CN103905347A - 一种基于二重加权的ofdm系统快变信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种基于二重加权的OFDM系统快变信道估计方法，该方法包括以下步骤：从系统的接收数据中提取导频信号，估计导频位置的信道响应；对每个导频子载波，通过前向预测得到其数据位置信道响应的预测值；利用信道响应的预测值对接收数据进行均衡和判决，得到反馈信息并修正信道响应的预测值，从而得到整个导频子载波的信道响应；利用每个导频子载波的信道响应对接收数据进行均衡和判决，得到每个导频子载波信道响应的误差参数；根据误差参数计算每个导频子载波的插值系数，进行频率方向的插值，从而得到系统的信道响应。本发明能够实现快速时变信道的有效跟踪，提高信道估计的准确度。

Description

一种基于二重加权的OFDM系统快变信道估计方法

技术领域

本发明涉及通信技术领域，具体涉及一种基于二重加权的OFDM系统快变信道估计方法。

背景技术

正交频分复用（Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM）技术具有数据传输速率高，抗多径干扰能力强，易于实现多址接入及资源分配灵活等优点，已被写入WiMAX（WorldwideInteroperability for Microwave Access）、LTE（Long Term Evolution）等标准，是未来无线通信物理层的核心技术。信道估计是OFDM系统的关键技术之一，信道估计的质量对系统性能有极大影响。

目前，OFDM系统的信道估计方法大体分为两大类：盲信道估计和基于导频辅助的信道估计。盲信道估计方法不需要发送导频信息，通过利用信道的结构信息和输入信号特性进行信道估计。其优点是频谱利用率高，缺点是算法收敛速度慢，计算复杂度高，不适合在实时通信系统中应用。基于导频辅助的信道估计方法是OFDM系统信道估计研究的热点，也是最常用的一种信道估计方法。在这种方法中，接收端根据已知的导频信号估计导频位置的信道状态信息，而用户数据处的信道状态信息则利用导频位置的信道状态信息通过插值得到。目前，导频位置常用的信道估计方法大致可分为最小二乘（Least-Square，LS）和最小均方误差（Minimum Mean-Square Error，MMSE）两类。常用的插值方法有线性插值、高斯插值、三次样条插值、DFT插值等。

OFDM系统在时频资源块的时间和频率方向上插入导频，其信道估计需要在时间和频率两个方向上进行。传统的插值方法通过信道拟合的方式实现时间和频率方向的信道估计。这种方法不需要信道的统计信息，实现简单，计算量小，但是估计的精度不高。这是由于插值要以导频位置的信道信息作为参考，如果导频位置处的估计结果不准确，那么导频位置处的估计误差将会随着插值扩散到数据位置，导致估计性能下降。另一方面，随着终端移动速度提高，特别是在高速移动场景下，信道的时变特性变得非常明显，即使是相邻的两个符号时刻，信道特性也会存在较大的差异。而传统的插值方法难以有效地跟踪信道的变化，使得估计性能有限。

发明内容

（一）解决的技术问题

针对现有技术的不足，本发明提供一种基于二重加权的OFDM系统快变信道估计方法，能够实现快速时变信道的有效跟踪，提高信道估计的准确度。

（二）技术方案

为了实现以上目的，本发明通过以下技术方案予以实现：

一种基于二重加权的OFDM系统快变信道估计方法，其特征在于，该方法包括：

从系统的接收数据中提取导频信号，估计导频位置的信道响应；

对每个导频子载波，通过前向预测得到其数据位置信道响应的预测值；

利用信道响应的预测值对接收数据进行均衡和判决，得到反馈信息并修正信道响应的预测值，从而得到整个导频子载波的信道响应；

利用每个导频子载波的信道响应对接收数据进行均衡和判决，得到每个导频子载波信道响应的误差参数；

根据误差参数计算每个导频子载波的插值系数，进行频率方向的插值，从而得到系统的信道响应。

其中，所述对每个导频子载波，通过前向预测得到其数据位置信道响应的预测值由下式表示：

其中，

表示第m个导频子载波、第i个OFDM符号信道响应的预测值，mL表示导频子载波的索引，L表示导频子载波的间隔，

分别表示前N个OFDM符号已估计的信道响应，f_预测

表示预测函数。

其中，f_预测 表示最小二乘线性预测，计算公式如下：

${\tilde{H}}_{i,\mathrm{mL}}=\mathrm{\α}+\mathrm{\β}(i+1)$

其中，式中各参数：

$\mathrm{\β}=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(n-\stackrel{\‾}{n})({\hat{H}}_{i-N-1+n,\mathrm{mL}}-\stackrel{\‾}{H});$

$\mathrm{\α}=\stackrel{\‾}{H}-\mathrm{\β}\·\stackrel{\‾}{n};$

$\stackrel{\‾}{n}=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}n;$

$\stackrel{\‾}{H}=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{H}}_{i-N-1+n,\mathrm{mL}.}$

其中，所述利用信道响应的预测值对接收数据进行均衡和判决，得到反馈信息并修正信道响应的预测值，其步骤包括：

利用信道响应的预测值对导频子载波数据位置的接受数据进行均衡，得到均衡后的数据；

对均衡后的数据进行判决，将其映射到多进制正交幅度调制（M-QAM）星座图响应的星座点上，得到判决值；

将判决值当做新的导频信息，利用导频子载波数据位置的接收数据进行信道估计，得到信道响应的参考值；

将信道响应参考值当做反馈信息，对先前得到的信道响应预测值进行修正，得到导频子载波数据位置的信道响应。

其中，所述对先前得到的信道响应预测值进行修正而采用的修正方法为：

${\hat{H}}_{i,\mathrm{mL}}={\tilde{H}}_{i,\mathrm{mL}}+G({\stackrel{\‾}{H}}_{i,\mathrm{mL}}-{\tilde{H}}_{i,\mathrm{mL}})$

其中，

表示所述导频子载波数据位置的信道响应，

表示所述信道响应的参考值，G表示修正因子，且G∈(0，1)。

其中，所述利用导频子载波的信道响应对接收数据进行均衡和判决，得到导频子载波信道响应的误差参数，其步骤包括：

划分插值单元，每个插值单元包含所有子载波和N_symb个OFDM符号；

在插值单元内，利用导频子载波上已估计的信道响应对接收数据进行均衡，得到均衡值；

将均衡值映射到多进制正交幅度调制（M-QAM）星座图相应的星座点上，得到判决值；

计算判决值与均衡值之间的欧氏距离：

其中，

表示均衡值，

表示判决值；

将插值单元内的每个导频子载波对应的欧氏距离进行累加求和：

所得结果表示该导频子载波信道响应的误差参数。

其中，所述进行频率方向的插值为通过如下计算公式得到的待插值位置的信道响应：

${\hat{H}}_{\mathrm{mL}+l}=c_0{\hat{H}}_{\mathrm{mL}-L}+c_1{\hat{H}}_{\mathrm{mL}}+c_2{\hat{H}}_{\mathrm{mL}+L}+c_3{\hat{H}}_{\mathrm{mL}+2L}$

其中，c₀、c₁、c₂、c₃分别表示4个相邻导频子载波的插值系数，

分别表示4个相邻导频子载波的信道响应，

表示待插值数据子载波的信道响应，l表示待插值数据载波与相邻导频子载波的距离，l的取值范围是：0<l<L。

其中，所述插值系数c为误差权重ω和距离权重g之乘积；

所述误差权重ω的计算公式如下：

${\mathrm{\&omega;}}_m=N_{\mathrm{in}}\frac{(1-{\tilde{D}}_{\mathrm{mL}})}{\underset{m=1}{\overset{N_{\mathrm{in}}}{\mathrm{\&Sigma;}}}(1-{\tilde{D}}_{\mathrm{mL}})}$

其中，

表示误差参数归一化的结果，N_in表示插值时参考的导频子载波个数；

所述距离权重g根据待插值位置与导频子载波的距离求得，计算公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{g}_1=-(\mathrm{\&lambda;}-1)(\mathrm{\&lambda;}+1)\\ g_2=\mathrm{\&lambda;}(\mathrm{\&lambda;}+1)/2\\ g_0=(1-g_1-g_2)(2L-l)/3L\\ g_3=(1-g_1-g_2)(L+l)/3L\end{array}\right.$

其中，g₀、g₁、g₂、g₃分别表示4个相邻导频子载波的距离权重，L表示导频子载波的间隔，λ=l/L。

（三）有益效果

本发明至少具有如下的有益效果：

1、本发明是一种用于OFDM系统的快变信道估计方法。该方法考虑了OFDM符号在时间上的相关性，通过前向预测的方法获得待估计的信道响应并进行修正，在保证信道估计精度的同时实现了对时变信道的有效跟踪。

2、本发明中，在频率方向上进行插值处理，由于不同导频子载波信道响应的估计误差不一样，该方法考虑了估计误差不均衡的特点，在插值时通过二重加权的方式赋予导频子载波不同的插值系数，大大减轻了误差扩散造成的影响，提高了信道估计的准确度。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些图获得其他的附图。

附图1是本发明一个实施例提供的一种基于二重加权的OFDM系统快变信道估计方法的流程图；

图2是本发明一个较佳实施例提供的一种基于二重加权的OFDM系统快变信道估计方法的流程图；

图3是本发明实施例提供的一种导频结构示意图；

图4是本发明实施例中时间方向信道估计的示意图；

图5是本发明实施例中频率方向信道估计的示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

参见图1，本发明实施例提供了一种基于二重加权的OFDM系统快变信道估计方法，包括如下步骤：

步骤101：从系统的接收数据中提取导频信号，估计导频位置的信道响应。

步骤102：对每个导频子载波，通过前向预测得到其数据位置信道响应的预测值。

步骤103：利用信道响应的预测值对接收数据进行均衡和判决，得到反馈信息并修正信道响应的预测值，从而得到整个导频子载波的信道响应。

步骤104：利用每个导频子载波的信道响应对接收数据进行均衡和判决，得到每个导频子载波信道响应的误差参数。

步骤105：根据误差参数求得每个导频子载波的插值系数，进行频率方向的插值，从而得到系统的信道响应。

本发明实施例是一种用于OFDM系统的快变信道估计方法。该方法考虑了OFDM符号在时间上的相关性，通过前向预测的方法获得待估计的信道响应并进行修正，在保证信道估计精度的同时实现了对时变信道的有效跟踪；同时，在频率方向上进行插值处理，由于不同导频子载波信道响应的估计误差不一样，该方法考虑了估计误差不均衡的特点，在插值时通过二重加权的方式赋予导频子载波不同的插值系数，大大减轻了误差扩散造成的影响，提高了信道估计的准确度。

下面，通过一个具体的例子，来更为详细的说明本发明一个较佳实施例的实现过程。参见图2，该过程包括如下步骤：

步骤201：提取导频信号，对导频位置进行估计，得到导频位置的信道响应。

在本步骤中，所采用的导频位置处信道响应的估计方法例如可以为最小二乘（LS）估计，计算公式如下：

${\hat{H}}_P=Y_P./X_P=[\frac{y_1}{x_1},\frac{y_2}{x_2},...,\frac{y_{N_P}}{x_{N_P}}]$

其中，

为导频位置的信道响应，X_P为发送的导频信号，Y_P为接收的导频信号，N_P为导频的数量，y₁,y₂...

为矩阵Y_P中的数据，x₁,x₂...

为矩阵X_P中的数据。

同样地，本发明还可以采用最小均方误差（MMSS）算法、最大似然（ML）算法等其他方法估计导频位置的信道响应。

步骤202：对每个导频子载波，通过前向预测得到其数据位置信道响应的预测值。

对于的导频子载波数据位置的信道响应

其前N个符号的信道响应

已经被有效估计。利用这N个符号的信道响应预测数据位置的信道响应

采用的预测方法如下：

其中，

表示信道响应的预测值，f_预测 表示预测函数。

在本实施例中，通过最小二乘线性预测得到预测值

计算公式如下：

${\tilde{H}}_{i,\mathrm{mL}}=\mathrm{\&alpha;}+\mathrm{\&beta;}(i+1)$

其中，式中各参数：

$\mathrm{\&beta;}=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}(n-\stackrel{\&OverBar;}{n})({\hat{H}}_{i-N-1+n,\mathrm{mL}}-\stackrel{\&OverBar;}{H});$

$\mathrm{\&alpha;}=\stackrel{\&OverBar;}{H}-\mathrm{\&beta;}\&CenterDot;\stackrel{\&OverBar;}{n};$

$\stackrel{\&OverBar;}{n}=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}n;$

$\stackrel{\&OverBar;}{H}=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{H}}_{i-N-1+n,\mathrm{mL}.}$

同样的，本发明也可以采用如卡尔曼（Kalman）滤波预测等其他预测方法得到导频子载波数据位置信道响应的预测值。

步骤203：利用信道响应的预测值

对导频子载波数据位置的接收数据Y_i,mL据进行均衡，得到均衡后的值。

在本步骤中，所采用的均衡方法为迫零（Zero Forcing，ZF）均衡，计算公式如下：

${\tilde{X}}_{i,\mathrm{mL}}=\frac{Y_{i,\mathrm{mL}}}{{\tilde{H}}_{i,\mathrm{mL}}}$

同样的，本发明也可以采用最小均方（LMS）算法、递归最小平方（RLS）算法得到均衡结果。

步骤204：对均衡后的数据进行判决，将其映射到多进制正交幅度调制（M-QAM）星座图相应的星座点上，得到判决值

在本步骤中，采用的判决方法可以是硬判决或软判决。

步骤205：将判决值

当做新的导频信息，利用导频子载波数据位置的接收数据Y_i,mL进行信道估计，得到信道响应的参考值

在本步骤中，参考值的计算公式如下：

${\stackrel{\&OverBar;}{H}}_{i,\mathrm{mL}}=\frac{Y_{i,\mathrm{mL}}}{{\stackrel{\&OverBar;}{X}}_{i,\mathrm{mL}}}$

步骤206：将参考值

当做反馈信息，对先前得到的信道响应预测值

进行修正，得到导频子载波数据位置的信道响应

从而得到整个导频子载波信道响应的估计结果。

本步骤中，采用的修正方法为：

${\hat{H}}_{i,\mathrm{mL}}={\tilde{H}}_{i,\mathrm{mL}}+G({\stackrel{\&OverBar;}{H}}_{i,\mathrm{mL}}-{\tilde{H}}_{i,\mathrm{mL}})$

其中，G∈(0，1)，表示修正因子。

如图4所示，通过以上步骤，得到所有导频子载波信道响应的估计结果。

步骤207：划分插值单元，每个插值单元包含所有子载波和N_symb个OFDM符号。

步骤208：在插值单元内，利用导频子载波上已估计的信道响应对接收数据进行均衡，得到均衡值。

在本步骤中，所采用的均衡方法为迫零（Zero Forcing，ZF）均衡，计算公式如下：

${\tilde{X}}_{\mathrm{mL}}=\frac{Y_{\mathrm{mL}}}{{\hat{H}}_{\mathrm{mL}}}=[\frac{Y_{1,\mathrm{mL}}}{{\hat{H}}_{1,\mathrm{mL}}},\frac{Y_{2,\mathrm{mL}}}{{\hat{H}}_{2,\mathrm{mL}}},...,\frac{Y_{N_{\mathrm{symb}},\mathrm{mL}}}{{\hat{H}}_{N_{\mathrm{symb}},\mathrm{mL}}}]$

其中，Y_mL表示导频子载波上的接受数据，

表示导频子载波上信道响应的估计值，

表示均衡值。

同样的，本发明也可以采用最小均方（LMS）算法、递归最小平方（RLS）算法得到均衡结果。

步骤209：对均衡值

进行判决，将其映射到多进制正交幅度调制（M-QAM）星座图相应的星座点上，得到判决值

本步骤中，采用的判决方法可以是硬判决或软判决。

步骤210：计算判决值和均衡值之间的欧氏距离。

本步骤的计算公式如下所示：

$d_{i,\mathrm{mL}}=|{\tilde{X}}_{i,\mathrm{mL}}-{\stackrel{\&OverBar;}{X}}_{i,\mathrm{mL}}|$

步骤211：对每个导频子载波上的N_symb个OFDM符号的欧式距离进行累加求和，所得结果表示该导频子载波信道响应的误差参数。

本步骤中，误差参数为：

$D_{\mathrm{mL}}=\underset{i=1}{\overset{N_{\mathrm{symb}}}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_{i,\mathrm{mL}}=d_{1,\mathrm{mL}}+d_{2,\mathrm{mL}}+...+d_{N_{\mathrm{symb}},\mathrm{mL}}$

步骤212：根据误差参数计算各导频子载波的插值系数，进行频率方向的插值。

如图5所示，插值时每个插值单元分别进行。考虑待插值位置与前后4个导频子载波的相关性，通过如下计算公式得到待插值位置的信道响应：

${\hat{H}}_{\mathrm{mL}+l}=c_0{\hat{H}}_{\mathrm{mL}-L}+c_1{\hat{H}}_{\mathrm{mL}}+c_2{\hat{H}}_{\mathrm{mL}+L}+c_3{\hat{H}}_{\mathrm{mL}+2L}$

其中，c₀、c₁、c₂、c₃分别表示4个相邻导频子载波的插值系数，

分别表示4个相邻导频子载波的信道响应，

表示待插值数据子载波的信道响应，l表示待插值数据载波与相邻导频子载波的距离，l的取值范围是：0<l<L。

插值性能的好坏与插值系数有很大关系。本发明考虑了导频子载波信道响应误差不平衡的特点，在进行插值时赋予导频子载波不同的系数。其中，插值系数c由两重权重构成，分别是误差权重ω和距离权重g。插值系数：c=ωg。

误差权重ω根据导频子载波的信道响应误差参数求得，计算公式如下：

${\mathrm{\&omega;}}_m=N_{\mathrm{in}}\frac{(1-{\tilde{D}}_{\mathrm{mL}})}{\underset{m=1}{\overset{N_{\mathrm{in}}}{\mathrm{\&Sigma;}}}(1-{\tilde{D}}_{\mathrm{mL}})}$

其中，

表示误差参数归一化的结果。N_in表示插值时参考的导频子载波个数。此处，N_in=4。

距离权重g根据待插值位置与导频子载波的距离求得，计算公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{g}_1=-(\mathrm{\&lambda;}-1)(\mathrm{\&lambda;}+1)\\ g_2=\mathrm{\&lambda;}(\mathrm{\&lambda;}+1)/2\\ g_0=(1-g_1-g_2)(2L-l)/3L\\ g_3=(1-g_1-g_2)(L+l)/3L\end{array}\right.$

其中，g₀、g₁、g₂、g₃分别表示4个相邻导频子载波的距离权重，L表示导频子载波的间隔，λ=l/L。

以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解；其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (7)

1.一种基于二重加权的OFDM系统快变信道估计方法，其特征在于，该方法包括：

从系统的接收数据中提取导频信号，估计导频位置的信道响应；

对每个导频子载波，通过前向预测得到其数据位置信道响应的预测值；

利用信道响应的预测值对接收数据进行均衡和判决，得到反馈信息并修正信道响应的预测值，从而得到整个导频子载波的信道响应；

利用每个导频子载波的信道响应对接收数据进行均衡和判决，得到每个导频子载波信道响应的误差参数；

根据误差参数计算每个导频子载波的插值系数，进行频率方向的插值，从而得到系统的信道响应。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对每个导频子载波，通过前向预测得到其数据位置信道响应的预测值由下式表示：

其中，

表示第m个导频子载波、第i个OFDM符号信道响应的预测值，mL表示导频子载波的索引，L表示导频子载波的间隔，

分别表示前N个OFDM符号已估计的信道响应，f_预测

表示预测函数；

其中，f_预测

表示最小二乘线性预测，计算公式如下：

${\tilde{H}}_{i,\mathrm{mL}}=\mathrm{\&alpha;}+\mathrm{\&beta;}(i+1)$

其中，式中各参数：

$\mathrm{\&beta;}=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}(n-\stackrel{\&OverBar;}{n})({\hat{H}}_{i-N-1+n,\mathrm{mL}}-\stackrel{\&OverBar;}{H});$

$\mathrm{\&alpha;}=\stackrel{\&OverBar;}{H}-\mathrm{\&beta;}\&CenterDot;\stackrel{\&OverBar;}{n};$

$\stackrel{\&OverBar;}{n}=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}n;$

$\stackrel{\&OverBar;}{H}=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{H}}_{i-N-1+n,\mathrm{mL}.}$

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述利用信道响应的预测值对接收数据进行均衡和判决，得到反馈信息并修正信道响应的预测值，其步骤包括：

利用信道响应的预测值对导频子载波数据位置的接收数据进行均衡，得到均衡后的数据；

对均衡后的数据进行判决，将其映射到多进制正交幅度调制（M-QAM）星座图相应的星座点上，得到判决值；

将判决值当做新的导频信息，利用导频子载波数据位置的接收数据进行信道估计，得到信道响应的参考值；

将信道响应参考值当做反馈信息，对先前得到的信道响应预测值进行修正，得到导频子载波数据位置的信道响应。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述对先前得到的信道响应预测值进行修正而采用的修正方法为：

${\hat{H}}_{i,\mathrm{mL}}={\tilde{H}}_{i,\mathrm{mL}}+G({\stackrel{\&OverBar;}{H}}_{i,\mathrm{mL}}-{\tilde{H}}_{i,\mathrm{mL}})$

其中，

表示所述导频子载波数据位置的信道响应，

表示所述信道响应的参考值，G表示修正因子，且G∈(0，1)。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述利用导频子载波的信道响应对接收数据进行均衡和判决，得到导频子载波信道响应的误差参数，其步骤包括：

划分插值单元，每个插值单元包含所有子载波和N_symb个OFDM符号；

在插值单元内，利用导频子载波上已估计的信道响应对接收数据进行均衡，得到均衡值；

将均衡值映射到多进制正交幅度调制（M-QAM）星座图相应的星座点上，得到判决值；

计算判决值与均衡值之间的欧氏距离：

其中，表示均衡值，

表示判决值；

将插值单元内的每个导频子载波对应的欧氏距离进行累加求和：

所得结果表示该导频子载波信道响应的误差参数。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述进行频率方向的插值为通过如下计算公式得到的待插值位置的信道响应：

${\hat{H}}_{\mathrm{mL}+l}=c_0{\hat{H}}_{\mathrm{mL}-L}+c_1{\hat{H}}_{\mathrm{mL}}+c_2{\hat{H}}_{\mathrm{mL}+L}+c_3{\hat{H}}_{\mathrm{mL}+2L}$

其中，c₀、c₁、c₂、c₃分别表示4个相邻导频子载波的插值系数，

分别表示4个相邻导频子载波的信道响应，

表示待插值数据子载波的信道响应，l表示待插值数据载波与相邻导频子载波的距离，l的取值范围是：0<l<L。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述插值系数c为误差权重ω和距离权重g之乘积；

所述误差权重ω的计算公式如下：

${\mathrm{\&omega;}}_m=N_{\mathrm{in}}\frac{(1-{\tilde{D}}_{\mathrm{mL}})}{\underset{m=1}{\overset{N_{\mathrm{in}}}{\mathrm{\&Sigma;}}}(1-{\tilde{D}}_{\mathrm{mL}})}$

其中，

表示误差参数归一化的结果，N_in表示插值时参考的导频子载波个数；

所述距离权重g根据待插值位置与导频子载波的距离求得，计算公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{g}_1=-(\mathrm{\&lambda;}-1)(\mathrm{\&lambda;}+1)\\ g_2=\mathrm{\&lambda;}(\mathrm{\&lambda;}+1)/2\\ g_0=(1-g_1-g_2)(2L-l)/3L\\ g_3=(1-g_1-g_2)(L+l)/3L\end{array}\right.$

其中，g₀、g₁、g₂、g₃分别表示4个相邻导频子载波的距离权重，L表示导频子载波的间隔，λ=l/L。

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