CN103139112A - 通道参数估测方法 - Google Patents

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孔祥重
丁邦安
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Abstract

本揭露提供一种通道参数估测方法。所述的方法适用于无线通信系统，所述无线通信系统包括发送器与接收器，且包括下列步骤。发送器使用多个预设稀疏随机领航信号图案的其中之一，将多个领航信号发送给接收器。此接收器接收所述多个领航信号，利用压缩性侦测方法对所述多个领航信号进行通道参数估测以获取多重路径通道数目，并根据所述多重路径通道数目与目前领航信号数目，为在所述多个预设稀疏随机领航信号图案中为下一周期选择领航信号图案。另外，此接收器传送关于所选择的领航信号图案的反馈信息给所述发送器。

Description

通道参数估测方法
技术领域
本揭露是关于基于压缩性感测(compressive sensing)的稀疏随机数(sparse random)领航信号(pilot signal)设计的通道参数估测方法。
背景技术
目前移动数据传输量(mobile data traffic)大幅度呈现指数趋势成长。超级无线区域网络(Super WiFi)为此种移动数据传输技术中值得注意的其中一种技术。推动Super WiFi技术的通信标准团体预期将无线区域网络相容技术(WiFi)的传输功率提高至1000毫瓦(mill iwatt，mW)，并预期可使用此Super WiFi技术在室外空间达成2公里的无线数据连线。原本室内的传输通道为延迟分布(delay spread)较小并且为平坦频率通道(frequency flat channel)，因此仅须相对较小数目的领航信号来进行通道参数估测。假若将WiFi技术改变在室外使用时，室外的传输通道为延迟分布较大并且为频率选择性通道(frequencyselective channel)，因此相对地须大幅度提高领航信号(pilotsignals)的密度。然而，增加领航信号的数量会直接降低频谱效率(spectrum efficiency)。
另一种受注意的移动数据传输技术为水底下利用声波通道(underwater acoustic channel)进行的数据传输技术。由于声波在水中行进的特性与无线电磁信号(包括微波信号)在空气中传输特性不相同，因此水底声波传输具有不同于微波传输的通道特性。主要通道特性差异来自于声波在水中行进的速度(1500m/s)远比真空中光速(3×l08m/s)慢，因此水底声波传输的通道具有较长延迟分布(long delayspread)与稀疏通道(sparse channel)的特性。举例说明，当水底声波传输由发送端至接收端有两个主要行进路径，而此两个主要行进路径之间仅差距1.5公尺时，即会造成延迟差距达1ms，转换在具有l0kHz频宽的微波传输情况即为10倍取样频率的情况。较长延迟分布与稀疏通道的特性也造成水底声波传输易出现频率选择的信号失真(frequency-selective signal distortion)。因此，水底声波传输技术必然需要较高密度的领航信号。
再者，假设将目前IEEE 802.1af(使用5MHz频宽)的无线通信技术应用在700MHz(对应至模拟电视频谱停用空出来的白色频宽(TV whitespace))，以下分别以表1列出在700MHz频谱对应两种通道(DVB-T通道与ITU VA通道)的模拟情况，以及利用表2来列出主要的I EEE 802.1af规范参数及应用在前述两种通道的模拟情况。
表1
Figure BSA00000651734400021
参照表1可知DVB-T通道与ITU VA通道的均方根(RMS)延迟与对应的同调频宽(coherence bandwidth)，并据此推算出在行进速度为60公里/小时(km/hr)与120km/hr的同调时间(coherence time)。
表2
Figure BSA00000651734400022
表2先列出遵守IEEE 802.11af规范的无线通信技术的幅码长度(symbol length)、循环字首(CP)长度、子载波间距(subcarrierspacing)、领航信号距离(pilot distance)、应用于700MHz频段的同调频宽与同调时间。参照表2可知，遵守IEEE 802.110af规范的无线通信技术在前述两种通道的同调时间够长，通道在时域中变化速度较慢。但是，领航信号距离达到1MHz，而在前述两种通道的同调频宽仅有约略540kHz或160kHz。因此，在没有改变I EEE 802.11af原本领航信号设计的情况下，将无法有效地运作必要的通道参数估测程序。
以下将以一种水底声波通道(UWA)正交频分多工(OFDM)传输技术作另一种模拟比较。此UWA OFDM传输技术的主要系统运作参数如表3所不。
表3
  系统运作参数   UWA OFDM
  频宽   9.8kHz
  中心频率   13kHz
  子载波总数目   1024
  子载波间隔   9.5Hz
  OFDM符码持续期间   105ms
  保护区间   25ms
  发送端功率消耗   数十瓦(Tens of Watts)
  接收端功率消耗   100毫瓦至数瓦
  延迟分布   20ms
  RMS 延迟   5ms
  同调频宽   40Hz
  移动速率   5m/s
  同调时间   9.76ms
  传统领航信号间距   9.5*2＝19Hz
表3先列出此UWA OFDM传输技术的频宽、循环字首(CP)长度、中心频率(center frequency)、子载波总数目(total subcarriers)、子载波间隔(subcarrier spacing)、OFDM符码持续期间(symbol duration)、保护区间(guard interval)、发送端功率消耗(t ransmitter powerconsumption)、接收端功率消耗(receiver power consumption)、延迟分布(delay spread)、RMS延迟、同调频宽、移动速率(mobile speed)、同调时间以及传统领航信号间距(conventional pilot distance)。参照表3可知，由于声波在水中传输时能量损耗相当大，因此发送端功率消耗远大于接收端功率消耗。再者，为了避免符码间干扰(ISI)，保护区间设计为25ms。保护区间加总OFDM符码持续期间后，整个OFDM符码占据130ms，大于水底传输通道的同调时间，因此UWA OFDM传输技术会经历随时间改变的通道(time-varying channel)。另外，若采用传统领航信号设计方式，根据取样理论(sampling theory)，同调频宽中须至少插入2个领航信号，因此等效上每4个子载波当中就必须有2个子载波插入领航信号。如此可能会导致频谱效率低落，且同时间增加发送端功率消耗，较不利于需要电池动力来运作的水底通信装置。
若尝试改善UWA OFDM传输技术，则在领航信号的设计上存在至少下列挑战：(1)相对较小的同调频宽，采用传统领航信号设计方式，根据取样理论，同调频宽中须至少插入2个领航信号；(2)相对较小的同调时间，若采用迭代式接收器(iterative receiver)可能有对于通道参数估测有帮助；(3)相对较高的传输端功率消耗。
现有通道参数估测技术大多根据取样理论，利用例如长方形领航信号(Rectangular Pilot)与分散式领航信号(Scattered Pilot)的设计，在通道的同调频宽之内，需插入至少两个领航信号子载波才能进行正确的通道估计，且领航信号数目为固定的，因而有频谱使用效率降低的效应。
再者，现有技术的领航信号的设计，如果有领航信号子载波遭遇快速傅立叶转换修剪(简称FFT pruning)，将有通道估计无法正确运作的效应。另外，现有技术的领航信号的设计，无法根据通道的多重路径数目进行适应性的调整，因此无法达到通道估计性能与频谱使用效率的最佳化，并且当现有通道参数估测技术遭遇多重路径通道的个数过多的情况时，通道参数估计可能无法正常运作。
因此，如何为随时间改变的通道或频率选择的通道(frequencyselective channel)设计较少个数的领航信号，并减少非必要传输功率，但仍维持相同通道参数估测的效能，确为本产业的主要议题。
发明内容
为解决上述问题，本揭露提出一种通道参数估测方法的示范性实施例。
根据此示范性实施例，所述的通道参数估测方法适用于通信系统，所述无线通信系统包括发送器与接收器，且包括下列步骤。所述发送器使用多个预设稀疏随机领航信号图案的其中之一，将多个领航信号发送给所述接收器；以及所述接收器接收所述领航信号，利用压缩性侦测方法对所述多个领航信号进行通道参数估测以获取多重路径通道数目，并根据所述多重路径通道数目与目前领航信号数目，为在所述多个预设稀疏随机领航信号图案中为下一周期选择领航信号图案，并传送关于所选择的领航信号图案的一反馈信息给所述发送器。
本揭露提供一种通道参数估测方法的示范性实施例。根据此示范性实施例，所述的通道参数估测方法适用于接收器，所述的通道参数估测方法包括下列步骤。接收呈现稀疏随机领航信号图案摆放方式的多个领航信号。利用压缩性侦测方法对所述多个领航信号进行通道参数估测以获取多重路径通道数目。此外，根据所述多重路径通道数目与所述多个领航信号，获取延迟-都卜勒域的通道响应。
本揭露提供一种通道参数估测方法的示范性实施例。根据此示范性实施例，所述的通道参数估测方法适用于发送器，所述的通道参数估测方法包括下列步骤。使用多个预设稀疏随机领航信号图案的其中之一，将多个领航信号发送给接收器。由所述接收器接收指示所述接收器选择的领航信号图案的反馈信息。此外，根据所述反馈信息，找出所述反馈信息指示的领航信号图案对应的多个领航信号子载波，并在下一周期将多个领航信号插入所述领航信号子载波后传送给所述接收器。
本揭露提供一种通道参数估测方法的示范性实施例。根据此示范性实施例，所述的通道参数估测方法适用于接收器，所述的通道参数估测方法包括下列步骤。由发送器接收呈现稀疏随机领航信号图案摆放方式的多个领航信号。利用压缩性侦测方法对所述多个领航信号进行通道参数估测以获取多重路径通道数目。根据所述多重路径通道数目与目前领航信号数目，在所述多个预设稀疏随机领航信号图案中为下一周期选择领航信号图案。此外，传送所选择的领航信号图案的反馈信息给所述发送器。
附图说明
图1绘示本揭露一示范实施例的稀疏随机领航信号图案；
图2绘示一通道的时域通道响应；
图3绘示一通道的频域通道响应；
图4绘示一通道在延迟-都卜勒域的通道响应；
图5为根据本揭露一示范实施例所绘示的一种发送器的功能方块图；
图6为根据本揭露一示范实施例所绘示的一种接收器的功能方块图；
图7为根据本揭露一示范实施例所绘示的一种压缩性侦测通道参数估测器的功能方块图；
图8为根据本揭露一示范实施例所绘示的一种压缩性侦测通道参数估测方法的流程图；
图9为根据本揭露一示范实施例所绘示的一种适应性领航信号图案选取方法的流程图；
图10绘示基于压缩性侦测的OFDM通道估测的均方误差模拟结果；
图11为根据本揭露一示范实施例所绘示的一种通道参数估测方法的流程图；
图12为根据本揭露一示范实施例所绘示的一种通道参数估测方法的流程图；
图13为根据本揭露一示范实施例所绘示的一种通道参数估测方法的流程图；
图14为根据本揭露一示范实施例所绘示的一种通道参数估测方法的流程图。
附图标记
50：发送器
511：编码器
512：调变器
513：数据映射器
514：领航信号图案选取器
515：频谱侦测器
516：讯框暂存器
517：OFDM调变器
518：数字模拟转换器
519、611：射频信号前端电路
520、610：天线
612：模拟数字转换器
613：OFDM解调变器
614：子载波反映射器
615、70：压缩性侦测通道参数估测器
616、77：频谱侦测器
617：等化器
618：解调变器
619：译码器
71：多重路径干扰消除单元
72：搜寻单元
73：控制单元
74：暂存器
75：量测矩阵暂存单元
76：运算单元
801～810、901～909、1101～1104、1201～1203、1301～1304、1401～1404：步骤
具体实施方式
下面结合附图，对本揭露做进一步的详细描述。
现在将在下文参看绘示本揭露的部分而非全部实施例的随附附图更充分地描述本揭露的部分实施例。实际上，本揭露的各种实施例可采用许多不同形式来体现，且不应被解释为限于本揭露中阐明的实施例；相反地，此等实施例仅提供使得本揭露内容将满足可适用的合法要求。全篇中同样的参考数字代表同样的元件。
本揭露提出一种基于压缩性感测的稀疏随机领航信号的通道参数估测方法、适应性领航信号图案选取方法及其无线通信系统(包括至少一发送器与至少一接收器)。所述的通道参数估测方法，可以达成适应性指派领航信号图案(pilot pattern)。此即，可以根据通道随时间改变的特性来适应性改变领航信号图案(包括改变领航信号数目)。此外，所述通道参数估测方法同时还可以实现容忍针对正交频分多工(OFDM)的快速傅立叶转换修剪(简称FFT pruning)、频谱干扰管理与随时间改变的通道特性等。举例说明，FFT pruning可能发生在例如700MHz的频段，在此频带中原本模拟电视使用6MHz的频带而无线麦克风设备仅使用200kHz的频宽。因此，要适应性修剪对应于无线麦克风设备可能使用的200kHz频宽子载波(此即，不使用这些子载波发送领航信号)，以避免被无线麦克风设备干扰，或者等效上进行频谱干扰管理(interferencemanagement)，以减少对无线麦克风设备的干扰。
以下表4呈现本揭露所提出的通道参数估测方法，其摆放领航信号图案的方式与现有技术的两种无线通信技术的比较。在表4中所比较的无线通信技术分别为：符合DVB-T(2k模式)规范的无线通信技术以及符合IEEE 802.11g规范的无线通信技术。表4分别列出此2种无线通信技术与本揭露提出的稀疏随机领航信号图案(uniformly at randompilotpattern)，在下列几个技术面向的差异比较：领航信号图案、领航信号密度(频域)、领航信号密度(时域)、通道估测方法、占有的系统资源、FFT Pruning的容忍度等。在此须注意，在表4中对应于IEEE 802.11g的主要参数为在室内环境的模拟情况，当IEEE 802.11g移到室外环境时，需要大幅度增加领航信号密度到25％。相较于IEEE 802.11g，所提出的稀疏随机领航信号图案在室外环境仅需要9.37％的领航信号密度(此即，仅占用9.37％的系统资源)，大幅度提高频谱效率，且使用压缩性感测进行通道估测效能较佳，且对于FFT Pruning具有较高的容忍度。
表4
Figure BSA00000651734400091
图1绘示本揭露一示范实施例的稀疏随机领航信号图案。请参照图1，此稀疏随机领航信号图案仅为示范例，用来解释此稀疏随机领航信号图案在一个OFDM符码中具有稀疏随机(sparse random/uniformly atrandom)的结构，而非如现有技术的领航信号图案通常成长方形(rectangular)摆放方式，或是分散式(scattered)的摆放方式。长方形领航信号图案，或是分散式领航信号图案皆无法用来进行压缩性感测方法的通道估测，或是利用压缩性感测方法进行通道估测的效果不佳。
请参照图1，此稀疏随机领航信号图案具有64个子载波(频域索引值由Kmin＝0至Kmax＝63)，有黑色的圆形为被配置领航信号的位置，而白色的圆形为可摆放数据信号的位置。由纵轴的频域角度来看，每一子载波最多配置6个领航信号，而在频域中有配置领航信号的相邻子载波之间的最小距离ΔK＝4。此即，频域的领航信号密度为ΔK＝4。由横轴的时域角度来看，每一时间槽(time slot)也仅有最多配置6个领航信号，而在时域中有配置领航信号的相邻时间槽之间的最小距离ΔL＝1。此即，时域的领航信号密度为ΔL＝1。本揭露并不限定于图1的稀疏随机领航信号图案，只要呈现稀疏随机(sparse random)的结构的OFDM符码皆可应用本揭露提出的通道参数估测方法，或适应性选取领航信号图案的方法。
从无线通信理论可知，当延迟分布越长，在通道的频域响应的变化越多，因此需要注意通道的频率选择(frequency selectivity)所产生的效应。假若采取传统技术的取样理论，由于通道在频域变化越大，就需要越多领航信号数目来估测通道参数。如此一来，会降低频谱效率。假设一通道的均方根延迟(RMS delay)στ为0.3704μs(对应至ITU VA通道)，则此通道的同调频宽(coherence bandwidth)Bc大约为以下等式(1)。
B c ≈ 1 5 σ τ = 1 / 5 * 0.3704 μs = 539.96 kHz · · · ( 1 )
上述ITU VA通道的同调时间(coherence time)在无线通信装置的行进速率v为60km/hr，且微波载波的中心频率fc为700MHz(考虑微波载波行进速率c为光速)的情况下，可表示为以下等式(2)。
9 16 πf m 2 = 0.423 f m = 0.423 c v f c = 10.88 ms · · · ( 2 )
从上述等式(1)与等式(2)可知，将WiFi系统移至移动式的室外通道时，通道的频率选择性(frequency selectivity)远比时间选择性重要，由于通道在时域变化较慢，可以忽略通道的时间选择性。
图2绘示一通道的时域通道响应。图2所绘示的通道可对应至ITU VA通道在无线通信装置的行进速率v为60km/hr，且微波载波的中心频率fc为700MHz的情况。由观察图2可得知，此通道在时间上的变化慢，且仅有几个路径具有分径量值(tap magnitudes)，且分径的数值由主要分径至其他分径快速地衰减。另外，整个延迟域(delay domain)的响应呈现稀疏(sparse)的情况，此即仅有几个分径有响应值，其他时域上分径的响应值皆为0。
图3绘示一通道的频域通道响应。图3所绘示的通道频域响应对应至图2的时域响应。当图2的时域响应转换到频域时，可以看到此通道在频域的响应不是呈现稀疏的情况，且频域响应充满变化。若是要在频域进行通道参数估测，则会占用许多系统资源，因而降低频谱效率。因此有效的通道参数估测的领航信号图案不应在频域进行。虽然时域响应较频域响应稀疏，但仍不够稀疏，未符合预期可提升整体频谱效率的程度。
图4绘示一通道在延迟-都卜勒域(delay-dopplerdomain)的通道响应。当图2的时域响应转换到延迟-都卜勒域时，此即将每一分径作FFT转换时，可观察到延迟-都卜勒域的通道响应在DC(对应至0相对延迟)的附近具有较明显的分径量值，且呈现较时域响应更稀疏的情况。因此，可以由接收端在延迟-都卜勒域估测通道响应，再将延迟-都卜勒域估测通道响应经过2维快速傅立叶转换(2D FFT)为时间-频域的通道响应(time-frequency domain channel response)。如此，将大幅度减少领航信号占用系统资源的比例，且仍可达成类似的通道参数估测效能。
假设图3所绘示的通道频域响应为H(n，k)，其中n为时间索引值(index)，而k为子载波索引值，则图2所绘示的通道时域响应为IFFT(H(n，k))，此即将通道频域响应进行反快速傅立叶转换为时域函数。而图4所绘示的延迟-都卜勒域的通道响应可表示为以下等式(3)。
F ~ [ m , i ] ≡ Σ q = 0 N - 1 F [ m , i + qL ] · · · ( 3 )
在等式(3)中，m为延迟索引值，i为时间索引值，l为OFDM符码索引值，N为在一OFDM符码时间内接收的所有取样点的总数(receivedtotal samples)，L为封包长度。将对应至等式(3)的延迟-都卜勒域的通道响应经过2D FFT转换后可得到如以下等式(4)表示的时间-频域的通道响应(time-frequency domain channel response)。
H l , k = Σ m = 0 K - 1 Σ i = 0 L - 1 F ~ [ m , i ] e - j 2 π ( km K - li N r ) · · · ( 4 )
在等式(4)中，m为延迟索引值，i为时间索引值，l为OFDM符码索引值，k为子载波索引值，K为子载波总数，L为时间槽总数(total timeslots)，Nr为在一OFDM符码时间内接收的所有取样点的总数(receivedtotal samples)。在等式(5)中的
Figure BSA00000651734400113
代表延迟-都卜勒域的通道响应。在等式(5)的等号左侧为时间-频域的通道响应。
从另一观点来看，当位于接收端的无线通信装置要进行通道参数估测时，基本上可依照以下等式(5)表示的时间-频域的通道响应与延迟-都卜勒域的通道响应的关系式，来逐步重建时间-频域的通道响应。
H l ′ ΔL , k ′ ΔK = ( - 1 ) l ′ Σ m = 0 D - 1 Σ i = 0 I - 1 F ′ [ m , i - I 2 ] e - j 2 π ( k ′ m D - l ′ i I ) · · · ( 5 )
在等式(5)中，m为延迟索引值，i为时间索引值，l’为领航信号OFDM符码索引值，k’为领航信号子载波索引值，D为领航信号子载波总数，I为领航信号时间槽总数(total time slots)，Nr为在一OFDM符码时间内接收的所有取样点的总数(received total samples)，ΔL为时域领航信号密度，ΔK为频域领航信号密度。在等式(5)中的F’[·]代表延迟-都卜勒域的通道响应。在等式(5)的等号左侧向量H为时间-频域的通道响应，而等式(5)可以进一步改写为以下矩阵运算式(6)。
v＝Φ·u  +w    …            (6)
在矩阵运算式(6)中，向量v为一m×1的向量，其组成元素为时间-频域的通道响应的系数；矩阵Φ为一m×N的矩阵，其代表量测矩阵(measurement matrix)；向量u为一N×1的向量，其为原本代表延迟-都卜勒域的通道响应二维矩阵的每一列(row)接续组成的向量，向量u为稀疏的矩阵，其代表延迟-都卜勒域的通道响应，而向量u的组成元素大多为0值，而非0值的元素代表多重路径在延迟-都卜勒域的通道响应的系数；向量w为一m×1的向量，其组成元素为白噪声(white noise)。
在本揭露中，可以利用压缩性感测方法来估测通道参数，并根据所获取的通道参数来重建量测矩阵Φ，另外，量测矩阵Φ具有稀疏正交特性，例如为高斯随机矩阵(Gaussian random matrix)或随机二项式矩阵(random binomial matrix)，或是正交矩阵的随机选取行(orthogonalmartix row random selection)所形成的矩阵。
以下将矩阵运算式(6)转变以矩阵运算式(7)来呈现。
Figure BSA00000651734400121
在矩阵运算式(7)中，矩阵A与矩阵B的矩阵乘绩即为量测矩阵Φ。在量测矩阵Φ中非O值的组成元素即代表要在一个OFDM符码中摆放领航信号的位置。在本揭露中，可以使用2D FFT矩阵作为矩阵B，而2D FFT矩阵为一正交矩阵。矩阵A是一个选取矩阵，其功用为用来选取2D FFT矩阵中特定几个列(row)以进行压缩性感测方法。从另一角度来看，矩阵A是利用随机选取正交矩阵B中的m个列所组成的。在矩阵运算式(7)中，m代表领航信号数目(pilot number)。另外，在此须说明，在进行通信之前，发送端与接收端皆已预先知道此2D FFT矩阵与矩阵A。接收端的通信装置可以利用压缩性感测方法获得向量u中的Q个非0值系数，而实际上延迟-都卜勒域的通道响应的系数可能有R个，其中Q＜＝R。另外，利用压缩性感测方法估测通道参数，每一次可以获取的S个通道参数对应至最大影响程度的S个多重路径，其中S＜＝Q。因此，可以将前一次估测通道参数时获取的通道响应的系数由向量u中消除，即可在重新执行一次估测通道参数时获得剩余的通道响应的系数(对应至前一次估测通道参数时未找到的多重路径)。
当最后重建时间-频域的通道响应时，仅须将已经在一次或多次估测通道参数时获得的延迟-都卜勒域的通道响应的所有系数，都填入矩阵运算式(7)中的向量u，并利用量测矩阵Φ与向量u的乘积重建得到代表时间-频域的通道响应的向量v。
图5为根据本揭露一示范实施例所绘示的一种发送器的功能方块图。在实际运作中，图5绘示的发送器可以为一基站(base station)。此发送器50包括：编码器511、调变器512、数据映射器(data mapper)513、领航信号图案选取器(pilot pattern selector)514、频谱侦测器(spectrum sensor)515、讯框暂存器(frame buffer)516、OFDM调变器517、数字模拟转换器(以下简称为DAC)518、射频信号前端电路(RFfront end circuit)519以及天线520。
请参照图5，编码器511接收输入数据，并将输入数据编码为已编码数据。调变器512连接至编码器511，接收已编码数据，并调变已编码数据为已调变数据。数据映射器513连接至调变器512，接收已调变数据，并提供数据要填入OFDM子载波的位址与已调变数据至讯框暂存器516。更清楚的说明，数据映射器513须先知道哪些OFDM子载波要摆放领航信号，因此实际运作上调变器512连接至领航信号图案选取器514，并由领航信号图案选取器514提供要摆放领航信号OFDM子载波的位址给数据映射器513，而数据映射器513选取其他OFDM子载波的位址给讯框暂存器516。
领航信号图案选取器514还可以从接收端的无线通信装置获取反馈信息，此反馈信息可以包括无线通信装置反馈给发送端的领航信号索引值(pilot pattern index)。所述领航信号索引值是由接收端所选择的。领航信号图案选取器514使用此领航信号索引值对应的领航信号图案。但是，上述反馈信息并非仅能用来反馈领航信号索引值给发送端，还可以在其他实施例中用来反馈其他重要信息，例如：接收端实际侦测到的多重路径数目与通道品质信息等。
频谱侦测器515并非发送器50的必要元件，其提供频谱侦测结果给领航信号图案选取器514。不过，在其他实施例中，领航信号图案选取器514也可由发送器50外部的侦测单元获取频谱侦测结果。频谱侦测结果可以用来决定要进行FFT pruning的OFDM子载波，以避免影响到正被其他无线通信装置使用的频段，或避开被其他无线通信装置使用的频段。当领航信号图案选取器514获知原本领航信号索引值对应的领航信号图案中的任何一OFDM子载波的频段被其他无线通信装置使用时，领航信号图案选取器514可以进行退让(back-off)，改为使用被FFT pruning的OFDM子载波相邻(adjacent)的OFDM子载波。凭借上述FFT pruning的对应做法，可以提高此发送器50的运作灵活性。
讯框暂存器516从领航信号图案选取器514接收要摆放领航信号的OFDM子载波的位址与领航信号。OFDM调变器517连接至讯框暂存器516，接收OFDM子载波的位址与领航信号与已调变数据，根据所接收的OFDM子载波的位址，将领航信号与已调变数据摆放到对应的OFDM子载波，以产生OFDM符码(symbol)。数字模拟转换器518连接至OFDM调变器517，接收OFDM符码，将OFDM符码转换为模拟信号，并由射频信号前端电路519对模拟信号进行频率转换、增益或滤波等处理后，再凭借天线520发送携带OFDM符码的射频信号。
图6为根据本揭露一示范实施例所绘示的一种接收器的功能方块图。在实际运作中，图6绘示的接收器可以为一无线通信装置或一移动台(mobile station)。此接收器60包括：天线610、射频信号前端电路611、模拟数字转换器(以下简称为ADC)612、OFDM解调变器(demodulator)613、子载波反映射器(subcarrier de-mapper)614、压缩性侦测通道参数估测器615、频谱侦测器616、等化器(eqaulizer)617、解调变器(demodulator)618以及译码器(decoder)619。
请参照图6，天线610接收携带OFDM符码的射频信号。射频信号前端电路611连接至天线610，接收具有OFDM符码的射频信号，并对此射频信号进行频率转换、增益或滤波等处理，以产生具有OFDM符码的模拟信号。ADC 612连接至射频信号前端电路611，将具有OFDM符码的模拟信号转换为数字信号。OFDM解调变器613连接至ADC 612，由数字信号中撷取OFDM符码，并提供OFDM符码给子载波反映射器614。子载波反映射器614提供OFDM符码中的领航信号子载波(pilot subcarriers)给压缩性侦测通道参数估测器615，并提供OFDM符码中的数据子载波(datasubcarriers)给等化器617。
压缩性侦测通道参数估测器615利用领航信号子载波进行对应的压缩性侦测通道参数估测程序后，得到领航信号、多重路径数目与目前的时域-频域通道响应，并且提供反馈信息给发送端，此反馈信息主要包括无线通信装置反馈给发送端的领航信号索引值。发送端可以使用此领航信号索引值对应的领航信号图案。但是，上述反馈信息并非仅能用来反馈领航信号索引值给发送端，还可以在其他实施例中用来反馈其他重要信息，例如：接收端实际侦测到的多重路径数目与通道品质信息等。
频谱侦测器616并非接收器60的必要元件，其提供频谱侦测结果给压缩性侦测通道参数估测器615。不过，在其他实施例中，压缩性侦测通道参数估测器615也可由接收器60外部的侦测单元获取频谱侦测结果。压缩性侦测通道参数估测器615根据频谱侦测结果可以获知已被FFTpruning的OFDM子载波，以取得正确的领航信号。
压缩性侦测通道参数估测器615提供目前的时域-频域通道响应给等化器617，等化器617补偿无线传输通道对数据子载波的干扰影响，产生对应的已调变数据。后续，经由解调变器618解调变已调变数据，获得已编码数据，再由译码器619译码已编码数据，以产生输出数据。此输出数据对应至发送端的输入数据。
图7为根据本揭露一示范实施例所绘示的一种压缩性侦测通道参数估测器(compressive sensing channel parameter estimator)的功能方块图。此压缩性侦测通道参数估测器70可应用于图6实施例的压缩性侦测通道参数估测器615，但本揭露并不限定于此实施方式。请参照图7，压缩性侦测通道参数估测器70包括：多重路径干扰消除单元(multipathinterference canceller)71、搜寻单元(search unit)72、控制单元73、暂存器74、量测矩阵暂存单元(measurement matrix buffer)7b、运算单元76与频谱侦测单元77。频谱侦测单元77并非压缩性侦测通道参数估测器70的必要元件，压缩性侦测通道参数估测器70也可由外部侦测单元获取频谱侦测结果。
多重路径干扰消除单元(multipath interference canceller)71接收领航信号子载波，可在第二次压缩性侦测程序时，选择性将已知的多重路径通道对领航信号子载波的影响消除，使得搜寻单元72可以在第二次压缩性侦测程序时，搜寻剩余的多重路径通道。多重路径干扰消除单元71可由搜寻单元72获得已知的多重路径通道(包括已知的多重路径通道对应于矩阵运算式(7)中向量u的位置与其延迟-都卜勒域的通道响应系数值)。
不过，并非每一OFDM符码皆需要进行二次压缩性侦测程序。当实际多重路径通道的数目T小于领航信号数目Q时，可仅作一次压缩性侦测程序，即可获取具有最强响应值的T个多重路径通道。
搜寻单元72用来搜寻多重路径通道(或作搜寻路径)，主要利用压缩性侦测方法在领航信号子载波中搜寻多重路径通道。搜寻单元72的搜寻能力受领航信号数目(pilot number)限制，当领航信号图案中的领航信号数目为Q个时，一次压缩性侦测程序仅能搜寻出具有最强响应值的Q个多重路径通道。搜寻单元72可以采用的搜寻演算法例如为最佳追求演算法(best pursuit)或正交配对追求演算法(orthogonal matchingpursuit)。搜寻单元72在每一次迭代运算中提供其搜寻到的多重路径通道给控制单元73。
控制单元73连接至搜寻单元72，接收多重路径通道的信息，并判断迭代运算次数(time of iterations)。所述判断迭代运算次数为针对一个OFDM符码的领航信号子载波进行的第一次压缩性侦测程序(第一次迭代运算)或第二次压缩性侦测程序(第二次迭代运算)，并根据多重路径通道的信息来选取路径暂存至暂存器74中。另外，当控制单元73判断不需要再搜寻多重路径通道时，控制单元73将目前已暂存(或已获取)的所有多重路径通道重建后，获得如矩阵运算式(7)中向量u。运算单元76接收向量u，产生向量u与2D FFT矩阵(如矩阵运算式(7)中的矩阵B)的乘积，以获得目前的时域-频域通道响应。
控制单元73还可接收频谱侦测单元77或外部侦测单元提供的频谱侦测结果，并根据多重路径通道数目、领航信号数目及/或频谱侦测结果，在多个预设(且发送端与接收端皆已知)的稀疏随机领航信号图案中，选取一个稀疏随机领航信号图案，并将对应此稀疏随机领航信号图案的一领航信号索引值反馈给发送端。
当控制单元73判断须进行二次迭代运算时，先将第一次迭代运算搜寻到的多重路径通道暂存于暂存器74，并根据这些多重路径通道来更新如矩阵运算式(7)中向量u以及量测矩阵Φ，并由量测矩阵暂存单元75产生量测矩阵Φ与向量u的乘积。后续由多重路径干扰消除单元(multipath interference canceller)71在同一个OFDM符码的领航信号子载波上消除第一次迭代运算搜寻到的多重路径通道的干扰影响，以接续进行第二次迭代运算，搜寻剩余的多重路径通道。
图8为根据本揭露一示范实施例所绘示的一种压缩性侦测通道参数估测方法(compressive sensing channel parameter estimation)的流程图。此压缩性侦测通道参数估测方法适用于接收器60与压缩性侦测通道参数估测器70。以下利用一假设性通道参数估测流程，来解说此压缩性侦测通道参数估测方法的技术内容。假设领航信号数目Q＝6个，实际的多重路径通道数目为R＝8。
请同时参照图7与图8，在进行第一次迭代运算时，由于暂存器74内没有数据(此即，没有已搜寻到的多重路径通道)，因此在第一次迭代运算中，须跳过步骤801，直接进行步骤802。在步骤802中，由搜寻单元72搜寻多重路径通道，并搜寻到的6个多重路径通道。在步骤803中，控制单元73判断目前的迭代运算次数。当目前的迭代运算次数为第一次迭代运算时，在步骤803之后，接续进行步骤804；当目前的迭代运算次数为第二次迭代运算时，在步骤803之后，接续进行步骤807。
在步骤804中，控制单元73根据搜寻单元72已搜寻到的多重路径(多重路径通道)来选取路径(path selection)。在步骤805中，控制单元73将搜寻到的6个多重路径通道，更新到如矩阵运算式(7)中向量u，并暂存数据(向量u与6个多重路径通道的信息)至暂存器74。在步骤806中，控制单元73根据已知的6个多重路径通道，控制量测矩阵暂存单元75产生量测矩阵Φ与向量u的乘积结果，并输出此乘积结果给多重路径干扰消除单元71。
在第二次迭代运算中的步骤801，多重路径干扰消除单元71先消除已知的6个多重路径通道对领航信号子载波的干扰影响。在后续步骤802中，搜寻单元72在更新的领航信号子载波中搜寻到剩余的2个多重路径通道。同时，在接续的步骤803中，控制单元73判断目前为第二次迭代运算，因此接续进行步骤807。在步骤807中，控制单元73根据第二次迭代运算搜寻到的多重路径来选取路径，以更新到如矩阵运算式(7)中向量u。在步骤808中，控制单元73将暂存器74中6个多重路径通道与第二次迭代运算找到的向量u加总，并提供给运算单元76。在步骤809中，运算单元76产生最新的向量u与2D FFT矩阵(如矩阵运算式(7)中的矩阵B)的乘积，以获得目前的时域-频域通道响应。
在步骤810中，控制单元73根据多重路径通道数目、领航信号数目及/或频谱侦测结果，在多个预设(且发送端与接收端皆已知)的领航信号图案中，选取一领航信号图案，并将对应此领航信号图案的领航信号索引值反馈给发送端。当控制单元73所选取的领航信号图案更新时，控制单元73才更新所选取的量测矩阵Φ。在步骤810之后，针对一个OFDM符码进行的压缩性侦测通道参数估测方法结束。
图9为根据本揭露一示范实施例所绘示的一种适应性领航信号图案选取方法(adaptive pilot pattern selection method)的流程图。适应性领航信号图案选取方法适用于发送器50、接收器60与压缩性侦测通道参数估测器70。
请同时参照图5、图6与图9来进一步说明适应性领航信号图案选取方法的详细技术内容。在本示范实施例中，假设发送器50与接收器60预先知道4组领航信号图案，分别具有如下表5所呈现的P0、P1、P2、P3个领航信号数目。在此须说明，这4个领航信号图案皆为稀疏随机领航信号图案，适合接收器60利用压缩性感测方法进行通道参数估测。
表5
Figure BSA00000651734400191
在表5中，P0为最小的领航信号数目Pmin，P1可以为初始的领航信号数目Pini，而P3为最大的领航信号数目Pmax。在步骤901中，接收器60解调变OFDM符码，并在步骤902中，取得领航信号(子载波)。在步骤903中，接收器60进一步执行压缩性侦测通道参数估计方法，此步骤903的详细技术内容可参考图8的流程图。但是本实施例的可实施方式不限定于图8的流程图，还可以利用符合压缩性感测原理的其他通道参数估测方式来实现，图8的实施例仅为一示范实施例。
在步骤904中，接收器60在获得所有多重路径通道后，判断目前使用的领航信号图案的领航符码数目(pilot symbol number)Pi是否大于(所有多重路径通道的)路径数目，而索引值i代表目前在第i个OFDM讯框中进行适应性领航信号图案选取方法。在此须说明，领航符码数目可以为领航信号数目。在步骤904中，若判断结果为是，则在步骤904之后接续进行步骤905；若判断结果为否，则在步骤904之后接续进行步骤906。
在步骤905中，接收器60接续判断解调变上一个OFDM符码(或作上一周期)使用的领航信号图案的领航符码数目Pi-1是否大于(所有多重路径通道的)路径数目。在步骤905中，若判断结果为是，则在步骤905之后接续进行步骤907；若判断结果为否，则在步骤905之后接续进行步骤908。
在步骤906中，接收器60选择增加领航符码数目(增加领航符码数目上限值为Pmax)。在步骤907中，接收器60选择减少领航符码数目(减少领航符码数目上限值为Pmin)。在步骤908中，接收器60选择相同的领航符码数目。在步骤909中，接收器60根据目前所选择的领航符码数目，找出对应的领航信号索引值，并反馈此领航信号索引值(反馈信息)至发送器50。发送器50根据所接收的反馈信息，选择使用接收器60所选择的领航信号索引值对应的领航信号图案，将下一个OFDM讯框(或作下一周期)的领航信号摆放至此领航信号图案对应的OFDM子载波上，并发送给接收端60。
举例说明，由于可选择的预设领航信号图案为固定的，原本接收器60使用领航信号索引值P1的领航信号图案，经过上述各步骤决定增加领航符码数目时，接收器60仅能将领航符码数目由P1增加至P2。相类似地，原本接收器60使用领航信号索引值P2的领航信号图案，经过上述各步骤决定增加领航符码数目时，接收器60仅能将领航符码数目由P2减少至P1。在步骤909之后，针对一个OFDM符码进行的适应性领航信号图案选取方法结束。
图10绘示基于压缩性侦测的OFDM通道估测的均方误差模拟结果。请参照图10，对应至「X」符号的模拟结果线条呈现利用长方形领航信号搭配基于压缩性感测的通道参数估测方法的均方误差值(mean squarederror，MSE)。图10的横轴为领航子载波数目(亦即，领航信号数目)，而纵轴为均方误差值。对应至「○」符号的模拟结果线条呈现利用稀疏随机领航信号搭配基于压缩性感测的通道参数估测方法的均方误差值。其模拟参数为在ITU VA通道进行模拟，且ITU VA通道具有6个多重路径通道，而(频域)领航信号密度为ΔK＝4，且子载波总数D＝16。根据图10呈现的均方误差模拟结果可知，基于压缩性感测的通道参数估测方法最少仅须6个领航信号即可成功完成通道参数估测，且满足均方误差的要求条件。然而，利用长方形领航信号搭配基于压缩性感测的通道参数估测方法无法成功运作。
虽然上述图10是利用ITU VA通道进行模拟，本揭露所提出的适应性领航信号图案选取方法以及压缩性侦测通道参数估测方法，还可以应用于水底下利用声波通道(underwater acoustic channel)进行的数据传输技术。
图11为根据本揭露一示范实施例所绘示的一种通道参数估测方法的流程图。请同时参照图5、图6与图11，此通道参数估测方法适用于一无线通信系统，所述无线通信系统包括一发送器与一接收器，且包括下列步骤。在步骤1101中，发送器50使用多个预设稀疏随机领航信号图案的其中之一，将多个领航信号发送给接收器60。在步骤1102中，此接收器60接收所述领航信号，利用一压缩性侦测方法对所述领航信号进行一通道参数估测以获取多重路径通道数目。在步骤1103中，此接收器60根据所述多重路径通道数目与一目前领航信号数目，为在所述多个预设稀疏随机领航信号图案中为下一周期(例如，下一个OFDM讯框)选择一领航信号图案。在步骤1104中，此接收器60传送关于所选择的领航信号图案的一反馈信息给发送器50。图11所绘示的通道参数估测方法的具体实施方式，还可以包括图8与图9绘示的各步骤，在此不重述其技术内容。
图12为根据本揭露一示范实施例所绘示的一种通道参数估测方法的流程图。请同时参照图5、图6与图12，图12所绘示的通道参数估测方法适用于一接收器，所述的通道参数估测方法包括下列步骤。在步骤1201中，接收器60接收呈现一稀疏随机领航信号图案摆放方式的多个领航信号。在步骤1202中，接收器60利用一压缩性侦测方法对所述多个领航信号进行一通道参数估测以获取多重路径通道数目。在步骤1203中，接收器60根据所述多重路径通道数目与所述多个领航信号，获取一延迟-都卜勒域的通道响应。图12所绘示的通道参数估测方法的具体实施方式，还可以包括图8绘示的各步骤，在此不重述其技术内容。
图13为根据本揭露一示范实施例所绘示的一种通道参数估测方法的流程图。请同时参照图5、图6与图13，图13所绘示的通道参数估测方法适用于一无线通信系统的一发送器，所述的通道参数估测方法包括下列步骤。在步骤1301中，发送器50使用多个预设稀疏随机领航信号图案的其中之一，将多个领航信号发送给接收器60。在此须说明，所述多个预设稀疏随机领航信号图案分别具有不同的领航信号数目，例如上述表5所示。
在步骤1302中，发送器50由接收器60接收指示所述接收器选择的一领航信号图案的一反馈信息。在步骤1303中，发送器50根据所述反馈信息，找出所述反馈信息指示的领航信号图案对应的多个领航信号子载波。在步骤1304中，发送器50在下一周期(例如，下一个OFDM讯框)将多个领航信号插入所述领航信号子载波后传送给接收器60。图13所绘示的通道参数估测方法的具体实施方式，还可以包括图9绘示的各步骤，在此不重述其技术内容。
图14为根据本揭露一示范实施例所绘示的一种通道参数估测方法的流程图。请同时参照图5、图6与图14，图14所绘示的通道参数估测方法适用于一接收器，所述的通道参数估测方法包括下列步骤。在步骤1401中，接收器60由发送器50接收呈现一稀疏随机领航信号图案摆放方式的多个领航信号。在步骤1402中，接收器60利用一压缩性侦测方法对所述多个领航信号进行一通道参数估测以获取多重路径通道数目。在步骤1403中，接收器60根据所述多重路径通道数目与一目前领航信号数目，在所述多个预设稀疏随机领航信号图案中为下一周期选择一领航信号图案。在步骤1403中，接收器60传送关于所选择的领航信号图案的一反馈信息给发送器50。图13所绘示的通道参数估测方法的具体实施方式，还可以包括图8与图9绘示的各步骤，在此不重述其技术内容。
综上所述，根据本揭露的多个示范性实施例，提出适应性领航信号图案选取方法、基于压缩性感测的稀疏随机领航信号的通道参数估测方法及其无线通信系统、基站与无线通信装置。本揭露提出的通道参数估测方法具有下列技术重点。
(1)本揭露采用稀疏领航信号的指派方式(sparse pilotassignment)。本揭露利用压缩性感测方法进行通道估计演算法的特性来设计稀疏领航信号，根据所欲估计的通道多重路径的个数决定所需的领航信号子载波个数，可大幅度减少所需领航信号的个数，进而提升频谱使用效率。
(2)本揭露采用稀疏随机领航信号的指派方式(uniformly at randompilot assignment)。本揭露利用压缩性感测方法进行通道估计演算法的特性来设计随机领航信号，可以降低领航信号子载波遭遇FFT Pruning的机率。即使遭遇FFT Pruning，基于压缩性感测的通道估计演算法仍可正常运作。或是可利用退让的方式，改用另一个领航信号子载波来传送领航信号。
(3)本揭露采用适应性领航信号图案选取方法。本揭露利用压缩性感测进行通道估计演算法，可适应性选择领航信号的数目。当通道的多重路径数目增加时，增加领航信号子载波的个数；当通道的多重路径数目减少时，则减少领航信号子载波的个数。据此，可有效提升整体频谱使用效率与通道估计性能。
(4)本揭露采用多重路径抑制的通道估测器(multipathinterference suppression channel estimator)。本揭露利用压缩性感测进行通道估计演算法的特性来设计通道估计的多重路径干扰消除演算法，可以先估测具有最强响应值的几个路径，然后将这些路径的干扰消除之后，再接续估测出次强的其余几个路径。据此，可有效地克服遭遇多重路径通道的个数过多的情况。
本揭露的技术内容及技术特点已如上公开，在不背离本揭露精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员可根据本揭露作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本揭露所附的权利要求的保护范围。

Claims (31)

1.一种通道参数估测方法，适用于通信系统，所述通信系统包括发送器与接收器，其特征在于，所述的通道参数估测方法包括：
所述发送器使用多个预设稀疏随机领航信号图案的其中之一，将多个领航信号发送给所述接收器；以及
所述接收器接收所述领航信号，利用压缩性侦测方法对所述多个领航信号进行通道参数估测以获取多重路径通道数目，并根据所述多重路径通道数目与目前领航信号数目，在所述多个预设稀疏随机领航信号图案中为下一周期选择领航信号图案，并传送关于所选择的领航信号图案的反馈信息给所述发送器。
2.如权利要求1所述的通道参数估测方法，其特征在于，还包括：
所述发送器在接收所述反馈信息后，在下一周期使用所述反馈信息对应的领航信号图案。
3.如权利要求1所述的通道参数估测方法，其特征在于，还包括：
所述发送器在接收所述反馈信息后，找出所述反馈信息指示的领航信号图案对应的多个领航信号子载波，并在下一周期将多个领航信号插入所述多个领航信号子载波后传送给所述接收器。
4.如权利要求1所述的通道参数估测方法，其特征在于，还包括：
所述接收器基于压缩性侦测演算法，利用所述多个领航信号来估测多个通道参数。
5.如权利要求1所述的通道参数估测方法，其特征在于，还包括：
所述接收器利用压缩性侦测演算法与多重路径干扰消除法，根据所述多个领航信号来估测多个通道参数。
6.如权利要求5所述的通道参数估测方法，其特征在于，根据所述多重路径通道数目与所述目前领航信号数目，在所述多个预设稀疏随机领航信号图案中为所述下一周期选择领航信号图案的步骤包括：
所述接收器比较所述多重路径通道数目与所述目前领航信号数目，并产生第一比较结果；
所述接收器比较所述多重路径通道数目与上一周期的领航信号数目，并产生第二比较结果；
根据所述第一比较结果与所述第二比较结果，对应地调整领航信号数目；以及
根据所述领航信号数目，在所述多个预设稀疏随机领航信号图案中为所述下一周期选择领航信号图案。
7.如权利要求5所述的通道参数估测方法，其特征在于，还包括：
所述接收器还根据所述领航信号获取多重路径通道与延迟-都卜勒域的通道响应。
8.如权利要求3所述的通道参数估测方法，其特征在于，还包括：
当所述发送器发现所述多个领航信号目前使用的多个子载波的其中之一为快速傅立叶转换修剪情况时，所述发送器选择摆放领航信号在被修剪的子载波相邻的另一子载波。
9.如权利要求3所述的通道参数估测方法，其特征在于，还包括：
当所述接收器发现所述多个领航信号目前使用的多个子载波的其中之一被干扰时，所述接收器选择在被干扰的子载波相邻的另一子载波上接收领航信号。
10.如权利要求5所述的通道参数估测方法，其特征在于，还包括：
所述接收器在执行所述压缩性侦测演算法之前，先执行所述多重路径干扰消除法。
11.如权利要求5所述的通道参数估测方法，其特征在于，利用所述压缩性侦测演算法与所述多重路径干扰消除法，根据所述多个领航信号来估测所述多个通道参数的步骤包括：
在所述压缩性侦测演算法之前，先执行所述多重路径干扰消除法。
12.如权利要求5所述的通道参数估测方法，其特征在于，利用所述压缩性侦测演算法与所述多重路径干扰消除法，根据所述多个领航信号来估测所述多个通道参数的步骤包括：
在估测所述多个通道参数的第一次迭代运算中，不执行所述多重路径干扰消除法，但利用所述压缩性侦测演算法由所述多个领航信号获取所述第一次迭代运算的多个多重路径通道；以及
在估测所述多个通道参数的第二次迭代运算中，利用所述多重路径干扰消除法消除所述第一次迭代运算的多个多重路径通道对所述多个领航信号的影响。
13.如权利要求12所述的通道参数估测方法，其特征在于，利用所述压缩性侦测演算法与所述多重路径干扰消除法，根据所述多个领航信号来估测所述多个通道参数的步骤还包括：
在消除所述第一次迭代运算的多个多重路径通道对所述多个领航信号的影响之后，再次利用所述压缩性侦测演算法由所述多个领航信号获取剩余的多重路径通道。
14.如权利要求7所述的通道参数估测方法，其特征在于，在获取所述延迟-都卜勒域的通道响应的步骤之后，所述的通道参数估测方法还包括：
所述接收器利用二维快速傅立叶转换，将所述延迟-都卜勒域的通道响应转换为时域-频域通道响应。
15.一种通道参数估测方法，适用于接收器，其特征在于，所述的通道参数估测方法包括：
接收呈现稀疏随机领航信号图案摆放方式的多个领航信号；
利用压缩性侦测方法对所述多个领航信号进行通道参数估测以获取多重路径通道数目；以及
根据所述多重路径通道数目与所述多个领航信号，获取延迟-都卜勒域的通道响应。
16.如权利要求15所述的通道参数估测方法，其特征在于，在对所述多个领航信号进行所述通道参数估测以获取多重路径通道数目的步骤包括：
在所述压缩性侦测演算法之前，先执行所述多重路径干扰消除法。
17.如权利要求15所述的通道参数估测方法，其特征在于，在对所述多个领航信号进行所述通道参数估测以获取多重路径通道数目的步骤包括：
在估测所述多个估测通道参数的第一次迭代运算中，不执行所述多重路径干扰消除法，但利用所述压缩性侦测演算法由所述多个领航信号获取所述第一次迭代运算的多个多重路径通道；以及
在估测所述多个估测通道参数的第二次迭代运算中，利用所述多重路径干扰消除法消除所述第一次迭代运算的多个多重路径通道对所述多个领航信号的影响。
18.如权利要求17所述的通道参数估测方法，利用所述压缩性侦测演算法与所述多重路径干扰消除法，其特征在于，在对所述多个领航信号进行所述通道参数估测以获取多重路径通道数目的步骤包括：
在消除所述第一次迭代运算的多个多重路径通道对所述多个领航信号的影响之后，再次利用所述压缩性侦测演算法由所述多个领航信号中获取剩余的多重路径通道。
19.如权利要求15所述的通道参数估测方法，其特征在于，在获取所述延迟-都卜勒域的通道响应的步骤之后，所述的通道参数估测方法还包括：
利用二维快速傅立叶转换，将所述延迟-都卜勒域的通道响应转换为时域-频域通道响应。
20.一种通道参数估测方法，适用于发送器，其特征在于，所述的通道参数估测方法包括：
使用多个预设稀疏随机领航信号图案的其中之一，将多个领航信号发送给接收器；
由所述接收器所接收指示所述接收器选择的领航信号图案的反馈信息；以及
根据所述反馈信息，找出所述反馈信息指示的领航信号图案对应的多个领航信号子载波，并在下一周期将多个领航信号插入所述领航信号子载波后传送给所述接收器。
21.如权利要求20所述的通道参数估测方法，其特征在于，还包括：
当所述发送器发现所述领航信号目前使用的多个子载波的其中之一为快速傅立叶转换修剪情况时，所述发送器选择摆放多个领航信号在被修剪的子载波相邻的另一子载波。
22.如权利要求20所述的通道参数估测方法，其特征在于，：
所述多个预设稀疏随机领航信号图案分别具有不同的领航信号数目。
23.一种通道参数估测方法，适用于接收器，其特征在于，所述的通道参数估测方法包括：
由发送器接收稀疏随机领航信号图案的摆放方式的多个领航信号；
利用压缩性侦测方法对所述多个领航信号进行通道参数估测以获取多重路径通道数目；
根据所述多重路径通道数目与目前领航信号数目，在多个预设稀疏随机领航信号图案中为下一周期选择领航信号图案；以及
传送所选择的领航信号图案的反馈信息给所述发送器。
24.如权利要求23所述的通道参数估测方法，其特征在于，还包括：
根据所述多重路径通道数目与所述多个领航信号，获取延迟-都卜勒域的通道响应。
25.如权利要求23所述的通道参数估测方法，其特征在于，对所述多个领航信号进行所述通道参数估测以获取所述多重路径通道数目的步骤包括：
比较所述多重路径通道数目与所述目前领航信号数目，并产生第一比较结果；
比较所述多重路径通道数目与上一周期的领航信号数目，并产生第二比较结果；
根据所述第一比较结果与所述第二比较结果，对应地调整领航信号数目；以及
根据所述领航信号数目，在所述多个预设稀疏随机领航信号图案中为所述下一周期选择领航信号图案。
26.如权利要求23所述的通道参数估测方法，其特征在于，还包括：
当发现所述多个领航信号目前使用的多个子载波的其中之一被干扰时，所述接收器选择在被干扰的子载波相邻的另一子载波上接收领航信号。
27.如权利要求23所述的通道参数估测方法，其特征在于，根据所述多个领航信号来估测所述多个通道参数的步骤包括：
在所述压缩性侦测演算法之前，先执行所述多重路径干扰消除法。
28.如权利要求27所述的通道参数估测方法，其特征在于，根据所述多个领航信号来估测所述多个通道参数的步骤还包括：
在估测所述多个通道参数的第一次迭代运算中，不执行所述多重路径干扰消除法，但利用所述压缩性侦测演算法由所述多个领航信号获取所述第一次迭代运算的多个多重路径通道；以及
在估测所述多个通道参数的第二次迭代运算中，利用所述多重路径干扰消除法消除所述第一次迭代运算的多个多重路径通道对所述多个领航信号的影响。
29.如权利要求28所述的通道参数估测方法，其特征在于，根据所述领航信号来估测所述多个通道参数的步骤还包括：
在消除所述第一次迭代运算的多个多重路径通道对所述领航信号的影响之后，再次利用所述压缩性侦测演算法由所述领航信号中获取剩余的多重路径通道。
30.如权利要求24所述的通道参数估测方法，其特征在于，在获取所述延迟-都卜勒域的通道响应的步骤之后，所述的通道参数估测方法还包括：
利用二维快速傅立叶转换，将所述延迟-都卜勒域的通道响应转换为时域-频域通道响应。
31.如权利要求22所述的通道参数估测方法，其特征在于：
所述多个预设稀疏随机领航信号图案分别具有不同的领航信号数目。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI707554B (zh) * 2017-12-13 2020-10-11 鴻海精密工業股份有限公司 通道估測的方法及裝置
CN114079598A (zh) * 2020-08-20 2022-02-22 电信科学技术研究院有限公司 一种感测参数估计方法、设备及存储介质

Families Citing this family (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9071285B2 (en) 2011-05-26 2015-06-30 Cohere Technologies, Inc. Modulation and equalization in an orthonormal time-frequency shifting communications system
US9130638B2 (en) 2011-05-26 2015-09-08 Cohere Technologies, Inc. Modulation and equalization in an orthonormal time-frequency shifting communications system
US9413420B1 (en) * 2011-04-20 2016-08-09 Hrl Laboratories, Llc Adaptive interference removal for compressive signal detection and reconstruction in real time
US9178590B2 (en) * 2011-12-27 2015-11-03 Industrial Technology Research Institute Channel information feedback method and wireless communication device using the same
GB201202571D0 (en) * 2012-02-15 2012-03-28 Pace Plc Improvements relating to adaptive impulsive noise migigation by using multi mode compressive sensing
US9131497B1 (en) * 2012-04-10 2015-09-08 Lilee Systems, Ltd Method and system of admission control for wireless train communication system
US10090972B2 (en) 2012-06-25 2018-10-02 Cohere Technologies, Inc. System and method for two-dimensional equalization in an orthogonal time frequency space communication system
US10469215B2 (en) 2012-06-25 2019-11-05 Cohere Technologies, Inc. Orthogonal time frequency space modulation system for the Internet of Things
US10411843B2 (en) 2012-06-25 2019-09-10 Cohere Technologies, Inc. Orthogonal time frequency space communication system compatible with OFDM
US10826663B2 (en) * 2013-03-13 2020-11-03 Huawei Technologies Co., Ltd. System and method for determining a pilot signal
JP6166086B2 (ja) * 2013-03-28 2017-07-19 富士通株式会社 受信機および信号処理方法
JP2015095712A (ja) * 2013-11-11 2015-05-18 富士通株式会社 受信機，受信方法
CN105934973B (zh) * 2014-01-27 2019-11-22 瑞典爱立信有限公司 用于自适应无线电链路监控的方法、网络节点和用户设备
US9660693B1 (en) * 2014-07-10 2017-05-23 Hrl Laboratories, Llc Spatio-temporal signal monitoring
US10090973B2 (en) 2015-05-11 2018-10-02 Cohere Technologies, Inc. Multiple access in an orthogonal time frequency space communication system
US10574317B2 (en) 2015-06-18 2020-02-25 Cohere Technologies, Inc. System and method for providing wireless communication services using configurable broadband infrastructure shared among multiple network operators
US10033550B2 (en) * 2016-03-21 2018-07-24 Huawei Technologies Co., Ltd. User equipment detection for uplink random access in dispersive fading environments
EP3437197B1 (en) * 2016-04-01 2022-03-09 Cohere Technologies, Inc. Tomlinson-harashima precoding in an otfs communication system
CN107395536B (zh) * 2017-07-20 2020-09-08 西北工业大学 对多途环境下的水声信道冲激响应函数进行估计的方法
CN111919394B (zh) * 2017-11-01 2022-05-27 凝聚技术公司 使用正交时频空分复用的无线系统中的预编码
CN108809460B (zh) * 2018-06-11 2020-10-27 中国科学技术大学 一种稀疏活跃设备检测下的信号辅助信道估计的方法
US11522600B1 (en) 2018-08-01 2022-12-06 Cohere Technologies, Inc. Airborne RF-head system
CN111371716B (zh) * 2018-12-26 2022-07-19 深圳市力合微电子股份有限公司 一种适应不同多径衰落信道的导频图案通用生成方法
CN111010355B (zh) 2019-11-29 2020-10-20 北京科技大学 一种穿钢系统的信道估计方法
CN117296254A (zh) * 2021-05-10 2023-12-26 华为技术有限公司 用于低分辨率模数转换器的信道估计的方法和装置
US20230099883A1 (en) * 2021-09-24 2023-03-30 Qualcomm Incorporated Phase tracking reference signal pilot allocation sizes
CN115065580B (zh) * 2022-07-28 2024-04-02 成都华日通讯技术股份有限公司 一种宽带下Link16数据链识别及参数估计方法

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW200737795A (en) * 2006-01-11 2007-10-01 Amicus Wireless Technology Ltd Device and method for performing channel estimation for OFDM-based signals with variable pilot subcarrier spacing
US20080159458A1 (en) * 2006-12-29 2008-07-03 Yong-Hua Cheng Apparatus And Method For Adaptive Wireless Channel Estimation
US20080273583A1 (en) * 2007-05-04 2008-11-06 Kee-Bong Song Channel estimation for ofdm-based wireless communication system using sparsely spaced pilot subcarriers
CN101494627A (zh) * 2009-03-11 2009-07-29 北京邮电大学 宽带移动通信中利用压缩感知减少导频数的信道估计方法
CN101984612A (zh) * 2010-10-26 2011-03-09 南京邮电大学 基于压缩感知的非连续正交频分复用信道估计方法
TW201121269A (en) * 2009-12-15 2011-06-16 Univ Nat Taiwan Transceivers and methods of channel classification

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW200737795A (en) * 2006-01-11 2007-10-01 Amicus Wireless Technology Ltd Device and method for performing channel estimation for OFDM-based signals with variable pilot subcarrier spacing
US20080159458A1 (en) * 2006-12-29 2008-07-03 Yong-Hua Cheng Apparatus And Method For Adaptive Wireless Channel Estimation
US20080273583A1 (en) * 2007-05-04 2008-11-06 Kee-Bong Song Channel estimation for ofdm-based wireless communication system using sparsely spaced pilot subcarriers
CN101494627A (zh) * 2009-03-11 2009-07-29 北京邮电大学 宽带移动通信中利用压缩感知减少导频数的信道估计方法
TW201121269A (en) * 2009-12-15 2011-06-16 Univ Nat Taiwan Transceivers and methods of channel classification
CN101984612A (zh) * 2010-10-26 2011-03-09 南京邮电大学 基于压缩感知的非连续正交频分复用信道估计方法

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI707554B (zh) * 2017-12-13 2020-10-11 鴻海精密工業股份有限公司 通道估測的方法及裝置
CN114079598A (zh) * 2020-08-20 2022-02-22 电信科学技术研究院有限公司 一种感测参数估计方法、设备及存储介质
CN114079598B (zh) * 2020-08-20 2024-03-29 电信科学技术研究院有限公司 一种感测参数估计方法、设备及存储介质

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