CN109981240A - 一种全双工ofdm通信系统的导频图案设计方法 - Google Patents

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Abstract

本发明属于无线通信技术领域，具体涉及一种全双工OFDM通信系统的导频图案设计方法。本发明的方法主要是采用等间隔的方式在OFDM符号中插入导频数据，然后在选择的插入导频的OFDM符号中，采用等间隔的方式选择子载波承载导频数据，并且在同一个OFDM符号中，导频非0数据与导频0数据交替分布。本发明的方法不仅适用于全双工静态信道、慢变信道，同时也能适用于快变信道，其实现复杂度更低。

Description

一种全双工OFDM通信系统的导频图案设计方法
技术领域
本发明属于无线通信技术领域，具体涉及一种全双工OFDM通信系统的导频图案设计方法。
背景技术
随着移动互联网的高速发展，无线通信从过去以低速率的文字语音传输业务为主转变为高速率的数字多媒体传输业务为主。使得对移动通信容量的需求呈现爆炸式增长，而与之形成鲜明对比的是，可利用的无线频谱资源日益紧张。因此如何进一步提高频谱资源利用效率越来越受到研究者的关注。
时分双工利用时隙的划分实现上行和下行的区分，而频分双工通过频带的划分实现上行和下行的区分。传统的这种双工方式对频谱资源利用效率还不够高。为了进一步提升频谱利用效率，改善传统双工通信对频谱利用效率不高固有缺陷，国内外研究者在近年来提出全双工(Full-Duplex,FD)这一概念。全双工(FD)是指利用同一频率同时进行接收和发射，不需要划分时隙或者频带来区分接收和发射，相对于传统双工通信模式，理论上全双工(FD)将频谱利用效率提升一倍。由于全双工(FD)能极大提高频谱利用效率，吸引了众多国内外著名科研单位对全双工中的关键技术进行了系统研究。
针对导频图案设计，目前研究较少。申请号为CN201610007850.3的专利“全双工大规模天线阵多长度导频机制通信方法”研究的是，全双工大规模天线阵多长度导频机制通信方法，侧重于大规模天线阵的场景。论文“Pilot Optimization,Channel Estimationand Optimal Detection for Full-duplex OFDM Systems with IQ-imbalances”给出了一种优化的全双工OFDM通信系统的导频设计方法，但其前提是假设信道在连续N个OFDM符号上都是不变的。而在实际场景中，信道往往是变化的，是快衰落信道。
发明内容
本发明目的是针对现有技术中的导频图案缺陷，提供一种全双工OFDM通信系统的导频图案设计方法，能适用于静态信道、慢变信道、快变信道。
本发明的技术方案为：
一种全双工OFDM通信系统的导频图案设计方法，如图1所示，采用等间隔的方式在OFDM符号中插入导频数据，即每个插入导频的OFDM符号，与相邻的插入导频的OFDM符号之间的间隔为g个OFDM符号；如在第m个OFDM符号，第(m+g)个OFDM符号,第(m+2g)个OFDM符号，…….第(m+Kg)个OFDM符号作为导频插入的OFDM符号；
在选择的插入导频的OFDM符号中，采用等间隔的方式选择子载波承载导频数据，即每个承载导频数据的子载波，与相邻的承载导频数据的子载波的间隔为p个子载波；如在第q个子载波，第q+p个子载波，第q+2p个子载波，…….第(q+Kp)个子载波承载导频数据；
在同一个OFDM符号中，导频非0数据与导频0数据交替分布。
进一步的，所述参数g、p的大小对应导频图案的疏密程度和自干扰消除能力，即g、p取值越小，导频图案越密集，自干扰信道的估计值越精确，自干扰消除能力越强；g、p取值越大，导频图案越稀疏，自干扰信道的估计值误差越大，自干扰消除能力越弱；
所述参数g、p的大小还对应系统导频开销大小，即g、p取值越小，导频图案越密集，系统导频开销越大；参数g、p取值越大，导频图案越稀疏，导频开销越小。
本发明的方案在实际应用中，需综合通信系统对自干扰消除能力和导频开销的容许范围，进而确定出导频图案参数取值。
本发明的有益效果是：本发明的方法不仅适用于全双工静态信道、慢变信道，同时也能适用于快变信道，其实现复杂度更低。
附图说明
图1是本发明的导频图案示意图；
图2是系统模型示意图；
图3是系统采用本发明方案设计的导频图案示意图；
图4是仿真示例中终端A的导引示意图；
图5是仿真示例中终端B的导引示意图；
图6是仿真示例结果示意图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明进行详细说明，并结合仿真示例说明本发明方案的有效性。
如图2所示，为全双工系统模型图，节点A是本地终端，节点B是远程终端，设在节点A上，OFDM调制后的待发射信号为
其中Sm(k)是第m个OFDM符号的第k个子载波上的信号。经过DAC转换后信号为
a(t)＝s(t)+w(t) (0.2)
其中w(t)是量化噪声，经过上变频处理后的信号为
其中fc是载波频率，φ(t)是相位噪声。采用Hammerstein model，经过功放后的输出信号为
c′(t)＝(α1b(t)+α3b(t)|b(t)|2)*g(t)＝c(t)*g(t) (0.4)
其中α1为线性增益，α3为三阶线性增益,g(t)是功率放大器的记忆模型；
自干扰信号经过自干扰信道后的信号为
dsi(t)＝c′(t)*f′si(t)＝c(t)*h′si(t) (0.5)
其中f′si(t)是自干扰信道条件,h′si(t)＝g(t)*f′si(t)是自干扰的复合信道。经过射频抵消后的残余自干扰信号为
zsi(t)＝c(t)*hsi(t) (0.6)
其中hsi(t)为经过射频自干扰抵消后的残留自干扰复合信道。由此，可以得到在射频自干扰抵消后，接收信号为
z(t)＝zsi(t)+csoi(t)*hsoi(t)+u′(t) (0.7)
其中，csoi(t)为远端期望信号,hsi(t)为期望信号经历的复合信道，u′(t)为接收通道噪声。经过下变频及ADC后的接收信号为
其中，为hsi(t)的离散抽头模型，为hsoi(t)的离散抽头模型。对ym(n)进行去CP及FFT操作后，可得到第m个接收OFDM符号的第q个子载波的频域表示为
其中，表示第q个子载波上的噪声信号，表示第q个子载波上的线性自干扰信号，表示第q个子载波上的线性自干扰信号intercarrier interference(ICI)，表示第q个子载波上的非线性自干扰信号，Isoi,m(q)表示第q个子载波上的期望信号，表示第q个子载波上的期望信号ICI。由于非线性自干扰信号ICI较小，故不考虑。由于已知发射的自干扰信号故进行干扰抵消如下
从上式可以看出，数字自干扰抵消的目的是获得自干扰信道非线性因子和相噪的估计值和进而从(1.12)中减掉三个部分，完成自干扰信号的抑制。
如图3所示，上述系统采用本发明设计的导频图案，则节点A的第m个OFDM符号导频q处的接收信号为
假设为快衰落信道(即在1个OFDM持续时间内信道时不变)，则上式可以表示为
从上式可以看出，只要导频个数大于Lsi，则可以联列多个导频处接收信号，形成方程组获得的估计值。如果考虑相噪引入的ICI要远小于CPE，那么(1.23)中的ICI项可以去掉，则可以进一步化简为
此时求解或者Υm(q)的计算复杂度更低，便于实现。
如图4和图5所示，针对上述的本地终端A和远程终端B，采用本发明的方案设计导引并进行仿真，具体参数为：
码片速率30.72MHz
码片时间1/(30.72*106)
子载波个数2048
CP长度144
一个OFDM符号的持续时间(2048+144)/(30.72*106)
如图6所示，通过与理论结果对比可以发现，本发明的方案在便于实现的基础上，仍具有较高的准确性。

Claims (2)

1.一种全双工OFDM通信系统的导频图案设计方法，其特征在于，采用等间隔的方式在OFDM符号中插入导频数据，即每个插入导频的OFDM符号，与相邻的插入导频的OFDM符号之间的间隔为g个OFDM符号；
在选择的插入导频的OFDM符号中，采用等间隔的方式选择子载波承载导频数据，即每个承载导频数据的子载波，与相邻的承载导频数据的子载波的间隔为p个子载波；
在同一个OFDM符号中，导频非0数据与导频0数据交替分布。
2.根据权利要求1所述的一种全双工OFDM通信系统的导频图案设计方法，其特征在于，所述参数g、p的大小对应导频图案的疏密程度和自干扰消除能力，即g、p取值越小，导频图案越密集，自干扰信道的估计值越精确，自干扰消除能力越强；g、p取值越大，导频图案越稀疏，自干扰信道的估计值误差越大，自干扰消除能力越弱；
所述参数g、p的大小还对应系统导频开销大小，即g、p取值越小，导频图案越密集，系统导频开销越大；参数g、p取值越大，导频图案越稀疏，导频开销越小。
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