CN101820404B - 一种用于ofdm系统的信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于OFDM系统的信道估计方法，根据导频频点处的信道响应，获取所述导频频点处的信道响应的正弦函数参数，并在频域维度对所述正弦函数参数作基于正弦函数的插值，从而得到所述导频频点之间各子载波的信道响应。本发明用于OFDM系统的信道估计方法可以有效地用在实际系统中工作，并且具有较好的信道估计性能。

Description

一种用于OFDM系统的信道估计方法

技术领域

本发明涉及通信领域，尤其涉及一种用于OFDM系统的信道估计方法。

背景技术

近年来，各种基于无线传输的数字广播系统在世界范围内取得了广泛应用。目前，大多数无线数字广播系统采用了SFN（Single Frequency Network，单频网）作为组网方式，例如DVB-T（Digital VideoBroadcasting-Terrestrial，地面数字视频广播）以及CMMB（China MobileMedia Broadcasting，中国移动多媒体广播）等系统。

单频网SFN是指由同一地理区域内的若干个位于不同地点、处于同步状态的发射机以相同的频率发送相同的信息，从而实现对服务区的可靠覆盖。单频网具有频谱利用率高、网络覆盖质量好等优点。但是在单频网中，如果接收机处于相邻两个发射机的重叠覆盖区域内，接收机将收到两个发射机所发送的同频信号，且两路信号具有大小相当的功率，即出现了所谓的双径信道。并且由于广播系统中发射机之间的距离通常较大，使得两路接收信号之间具有较大的时延，信道衰落特性随频率变化非常显著。为了确保产品性能，DVB-T、CMMB等系统都在测试标准中对双径（0dB echo）信道下的接收机性能提出了要求。

OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用）技术由于其频谱利用率高、抗多径干扰能力强等优点，被DMB-TH（Terrestrial Digital Multimedia TV/Handle Broadcasting，地面数字电视传输）、DVB-T、CMMB等多种无线广播系统所采用。对于基于OFDM的广播系统，其OFDM数据符号中通常都设置了一定数目的子载波作为导频，用于完成信道参数的估计。此类系统在进行信道估计时，可以首先估计出导频频点的信道响应，然后在时、频域维度进行插值，从而得到所有子载波频点的信道响应估计值。

目前常用的频域维度插值算法有线性插值、二次插值、基于DFT（discrete Fourier transform，离散傅立叶变换）的插值方法、基于MMSE（Minimum Mean Squared Error，最小均方误差）准则的插值方法等。针对于长时延双径信道，有人利用双径信道的频域信道响应特性，提出了一种基于圆轨迹的频域维度插值方法。

现有的基于导频的信道估计方法多是先获得导频频点上的信道响应，再通过线性插值、二次插值、基于DFT的插值或基于维纳滤波的插值方法获得数据子载波上的信道响应。

其中基于MMSE准则的插值方法具有线性意义上的最优解，它利用相干带宽内信道响应的相关性，通过维纳滤波、卡尔曼滤波等方式，利用相邻若干个导频频点估计出导频之间各数据子载波频点的信道响应。然而基于维纳滤波的插值需要知道信道的相关矩阵，以确定滤波器的系数，而实时计算系数的方法具有较高的复杂度。在实际系统中，往往是通过预先存储几组维纳滤波器系数的方法进行插值。特别是在长时延双径信道下，信道相干带宽较小，甚至接近于相邻两个导频之间的频率间隔，从而使基于MMSE准则的各种插值方法在实际系统中无法正常工作。

基于圆轨迹的插值方法可以在两径之间存在载波频偏和帧同步误差的条件下使用。但是该方法假定两径的初始相位为0，而在实际通信系统中，由于各发射机产生的载波信号具有各自的起始相位，两径各自具有随机的初始相位。因此，基于圆轨迹的插值方法在实际系统中也无法正常工作。此外，插值过程中涉及开方运算等操作，不利于硬件实现。

综上所述，现有的用于OFDM系统的信道估计方法均不能有效地用在实际系统中工作。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种用于OFDM系统的信道估计方法，能够有效地用在实际系统中工作，并且具有较好的信道估计性能。

为解决上述技术问题，本发明提出了一种用于OFDM系统的信道估计方法，根据导频频点处的信道响应，获取所述导频频点处的信道响应的正弦函数参数，并在频域维度对所述正弦函数参数作基于正弦函数的插值，从而得到所述导频频点之间各子载波的信道响应；

所述导频频点处的信道响应通过下式表示:

其中，k_p为相邻导频频点之间的频率间隔，H_p(v*k_p)，v=1,2…P为第v个导频频点的信道响应，P为导频个数，r、Δθ、分别为正弦函数的幅度、频率和相位，d_c、d_s为信道响应实部和虚部对应的正弦函数均值；

所述导频频点之间各子载波的信道响应通过下式得到；

其中，i=1,…，K_p-1为子载波标识号，k_p为相邻导频频点之间的频率间隔，P为导频个数，r、Δθ、

分别为正弦函数的幅度、频率和相位，d_c、d_s为信道响应实部和虚部对应的正弦函数均值，

v=1,2…P表示经过导频点信道响应参数插值后得到的子载波信道响应，

表示经过导频点信道响应参数插值后得到的子载波信道响应实部对应的正弦函数均值，表示经过导频点信道响应参数插值后得到的子载波信道响应中正弦函数的幅度，

表示经过导频点信道响应参数插值后得到的子载波信道响应虚部对应的正弦函数均值。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，所述正弦函数参数包括均值、幅度、频率和相位。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，所述导频频点处的信道响应通过最小二乘LS算法或最小均方误差MMSE算法计算得到。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，所述OFDM系统的信道为双径长时延信道或瑞利信道。

本发明用于OFDM系统的信道估计方法可以有效地用在实际系统中工作，并且具有较好的信道估计性能。

附图说明

图1为CMMB系统的导频分布图；

图2为采用OFDM的系统的相邻频点的信道响应实部图；

图3为两路信号间时延为5us时双径信道下的系统误码性能比较示意图；

图4为两路信号间时延为50us时双径信道下的系统误码性能比较示意图；

图5为瑞利信道下的系统误码性能比较示意图。

具体实施方式

本发明的主要构思是，根据导频频点处的信道响应，获取该导频频点处信道响应的正弦函数参数，并在频域维度对该参数作基于正弦函数的插值，从而得到上述导频频点之间各子载波的信道响应。

下面结合附图和实施例，对本发明的方法作进一步详细说明。

对于基于导频辅助接收的OFDM系统，通常在每个OFDM符号中插入离散导频和连续导频，常见的导频分布有梳状的及六边形等，如图1所示的CMMB系统的导频分布图。本实施例以CMMB系统为例，说明本发明的用于OFDM系统的信道估计方法。

本实施例中，包括如下步骤：

步骤101，获取导频频点处的信道响应。

在导频频点上，可以通过LS（Least Square，最小二乘）算法或MMSE算法计算得到导频频点处的信道响应。

在相邻几个频点之间，信道响应的实部和虚部服从近似于正弦函数的分布，如图2所示，因此，子载波k处的信道响应可以表示为：

其中，k为子载波标识号，r、Δθ、分别为正弦函数的幅度、频率和相位。d_c、d_s为信道响应实部和虚部对应的正弦函数均值。导频处，有：

其中k_p为相邻导频频点之间的频率间隔，H_p(v*k_p)，v=1,2…P为第v个导频频点的信道响应。P为导频个数。

在导频频点上，利用LS算法或MMSE算法就可以得到导频频点处的信道响应，即（2）式。

步骤102，根据导频频点处的信道响应，获取该导频频点处信道响应的正弦函数参数，即均值、幅度r、频率Δθ和相位

其中均值包括实部d_c和虚部d_s。

由于导频频点处的信道响应表达式与均值实部d_c、均值虚部d_s幅度r、频率Δθ和相位

有（2）式的对应关系，因此将导频频点处的信道响应展开为（2）式的形式即可得到导频频点处信道响应的正弦函数参数。

步骤103，在频域维度对步骤102中计算得到的正弦函数参数作基于正弦函数的插值，从而得到上述导频频点之间各子载波的信道响应。

利用基于正弦函数的插值方法得到导频之间各子载波的信道响应如下：

其中，i=1,…，K_p-1为子载波标识号，k_p为相邻导频频点之间的频率间隔，P为导频个数，r、Δθ、

分别为正弦函数的幅度、频率和相位，d_c、d_s为信道响应实部和虚部对应的正弦函数均值。

可见，本发明的信道估计方法不必要预先获得信道相关特性，可以在双径长时延信道下，特别是信道相干带宽接近于相邻导频点之间的频率间隔时进行信道估计，适应两路信号初始相位不同的情况。

除了不双径长时延信道，本发明还适用于瑞利等信道条件下的信道估计。具体步骤同上，在此不再赘述。

在仿真试验中，以系统误码性能作为指标对3种分别采用基于圆轨迹的插值方法、基于维纳滤波的插值方法和本发明中涉及的基于正弦函数的插值方法的信道估计方法在双径信道以及瑞利信道下的估计性能进行了仿真比较。仿真系统为OFDM系统，系统参数采用CMMB标准中定义的参数，所得误比特率为不经过信道编译码情况下的仿真结果。双径信道采用DVB-T以及CMMB测试标准中所定义的0dB回波信道，即两路信号的强度相等。此外，考虑实际通信系统中存在的各种可能对信道估计产生影响的干扰因素，设置两路信号各自具有随机的起始相位，并且对接收信号设置了大小在（-2，+2）内的随机帧同步误差。由于广播系统中各发射台之间的相对载波频偏在10^-12量级，故两路信号间载波频偏差值的影响主要体现为通过长时间积累使两路信号的起始相位发生变化，可等效至两路信号各自随机的起始相位中。仿真所采用的瑞利信道为CMMB标准中定义的静态瑞利信道。

在双径信道下，采用三种信道估计方法的系统的误比特率曲线如图3和图4所示。图3和图4中，两路信号之间的时延分别为5us和50us（CMMB系统的循环前缀长度为51.2us）。由仿真结果可知，采用基于圆轨迹的插值方法的信道估计方法由于其前提假设在实际通信系统中并不成立，因而无法正确估计出信道响应，导致系统误比特率始终在10^-1附近；采用基于维纳滤波的插值方法的信道估计方法在两路信号间时延为5us时仍能正常工作，但当两路信号间时延过大而导致信道相干带宽较小时，该方法无法正确估计出信道响应，使系统误比特率始终高于10^-1；采用基于正弦函数的插值方法的信道估计方法则在两种情况下均能准确估计出信道响应，从而使系统能够在长时延双径信道下正常工作。

在瑞利信道下，采用上述三种信道估计方法的系统的误比特率曲线如图5所示。由图5可知，采用基于圆轨迹的插值方法的信道估计方法仍然不能正确完成信道估计，而采用基于正弦函数的信道估计方法和采用基于维纳滤波的插值方法的信道估计方法均能准确估计出信道响应。

由上可见，本发明用于OFDM系统的信道估计方法可以有效地用在实际系统中工作，并且具有较好的信道估计性能。另外，本发明不仅适用于双径长时延信道，还适用于瑞利信道条件下的信道估计。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种用于OFDM系统的信道估计方法，其特征在于，根据导频频点处的信道响应，获取所述导频频点处的信道响应的正弦函数参数，并在频域维度对所述正弦函数参数作基于正弦函数的插值，从而得到所述导频频点之间各子载波的信道响应；

所述导频频点处的信道响应通过下式表示:

其中，k_p为相邻导频频点之间的频率间隔，H_p(v*k_p)，v=1,2…P为第v个导频频点的信道响应，P为导频个数，r、Δθ、

分别为正弦函数的幅度、频率和相位，d_c、d_s为信道响应实部和虚部对应的正弦函数均值；

所述导频频点之间各子载波的信道响应通过下式得到；

其中，i=1,…，K_p-1为子载波标识号，k_p为相邻导频频点之间的频率间隔，P为导频个数，r、Δθ、

分别为正弦函数的幅度、频率和相位，d_c、d_s为信道响应实部和虚部对应的正弦函数均值，

v=1,2…P表示经过导频点信道响应参数插值后得到的子载波信道响应，

表示经过导频点信道响应参数插值后得到的子载波信道响应实部对应的正弦函数均值，表示经过导频点信道响应参数插值后得到的子载波信道响应中正弦函数的幅度，

表示经过导频点信道响应参数插值后得到的子载波信道响应虚部对应的正弦函数均值。

2.根据权利要求1所述的用于OFDM系统的信道估计方法，其特征在于，所述正弦函数参数包括均值、幅度、频率和相位。

3.根据权利要求1所述的用于OFDM系统的信道估计方法，其特征在于，所述导频频点处的信道响应通过最小二乘LS算法或最小均方误差MMSE算法计算得到。

4.根据权利要求1所述的用于OFDM系统的信道估计方法，其特征在于，所述OFDM系统的信道为双径长时延信道或瑞利信道。

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