된 OFDMA 심볼의 일부는 모든 N 서브캐리어에서 파일럿 심볼을 반송한다. 다른 OFDMA 심볼은 N 서브캐리어 내에 파일럿 심볼과 데이터 심볼을 반송할 수 있다. 수신기(38)에서 신호는 잡음을 따라 수신된다. 수신기(38) 선단은, 예를 들면 동기화 회로(78)를 사용하여 열등한 채널 주파수 추적과 주파수 보상을 실행한다. 이것은 프리픽스 리무버(86)를 사용하는 사이클릭 프리픽스의 시간 동기화와 제거에 의해 일어난다. 그 후 수신기(38)는 수신된 시간 영역 샘플에 FFT를 실행한다. 베이스밴드 수신 주파수 도메인 샘플은 아래의 식 3을 사용하는 매트릭스 폼에 기록될 수 있다.
Figure pct00003
y는 수신된 심볼의 벡터이고, X는 다이아고널로 송신된 파일럿 심볼의 다이아고널 매트릭스(pilot symbols on its diagonal)이다. 벡터 h=[h1h2..hN]T는 진폭과 페이즈가 야기된 채널을 나타낸다. 채널 추정의 목표는 벡터 h의 추정이고 채널 주파수 응답(CFR) 벡터로서도 언급된다. n은 σn 2의 0과 분산의 방법의 부가적 백색 가우시안 잡음 벡터이다.
N×N 매트릭스, Sεp는 ICI 매트릭스이다. 이 ICI 매트릭스는 서브캐리어, 예를 들면 무선 채널의 이동으로부터 일어나는 오실레이터 드리프트나 도플러 효과/도플러 이동으로부터 오는 수신된 주파수 오프셋 때문에 서브캐리어 사이에서 부족을 나타낸다. 어떠한 주파수 오프셋, 예를 들면 εp = 0이 없으면, Sεp는 S0 = I(일치 매트릭스)가 되고, 이웃하는 서브캐리어 사이에서 어떠한 간섭도 없다. Sεp의 기재는 다음 식을 사용하여 구할수 있다.
Figure pct00004
식(4)에서 εp는 표준화된 캐리어 주파수 오프셋, 예를 들면 인터 서브캐리어 공간에 주파수 오프셋의 비이다.
상호 조사 절차의 산출 부담을 줄이기 위한 본 발명의 ICI 모델의 프로퍼티
본 발명의 추정 방법의 산출 부담을 줄이기 위해 이용될 수 있는 간섭 매트릭스의 일부 프로퍼티가 있다. 이들 프로퍼티는 다음과 같이 기재된다:
프로퍼티 I: S11S = I. 간섭 매트릭스는 유니터리 매트릭스("I"는 동일 매트릭스로 참조됨)이다. 따라서, 역 간섭 매트릭스는 S-1 = S11이므로 공역 전치를 취함으로써 쉽게 산출될 수 있고 H는 공역 전치이다.
프로퍼티 Ⅱ: Sε1Sε2: = Sε1+ε2. 2개의 다른 주파수 오프셋에 따른 2개의 간섭 매트릭스가 곱해지면 합에 따른 다른 간섭 매트릭스가 획득될 수 있다. 이것은 적게 저장된 ICI 매트릭스로부터 주파수 오프셋/채널 조사 절차에 대해 몇몇의 ICI 매트릭스의 비의도적인 생성을 간단하게 처리할 수 있다.
프로퍼티 Ⅲ: S-ε = Sε 11. 음의 주파수 오프셋에 대해 간섭 매트릭스는 복소 전치를 찾음으로서 동일한 크기로 양의 주파수 오프셋에 따른 간섭 매트릭스로부터 획득될 수 있다.
이러한 프로퍼티를 고려하여 주파수 오프셋과 채널을 합동 평가하기 위한 전형적인 방법이 기재된다.
주파수 오프셋과 채널의 합동 추정의 방법
식 (3)에서 간섭 매트릭스 Sεp가 수신기에 알려진 경우에 수신된 OFDM 신호에서 ICI를 완벽하게 제거하는 공역 전치로 수신된 백터 y를 프리-멀티플라잉(pre-multiplying)하고, 채널 주파수 응답("CFR") 벡터의 정확한 추정이 획득될 수 있다. 그러나, 간섭 매트릭스 Sεp는 무선 채널에서 이동성으로부터 결과로서 εp는 알려지지 않은 캐리어 주파수 오프셋에 의존하기 때문에 수신기(38)에 일반적으로 알려져 있지 않다.
본 발명은 εh로 실제 주파수 오프셋 εp를 매칭하려 하고, εh는 실제 주파수 오프셋에 대한 가설값이다. 이 가설값을 사용함으로써 ICI 매트릭스 Sεh가 산출된다. 파일럿 심볼은 수신기에 이미 알려져 있기 때문에 (SεhX)-1이 생성될 수 있다. 주파수 오프셋 가설(εh)에 따른 파일럿 채널 추정(hεh)은 (SεhX)-1로 식 (3)의 양측을 곱함으로써 획득된다.
Figure pct00005
상술되는 간섭 매트릭스의 프로퍼티 I-Ⅲ을 사용함으로써, 상기 식 (5)에서 2개의 간섭 매트릭스의 승수는 다음과 같이 쓰여질 수 있다.
Figure pct00006
εr은 실제 주파수 오프셋과 주파수 오프셋 가설, 예를 들면 주파수 오프셋 가설에서 나머지 주파수 오프셋 또는 에러 사이의 차이이다.
따라서, 더 단순화를 거쳐 식 (5)는 다음과 같이 쓰여질 수 있다:
Figure pct00007
식 (7)은 다른 주파수 오프셋 가설에 대해 몇몇의 채널 추정을 산출할 것이다. 주파수 오프셋 가설에 대해 εh는 실제 주파수 오프셋 εp에 가깝고 식 (7)은 CFR의 최고 추정을 산출할 것이다.
최선의 주파수 오프셋 가설을 선택하기 위해 파일럿 채널 추정 벡터의 코럴레이션이 결정 기준으로서 이용된다. 코럴레이션은 주파수 오프셋 가설 εh이 실제 주파수 오프셋 εp에 접근할 때 최대값에 접근한다. 파일럿 채널 추정 벡터의 코럴레이션은 hεh가 주파수 오프셋 가설의 각 반복에 대해 실행된다. 파일럿 채널 추정 벡터 hεh의 코럴레이션은 나머지 주파수 오프셋에 의존한다.
주파수 오프셋과 채널에 대한 LMS 조사 기술
조사 방법과 대응 기준은 주파수 오프셋 가설의 수속을 이루기 위해 이용된다. 본 발명의 주파수 오프셋 조사 방법은 적합한 최소 이승 평균("LMS") 기술에 의거한 최선의 그레디언트 조사나 실제적 이행에 의거한다. 일반적으로 LMS 기술은 알려져있고 여기에 기재되어 있지 않다. 조사 기준은 파일럿 채널 주파수 코럴레이션의 최대화이다. 본 발명의 LMS 방법은 주파수 오프셋 가설에 수속을 이루기 위해 가장 적합한 그레디언트에 의거한 방법이다. 본 발명의 LMS 방법은 그레디언트 벡터의 반대 방향으로 주파수 오프셋 가설에 연속적인 보정을 하는 되풀이하는 절차를 통합한다. 이것은 최후에는 추정의 최소 평균 제곱 오차로 된다.
주파수 오프셋과 채널 추정에 대한 전형적인 LMS 방법은 도 7의 흐름도를 참조하여 설명되고 도 8의 블록도를 처리한다. 일반적으로, 정해진 OFDM 심볼 지속 동안 조사 루프의 (n + 1)번째 반복에 대해 주파수 오프셋 가설은 다음의 식 (8)을 이용하여 생성된다.
에러! 객체가 필드 코드를 에디팅함으로부터 생성될 수 없다. 에러! 객체가 필드 코드를 에디팅함으로부터 생성될 수 없다. LMS 조사의 (n +1)번째 반복에 대해 이용되는 주파수 오프셋 가설이다. 에러! 객체가 필드 코드를 에디팅함으로부터 생성될 수 없다. LMS 조사의 (n)번째 반복에 대해 이용되는 주파수 오프셋 가설이다. 에러! 객체가 필드 코드를 에디팅함으로부터 생성될 수 없다. 그레디언트 파라미터이다. 에러! 객체가 필드 코드를 에디팅함으로부터 생성될 수 없다. 주파수 상관 에러이다. 식 (8)의 뒤부분은, 즉 에러! 객체가 필드 코드를 에디팅함으로부터 생성될 수 없다. 에러! 객체가 필드 코드를 에디팅함으로부터 생성될 수 없다. 에러! 객체가 필드 코드를 에디팅함으로부터 생성될 수 없다. 각 반복으로 업데이트되는 성분(또한 여기에 Δεh로서 언급됨)이다.
도 7을 참조하면, OFDM 심볼수는 n=1로 설정된다(스텝 S100). n번째 수신된 베이스밴드 OFDM 심볼에 대해 다이아고널 파일럿 심볼 매트릭스(X)가 생성된다(스텝 S102). LMS 조사에 대한 초기의 주파수 오프셋 가설 εh,n(0)값이 결정된다(스텝 S104). 이 값은 n≠1이면 (n-l)번째 OFDMA 심볼 주파수 오프셋 조사로부터 획득될 수 있다. 그 후 n=1이면 이 값은 조악한 주파수 추적 루프로부터 획득된다. 이 주파수 오프셋에 따른 ICI 매트릭스 Sεh,n(0)는 상기 식 (4)를 사용하여 생성된다(스텝 S106). 인버스 매트릭스(Sεh,n(0)X)-1가 생성된다(스텝 S108). 수신된 베이스밴드 벡터 y는 (Sεh,n(0)X)-1으로 프리-멀티플라잉된다(스텝 S110). 스텝 S110으로부터 획득된 파일럿 채널 추정 벡터에 대해 1의 코럴레이션 래그(lag)에 대한 코럴레이션이 결정된다(스텝 S112). 코럴레이션 에러는 스텝 S112로부터 Ci…값으로 생성되고, 주파수 오프셋 가설 Sεh,n(1)은 코럴레이션 에러를 사용하는 다음 반복에 대해 업데이트된다(스텝 S114). 스텝 Sl06 ~ S114는 코럴레이션 에러가 소정의 값(스텝 S116) 내일 때까지 m이 반복수인 Sεh,n(1)…Sεh,n(1)에서 반복되고, 소정의 값은 설계자의 선호도에 의거하여 확립된다. 코럴레이션 에러(및 높은 코럴레이션)가 낮을수록 더 우수한 추정 때문에 시스템 선호도가 높아진다. 그러나, 처리 결과는 더 높은 코럴레이션을 이루기 위해 더 반복될 것이다.
OFDM 심볼 수 n은 n=n+1로 설정되고, 스텝 S104 ~ S116은 반복된다(스텝 S118). 중요하게 심볼이 어떠한 파일럿이 없으면 그 심볼을 사용하는 추정은 스킵된다. 최고의 주파수 오프셋값은 다음 OFDM 심볼 조사에 이용되고 수신기 선단 주파수 오프셋 보정(88)으로 패싱된다. 또한, 획득된 최고의 파일럿 채널 추정값은 데이터 채널 간섭에 위해 패싱된다. 도 8은 처리가 블록도 형태인 것을 나타내고 본 발명의 전체 처리에 상기 참조 스텝의 맵핑을 나타낸다.
본 발명의 시스템 및 방법은 15dB까지 언코딩된 OFDM 시스템의 링크 레벨 실행을 향상시킬 수 있다. 실제 실행 향상은 주파수 오프셋 조사 루프의 무선 채널과 파라미터의 특정 요소에 의존하는 발명으로부터 실현될 수 있다. 이들 요소는 채널 주파수와 모바일 장치 이동성, OFDM 시스템에 사용되는 변조의 형태(QPSK/QAM), 주파수 오프셋 조사 루프 파라미터(Ci 및 μ)의 최적화, 주파수 오프셋 조사에서 반복 수와 파일럿 채널 추정으로부터 데이터 채널 추정에 이용되는 반복 형태를 포함하지만 한정되지 않는다. 데이터 채널 추정은 수신기에 의해 이용되고, 예를 들면 순서대로 변조와 코딩 스킴(coding scheme)을 선택하기 위해 이용되는 CQI를 확립한다.
본 발명은 모바일 장치(16)에서 수신기(38)에 관해서 기재되었지만 본 발명은 이들에 한정되지 않는다. 본 발명이 기지국(14)의 수신기에 부착될 수 있는 것을 쉽게 알 수 있다.
본 발명의 이점은 시스템(8)에서 모바일 장치(16)와 시스템과 기지국(14)의 처리 부담없이 정확한 방법으로 OFDMA 무선 통신 채널을 추정하는데 이용될 수 있는 방법 및 시스템을 제공한다. 방법은 수용할 수 있는 코럴레이션 에러가 지정되어서 더 큰 수용할 수 있는 에러가 최초의(및 업데이트된) 주파수 가설로부터 적은 반복을 요구한다.
본 발명은 여기에 특정하게 나타내어지고 상술된 것에 한정되지 않는 것이 당업자에게 이해될 것이다. 또한, 위에서 구별하기 위해서 제외하지 않으면 모든 첨부 도면은 축적된 것이 아닌 것에 주의한다. 본 발명의 사상과 범위로부터 벗어남 없이 다양한 변경과 수정이 가능하고 다음의 청구범위에 의해서만 한정된다.

Claims (20)

  1. (a) 주파수 오프셋 가설을 결정하는 스텝;
    (b) 상기 주파수 오프셋 가설에 의거하여 채널간 간섭("ICI") 매트릭스를 생성하는 스텝;
    (c) 상기 ICI 매트릭스에 의거하여 파일럿 채널 추정값을 획득하는 스텝;
    (d) 상기 주파수 오프셋 가설에 대하여 상기 파일럿 채널 추정값의 코럴레이션 에러를 산출하는 스텝;
    (e) 상기 코럴레이션 에러와 소정의 코럴레이션 에러값을 비교하는 스텝;
    (f) 상기 코럴레이션 에러가 상기 소정의 코럴레이션 에러값보다 크면 상기 주파수 오프셋 가설을 업데이트해서 스텝 (a)~(e)를 반복적으로 되풀이하는 스텝; 및
    (g) 상기 파일럿 채널 추정값을 사용하여 무선 통신 채널을 추정하는 스텝을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 채널 추정 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 무선 통신 채널은 OFDM 채널인 것을 특징으로 하는 무선 통신 채널 추정 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 스텝 (a)~(g)는 파일럿을 갖는 각 OFDM 심볼에 대해 되풀이되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 채널 추정 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 코럴레이션은 1의 코럴레이션 래그에 의거한 것을 특징으로 하는 무선 통신 채널 추정 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 ICI 매트릭스에 의거하여 파일럿 채널 추정값을 획득하는 스텝은,
    상기 ICI 매트릭스와 파일럿 심볼 다이아고널 매트릭스의 곱의 인버스 매트릭스를 생성하는 스텝; 및
    상기 인버스 매트릭스와 수신된 베이스밴드 벡터를 프리-멀티플라잉하는 스텝을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 채널 추정 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 주파수 가설을 업데이트하는 스텝은 파일럿 채널 주파수 코럴레이션의 최대화를 구하는 최소 평균 제곱법에 의거한 것을 특징으로 하는 무선 통신 채널 추정 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 주파수 오프셋 가설을 업데이트하는 스텝은 상기 주파수 오프셋 가설에 업데이트된 주파수 오프셋 성분을 가산하는 스텝을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 채널 추정 방법.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 업데이트된 주파수 오프셋 성분은 그레디언트 파라미터와 주파수 코럴레이션 에러 성분을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 채널 추정 방법.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 ICI 매트릭스는 상기 무선 통신 채널에서의 서브캐리어 사이의 누설에 대응하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 채널 추정 방법.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 채널 추정은 채널 품질 인디케이터("CQI")를 확립하기 위해 이용되고, 상기 CQI에 의거하여 변조 및 코딩 스킴을 선택하는 스텝을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 채널 추정 방법.
  11. 무선 통신 신호의 무선 통신 채널 추정 시스템으로서:
    무선 통신 신호를 수신하는 안테나; 및
    상기 안테나와 오퍼레이티브 통신하여
    (a) 주파수 오프셋 가설을 결정하고,
    (b) 상기 주파수 오프셋 가설에 의거하여 채널간 간섭("ICI") 매트릭스를 생성하고,
    (c) 상기 ICI 매트릭스에 의거하여 파일럿 채널 추정값을 획득하고,
    (d) 상기 주파수 오프셋 가설에 대하여 상기 파일럿 채널 추정값의 코럴레이션 에러를 산출하고,
    (e) 상기 코럴레이션 에러와 소정의 코럴레이션 에러값을 비교하고;
    (f) 상기 코럴레이션 에러가 상기 소정의 코럴레이션 에러 값보다 크면 상기 주파수 오프셋 가설을 업데이트해서 (a)~(e)를 반복적으로 되풀이하고;
    (g) 상기 파일럿 채널 추정값을 사용하여 상기 무선 통신 채널을 추정하도록 동작하는 수신기를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 채널 추정 시스템.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 무선 통신 채널은 OFDMA 채널인 것을 특징으로 하는 무선 통신 채널 추정 시스템.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 수신기는 파일럿을 갖는 각 OFDM 심볼에 대해 (a)~(g)를 되풀이하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 채널 추정 시스템.
  14. 제 11 항에 있어서,
    상기 코럴레이션은 1의 코럴레이션 래그에 의거한 것을 특징으로 하는 무선 통신 채널 추정 시스템.
  15. 제 11 항에 있어서,
    상기 수신기는,
    적어도 상기 ICI 매트릭스와 파일럿 심볼 다이아고널 매트릭스의 곱의 인버스 매트릭스를 생성하고;
    상기 인버스 매트릭스와 수신된 베이스밴드 벡터를 프리-멀티플라잉함으로써 상기 ICI 매트릭스에 의거하여 파일럿 채널 추정값을 획득하도록 동작하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 채널 추정 시스템.
  16. 제 11 항에 있어서,
    상기 수신기는 파일럿 채널 주파수 코럴레이션의 최대화를 구하는 최소 평균 제곱법을 사용하여 주파수 가설을 업데이트하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 채널 추정 시스템.
  17. 제 11 항에 있어서,
    상기 수신기는 상기 주파수 오프셋 가설에 업데이트된 주파수 오프셋 성분을 가산함으로써 적어도 상기 주파수 오프셋 가설을 업데이트하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 채널 추정 시스템.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 업데이트된 주파수 오프셋 성분은 그레디언트 파라미터와 주파수 코럴레이션 에러 성분을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 채널 추정 시스템.
  19. 제 11 항에 있어서,
    상기 ICI 매트릭스는 상기 무선 통신 채널에서의 서브캐리어 사이의 누설에 대응하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 채널 추정 시스템.
  20. 제 11 항에 있어서,
    상기 채널 추정은 채널 품질 인디케이터("CQI")를 확립하기 위해 이용되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 채널 추정 시스템.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20160006978A (ko) 2014-07-10 2016-01-20 삼성전기주식회사 터치센서

Families Citing this family (44)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8073393B2 (en) * 2009-02-05 2011-12-06 Qualcomm Incorporated Methods and systems for least squares block channel estimation
EP2224658B1 (en) * 2009-02-27 2015-07-29 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (publ) Correction of frequency offsets greater than the Nyquist frequency
CN102045285B (zh) * 2009-10-14 2013-09-11 华为技术有限公司 信道估计方法、装置以及通信系统
US8254343B2 (en) * 2009-12-23 2012-08-28 Intel Corporation Multi-radio platform and method for mitigating interference between co-located radios
US9307431B2 (en) 2010-04-13 2016-04-05 Qualcomm Incorporated Reporting of channel properties in heterogeneous networks
US9515773B2 (en) 2010-04-13 2016-12-06 Qualcomm Incorporated Channel state information reporting in a wireless communication network
US9350475B2 (en) 2010-07-26 2016-05-24 Qualcomm Incorporated Physical layer signaling to user equipment in a wireless communication system
US20110250919A1 (en) 2010-04-13 2011-10-13 Qualcomm Incorporated Cqi estimation in a wireless communication network
WO2011160100A1 (en) 2010-06-18 2011-12-22 Qualcomm Incorporated Channel quality reporting for different types of subframes
CN101888363B (zh) * 2010-06-22 2013-03-06 北京大学 一种ofdm接收机中的信号解调方法及ofdm接收机
CN101895503B (zh) * 2010-07-26 2014-04-30 中兴通讯股份有限公司 一种用于lte基站侧的信号处理方法及装置
US9136953B2 (en) * 2010-08-03 2015-09-15 Qualcomm Incorporated Interference estimation for wireless communication
US8655282B2 (en) * 2010-10-29 2014-02-18 Qualcomm Incorporated Multiple signal transformation in wireless receivers
WO2012109782A1 (en) * 2011-02-14 2012-08-23 Qualcomm Incorporated Pilot signal cancellation scheme for wireless mobile broadband systems based on ofdm
US8855000B2 (en) 2011-04-28 2014-10-07 Qualcomm Incorporated Interference estimation using data traffic power and reference signal power
KR101275087B1 (ko) * 2011-10-28 2013-06-17 (주)에프씨아이 오에프디엠 수신기
US8737458B2 (en) 2012-06-20 2014-05-27 MagnaCom Ltd. Highly-spectrally-efficient reception using orthogonal frequency division multiplexing
US8675769B1 (en) 2012-06-20 2014-03-18 MagnaCom Ltd. Constellation map optimization for highly spectrally efficient communications
US8781008B2 (en) 2012-06-20 2014-07-15 MagnaCom Ltd. Highly-spectrally-efficient transmission using orthogonal frequency division multiplexing
US9166834B2 (en) 2012-06-20 2015-10-20 MagnaCom Ltd. Method and system for corrupt symbol handling for providing high reliability sequences
US8923153B2 (en) * 2012-11-02 2014-12-30 Intel Corporation Techniques to update a wireless communication channel estimation
US8811548B2 (en) 2012-11-14 2014-08-19 MagnaCom, Ltd. Hypotheses generation based on multidimensional slicing
US9088400B2 (en) 2012-11-14 2015-07-21 MagnaCom Ltd. Hypotheses generation based on multidimensional slicing
US9118519B2 (en) 2013-11-01 2015-08-25 MagnaCom Ltd. Reception of inter-symbol-correlated signals using symbol-by-symbol soft-output demodulator
US8804879B1 (en) 2013-11-13 2014-08-12 MagnaCom Ltd. Hypotheses generation based on multidimensional slicing
US9130637B2 (en) 2014-01-21 2015-09-08 MagnaCom Ltd. Communication methods and systems for nonlinear multi-user environments
US9496900B2 (en) 2014-05-06 2016-11-15 MagnaCom Ltd. Signal acquisition in a multimode environment
US8891701B1 (en) 2014-06-06 2014-11-18 MagnaCom Ltd. Nonlinearity compensation for reception of OFDM signals
US9246523B1 (en) 2014-08-27 2016-01-26 MagnaCom Ltd. Transmitter signal shaping
PT3198954T (pt) * 2014-09-24 2020-04-08 Guangdong Oppo Mobile Telecommunications Corp Ltd Método e dispositivo de comunicação sem fios para estimativa de desvio de frequência de sinal recebido
US9276619B1 (en) 2014-12-08 2016-03-01 MagnaCom Ltd. Dynamic configuration of modulation and demodulation
US9191247B1 (en) 2014-12-09 2015-11-17 MagnaCom Ltd. High-performance sequence estimation system and method of operation
CN106160921B (zh) * 2015-04-01 2020-01-31 普天信息技术有限公司 实现高铁通信系统中信道状态信息的传输方法及装置
WO2017052489A1 (en) * 2015-09-24 2017-03-30 Intel Corporation V2x performance enhancements in high speed environments
US10355884B2 (en) * 2015-11-05 2019-07-16 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Robust channel estimation for vehicular applications
TW201725884A (zh) * 2016-01-15 2017-07-16 晨星半導體股份有限公司 處理通道估測的裝置及方法
CN106101038A (zh) * 2016-08-04 2016-11-09 成都极比特通信技术有限公司 基于滤波器组多载波系统的天线结构
US10419248B2 (en) * 2016-12-14 2019-09-17 Samsung Electronics Co., Ltd Method and apparatus for frequency domain inter-carrier interference compensation
CN108259395B (zh) * 2016-12-29 2021-01-22 大唐移动通信设备有限公司 一种信道估计方法及装置
US11171696B2 (en) * 2019-07-30 2021-11-09 Nxp Usa, Inc. Distributed MIMO long training field method and system
CN111162822B (zh) * 2019-12-05 2021-01-26 东南大学 大规模mimo波束域统计信道信息获取方法与系统
JP7473739B2 (ja) * 2020-08-07 2024-04-23 テレフオンアクチーボラゲット エルエム エリクソン（パブル） 位相雑音緩和のためのｉｃｉ除去フィルタ推定
CN115412407B (zh) * 2021-05-27 2024-05-17 华为技术有限公司 一种信道估计方法、装置及相关设备
CN115085749B (zh) * 2022-08-22 2022-11-04 中国人民解放军国防科技大学 一种通讯信号的传输畸变处理方法及相关组件

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001308820A (ja) * 2000-04-25 2001-11-02 Mitsubishi Electric Corp 直交周波数分割多重信号受信装置
US20040005010A1 (en) * 2002-07-05 2004-01-08 National University Of Singapore Channel estimator and equalizer for OFDM systems
US7453792B2 (en) * 2002-11-14 2008-11-18 Edgewater Computer Systems, Inc. Receiver architecture for pilot based OFDM systems
RU2006147002A (ru) * 2004-05-28 2008-07-10 Конинклейке Филипс Электроникс Н.В. (Nl) Способ обработки сигналов и процессор сигналов в системе ofdm
RU2006146805A (ru) * 2004-05-28 2008-07-10 Конинклейке Филипс Электроникс Н.В. (Nl) Способ обработки сигналов и процессор сигналов в системе ofdm
US7830976B2 (en) * 2004-07-16 2010-11-09 Qualcomm Incorporated Iterative channel and interference estimation with dedicated pilot tones for OFDMA
JP4453491B2 (ja) * 2004-08-16 2010-04-21 富士通株式会社 移動局
WO2006068347A1 (en) * 2004-12-21 2006-06-29 Electronics And Telecommunications Research Institute Method and apparatus for estimating timing error and frequency offset of hpi system
US7480497B2 (en) * 2005-06-29 2009-01-20 Intel Corporation Multicarrier receiver and method for carrier frequency offset correction and channel estimation for receipt of simultaneous transmissions over a multi-user uplink
KR100719111B1 (ko) * 2005-07-29 2007-05-17 삼성전자주식회사 Ｏｆｄｍ 시스템에 적용되는 위상잡음 보상장치 및 그 방법
US7526020B2 (en) * 2005-09-13 2009-04-28 Via Technologies, Inc. Circuit for improving channel impulse response estimation and compensating for remnant frequency offset in the orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) baseband receiver for IEEE 802.11a/g wireless LAN standard
JP2009532957A (ja) * 2006-04-03 2009-09-10 ナショナル・アイシーティ・オーストラリア・リミテッド 急速な分散性フェージングチャンネルのためのチャンネル推定
US8050697B2 (en) * 2006-08-22 2011-11-01 Nortel Networks Limited Multi-antenna scheduling system and method
KR100752670B1 (ko) * 2006-08-25 2007-08-29 삼성전자주식회사 순방향 에러 정정 디코더의 출력을 이용하여 심볼 값을추정하는 ｏｆｄｍ 시스템, 심볼 추정 장치 및 캐리어사이의 간섭 제거 방법
WO2008040088A1 (en) 2006-10-05 2008-04-10 Cohda Wireless Pty Ltd Improving receiver performance in a communication network

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20160006978A (ko) 2014-07-10 2016-01-20 삼성전기주식회사 터치센서

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Publication number Publication date
KR101536792B1 (ko) 2015-07-14
EP2232741A1 (en) 2010-09-29
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