CN1710894A - 高速移动正交频分复用系统的信道估计方法 - Google Patents

Abstract

一种高速移动正交频分复用系统的信道估计方法，步骤为：发射端同时在时域和频域插入导频数据，将导频和待传输的数据组成数据帧结构；接收端将某一帧数据中的导频和传输数据分离，导频数据送入信道估计部分，计算出各自对应载波位置上的信道幅度和相位，从而将各个对应导频插入位置上的子载波中心频点信道系数提取出来；再对提取出来的相应子载波中心频点上的信道系数进行频域线性内插，同时在相邻时间间隔内估计出来的信道系数值之间进行时域线性内插，得到整个信道系数矩阵；将接收到的各路子载波上的有效数据除以各自对应位置上所估计出来的信道系数值，实现接收系统的频域均衡。本发明计算复杂度低，能较好地适应高速移动和大多径延迟环境。

Description

高速移动正交频分复用系统的信道估计方法

技术领域

本发明涉及一种无线通信领域的信道估计方法，具体是一种高速移动正交频分复用系统的信道估计方法。

背景技术

目前关于正交频分复用(OFDM)无线传输系统信道估计的技术大致可以分为LS(最小二乘法)、DFT(子空间估计法)、MMSE(最小均方误差法)、Turbo迭代检测方法、神经网络方法和各种各样的盲(全盲或半盲)估计方法。其中，前四种方法都已经可以用某些特定的硬件来实现，LS、DFT以及MMSE算法复杂度较低，硬件实现成本较为合理，但是它们在用于高速移动环境和散射环境复杂、最大多径延迟量较大的情况时，信道估计精度很差，整体效果不理想；后面的几种估计方法算法复杂度很高，硬件实现成本昂贵，或者说目前还无法实时实现。

经对现有技术的文献检索发现，中国专利申请号为：02801353，名称为：具有简化信道响应估计的多载波传输系统。该发明中的信道估计部分的工作原理为：从发射机向接收机发射多载波信号。多载波信号包括多个子载波，这些子载波就是发射的导频数据。信道估计部分包括一个简化滤波器，用于根据所接收子载波码元的矢量和估计出的码元矢量推导出所估计幅度和导数的矢量，该简化滤波器被用于发现不同副载波幅度之间的幅度相关性和不同副载波导数之间的导数相关性。均衡器根据估计出来的幅度和导数来抵消接收到的载波信号中包含的互载干扰ICI，利用这一相关，接收机的复杂性能够得到显著的下降。但是这种信道估计方式精度较差，无法实用于高速移动环境和大多径延迟的无线应用场合。

发明内容

本发明针对现有技术中存在的不足，提出一种高速移动正交频分复用系统的信道估计方法，使其利用较少点数的FFT，低阶FIR滤波器和简单的时频双向线性内插，能够实现在上述恶劣传播条件下的信道估计，本发明中的时频双向线性内插获得整个帧内信道均衡矩阵运算具有较低的计算复杂度，而且能够较好地适应于高速移动和大多径延迟环境。

本发明是通过以下技术方案实现的，具体步骤如下：

(1)在发射端根据实际使用的信道环境，同时在时域和频域插入导频数据，将导频和待传输的数据组成数据帧结构。

(2)在接收端将某一帧数据中的导频和传输数据分离出来，将导频数据送入信道估计部分，然后通过虚拟滤波器组和低复杂度的硬件实现CORDIC(旋转数字式计算)算法来计算出各自对应载波位置上的信道幅度和相位，从而将各个对应导频插入位置上的子载波中心频点信道系数提取出来。

(3)再对提取出来的相应子载波中心频点上的信道系数进行频域线性内插，同时在相邻的时间间隔内估计出来的信道系数值之间进行时域线性内插，得到整个信道系数矩阵。

(4)最后将接收到的各路子载波上的有效数据除以各自对应位置上所估计出来的信道系数值，实现接收系统的频域均衡。

移动无线信道由许多条因传输信号的直射，折射和衍射而形成的不同时延的路径组成。在这样的多径信道条件下，接收到的信号是由许多不同延迟的，幅度不同的传输信号的叠加，这样就形成了频率选择性衰落，时延越大，衰落效果越严重。同时，由于发射(或者接收)终端快速移动的多谱勒效应，使得信道表现出了一定的时变特性，移动的速度越快，这种时变特性就越明显。因此，具有实际应用价值的能同时对抗时间-频率选择性移动无线信道的估计方法对迅猛发展的移动通信技术来说是非常重要的。

OFDM(正交频分复用)是一种频率有效的多载波技术，它利用一定数量的彼此正交的窄带子载波(每个子载波的带宽都非常窄，以形成频率非选择性衰落)来并行地传送低速率数据从而实现整体高速数据的传输。

本发明的主要内容是设计出一组合理的子载波的导频数据来实现对某些特定频点子载波位置上的信道系数估计，再分别利用时域线性内插和频域线性内插来对抗无线信道的时间-频率双选择性衰落效应。每帧数据中的时间轴插入导频数据的个数(即导频插入的时间间隔Nt)与信道的变化速率(多谱勒大小)成正比例关系，具体为：

       Nt≤1/2f_dT                        (1)

式(1)中T为OFDM符号间隔，fd为多谱勒频率扩展值。每帧数据中的频率轴插入导频数据的个数(即插入导频的频率间隔Nf)与信道的最大延迟量成正比例关系，具体为：

       N_f≤1/τ_maxΔF_c                   (2)

式(2)中τ_max为信道的最大多径延迟量，ΔF_c为子载波之间的频率间隔。

本发明信道估计部分，具体实现如下：先设计出一个大于N阶的等波纹逼近低通FIR滤波器原型，再将设计出的低阶FIR低通滤波器系数h(n)进行裂相处理，得到相应的各路裂相滤波器系数数据h_i(n)，(i＝1，2，……，N)。然后对h_i(n)进行插零处理，FFT完成虚拟滤波器组的频谱搬移作用，输入为N点数据，输出为P点数据，这样该FFT的运算复杂度为P/N，最后对每路与导频插入点相对应的数据分别利用低复杂度的硬件实现CORDIC(旋转数字式计算)算法进行均方根值运算和反正切运算，提取出该频点的信道系数数据。

本发明设计出的各个待估计的子载波位置上的导频数据就是与该子载波中心频率相同的正弦信号数据，若设该估计出的各路子载波的中心频点分别为ω1，ω2，……，ωp，一共在频域上插入P个均匀铺开的导频数据，则导频数据可以表示为：

$X_{\mathrm{ds}}=\underset{i=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{i}n\right)$ (3)

经过移动无线信道的频率选择性衰落的作用，则导频数据变为：

$X_{\mathrm{ds}}=\underset{i=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{A}_i\cos (({\mathrm{\ω}}_i+{\mathrm{\ω}}_f)n+{\mathrm{\θ}}_i)+N\left(n\right)$ (4)

式(4)中，N(n)为信道中的加性高斯白噪声。

将接收到的导频数据送入到本发明的信道估计部分，估计出式(4)中的幅度参数A_i和相位参数θ_i，组合成这些频率点处的信道系数H_i＝A_ie^jθi，(i＝1，2，……，P)。然后首先对信道系数进行相邻导频频点之间的线性内插，以估计出其它OFDM子载波中心频点的信道系数值，即得到全部子载波中心频点的信道系数值 ${\tilde{H}}_l={\tilde{A}}_l{e}^{j{\widetilde{\mathrm{\θ}}}_l},(l=\mathrm{1,2},\·\·\·\·\·\·,N),$ N为去掉保护子载波后的有效子载波个数。得到某个时刻的全部频点的信道系数数据后，再在相邻两个时间间隔内将估计出的两组信道系数数据进行时域线性内插，以估计出该时间间隔之内的全部信道系数的时频抽样值，这样得到的信道矩阵为

(5)

式(5)中M为两个相邻导频时间间隔之内的信道抽样点数。

在接收端只需对接收到的有效数据信号的时频抽样值除以估计得到的对应位置上的信道系数就可以完成接收数据的频域均衡。

本发明中的信道估计部分使用较少点数的FFT，改进后的裂相FIR滤波器组和简单的时频双向线性内插，能够实现在高速移动和大多径延迟环境下的有效信道估计，而且均衡过程简单。改变信道估计中导频插入的时间间隔和频率间隔便可以做到环境自适应信道估计，这也正是现代无线传输技术的发展方向之一。本发明具有较低的计算复杂度，而且能够较好地适应于高速移动和大多径延迟环境。

附图说明

图1使用本发明方法的系统工作流程图

图2本发明信道估计部分示意图

具体实施方式

如图1所示，首先将待传输的数据经过混合前向纠错编码和交织处理，再进行星座映射(16QAM)，IFFT频谱搬移，插入保护间隔处理，得到的数据与导频数据组成数据帧。通过数模变换、正交调制器、上变频后发射出去。接收到的信号先经过一个带通滤波器，再经下变频、模拟正交解调和模数变换，去保护间隔处理后，将每帧数据中导频位置上的数据和其它传输数据分离开来，将导频位置上的数据送入本发明中的信道估计单元。经过信道系数提取和时频双向线性插值得到整个信道矩阵，再将有效数据分别除以对应位置所估计得到的信道系数值完成频域均衡。均衡后的数据经FFT作用和QAM解调，最后进行去交织处理和混合前向纠错译码，得到开始发射的数据。

如图2所示，信道估计部分的FIR滤波器阶数为128阶，抽取器的减采样数M取8，N为64，所采用的CORDIC(旋转数字式计算)单元数等于实际频域插入的导频数。这样接收端分离出来的导频数据分别经延迟和减采样后送入裂相滤波单元，对输出的数据再进行复杂度降低为P/N的FFT运算，若设滤波后的数据为x₁(n)，则该FFT运算为：

$X\left(k\right)=\underset{n=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_1\left(n\right)e^{j\frac{2\mathrm{\πnk}}{N}}$ (6)

由于实际上需要知道X(k)的P个数据，故上述FFT的计算复杂度仅为P/N。将这输出的P路数据分别送入各自对应的低复杂度的硬件实现CORDIC(旋转数字式计算)算法单元，通过均方根值运算和反正切运算提取出该频点的信道系数数据。

在64路子载波，多径数为4，延时和衰落系数分别为[1，2，3，4]×5e-8秒与[-2，0，-4，-6]dB，最大多谱勒分别为40Hz和100Hz的信道条件下，导频插入分别采取[0∶4∶16](16导频)和[0∶8∶63](8导频)方式。所采用的CORDIC(旋转数字式计算)单元数分别为16和8，对估计得到的参数值采用双向线性内插处理，将得到的误码率结果与DFT和LS(DFT和LS分别为子空间分离方法和最小二乘法)进行比较。结果表明：本发明中的算法在延时量小于保护间隔的1/4时的误码率性能好于采用相同导频插入方式的DFT方法和LS方法。三种算法的误码地板分别为：LS方法为0.0013542；DFT方法为0.0008333；本发明中的方法为0.000625。而在最大延时量位于保护间隔的1/4-1/2时，LS方法和DFT方法的误码率性能迅速恶化，但是相比之下本发明中的方法依然保持着很好的表现。

Claims (7)

1、一种高速移动正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于，步骤为：

(1)在发射端根据实际使用的信道环境，同时在时域和频域插入导频数据，将导频和待传输的数据组成数据帧结构；

(2)在接收端将某一帧数据中的导频和传输数据分离出来，将导频数据送入信道估计部分，然后通过虚拟滤波器组和低复杂度的硬件实现CORDIC算法来计算出各自对应载波位置上的信道幅度和相位，从而将各个对应导频插入位置上的子载波中心频点信道系数提取出来；

(3)再对提取出来的相应子载波中心频点上的信道系数进行频域线性内插，同时在相邻的时间间隔内估计出来的信道系数值之间进行时域线性内插，得到整个信道系数矩阵；

(4)最后将接收到的各路子载波上的有效数据除以各自对应位置上所估计出来的信道系数值，实现接收系统的频域均衡。

2、根据权利要求1所述的高速移动正交频分复用系统的信道估计方法，其特征是，所述的步骤(1)中，每帧数据中的时间轴插入导频数量的个数即导频插入的时间间隔Nt，与信道的变化速率成正比例关系，具体为：

$\mathrm{Nt}\≤1/2f_{d}T$

上式中T为OFDM符号间隔，fd为多谱勒频率扩展值。

3、根据权利要求1所述的高速移动正交频分复用系统的信道估计方法，其特征是，所述的步骤(1)中，每帧数据中的频率轴插入导频数据的个数即插入导频的频率间隔Nf，与频率轴插入导频数据的个数与信道的最大延迟量成正比例关系，具体为：

$N_f\≤1/{\mathrm{\τ}}_{\max }{\mathrm{\ΔF}}_c$

上式中τ_max为信道的最大多径延迟量，ΔF_c为子载波之间的频率间隔。

4、根据权利要求1所述的高速移动正交频分复用系统的信道估计方法，其特征是，各个待估计的子载波位置上的导频数据就是与该子载波中心频率相同的正弦信号数据，若设该估计出的各路子载波的中心频点分别为ω1，ω2，……，ωp，一共在频域上插入P个均匀铺开的导频数据，则导频数据表示为：

$X_{\mathrm{ds}}=\underset{i=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{i}n\right)$

经过移动无线信道的频率选择性衰落的作用，则导频数据变为：

$X_{\mathrm{ds}}=\underset{i=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{A}_i\cos (({\mathrm{\ω}}_i+{\mathrm{\ω}}_f)n+{\mathrm{\θ}}_i)+N\left(n\right)$

式中，N(n)为信道中的加性高斯白噪声。

5、根据权利要求1所述的高速移动正交频分复用系统的信道估计方法，其特征是，所述的步骤(2)，信道估计部分具体实现为：先设计出一个大于N阶的等波纹逼近低通FIR滤波器原型，再将设计出的低阶FIR低通滤波器系数h(n)进行裂相处理，得到相应的各路裂相滤波器系数数据h_i(n)，i＝1，2，……，N，然后对h_i(n)进行插零处理，FFT完成虚拟滤波器组的频谱搬移作用，输入为N点数据，输出为P点数据，这样该FFT的运算复杂度为P/N，最后对每路与导频插入点相对应的数据分别利用低复杂度的硬件实现CORDIC算法进行均方根值运算和反正切运算，提取出该频点的信道系数数据。

6、根据权利要求1所述的高速移动正交频分复用系统的信道估计方法，其特征是，所述的步骤(3)，将接收到的导频数据送入到信道估计部分，估计幅度参数A_i和相位参数θ_i，组合成这些频率点处的信道系数H_i＝A_ie^jθi，i＝1，2，……，P，然后首先对信道系数进行相邻导频频点之间的线性内插，以估计出另外OFDM子载波中心频点的信道系数值，即得到全部子载波中心频点的信道系数值 ${\tilde{H}}_l={\tilde{A}}_l{e}^{j{\widetilde{\mathrm{\θ}}}_l},$ 1＝1，2，……，N，N为去掉保护子载波后的有效子载波个数，得到某个时刻的全部频点的信道系数数据后，再在相邻两个时间间隔内将估计出的两组信道系数数据进行时域线性内插，以估计出该时间间隔之内的全部信道系数的时频抽样值，这样得到的信道矩阵为：

式中M为两个相邻导频时间间隔之内的信道抽样点数。

7、根据权利要求1所述的高速移动正交频分复用系统的信道估计方法，其特征是，所述的步骤(4)，由得到的经过时频双向线性内插估计出的对应特定频点特定传输符号时间间隔内的信道数据，通过将实际接收到的子载波信号数据除以对应位置上所估计出来的信道系数数据来完成信道均衡。

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