CN101771642B - 一种双用户专用流的导频传输方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种LTE中双用户专用流的导频传输方法，包括：将Port5的导频以占用的时间资源为单位分成两组，两组中所包括的Port5导频数目相等，利用其中一组Port5导频进行第一用户专用流的导频传输，利用另一组Port5导频进行第二用户专用流的导频传输。应用本发明，能够在不增加导频密度的情况下，支持双用户专用流的导频传输。

Description

一种双用户专用流的导频传输方法

技术领域

本发明涉及通信系统中的利用共用导频进行用户专用信道的导频传输技术，特别涉及一种双用户专用流的导频传输方法。

背景技术

在LTE导频设计中引入了用户专用导频，目的是利用空域信息提高系统容量及质量。用户专用数据传输方法是在发射端进行阵列加权，对波达方向形成指向性波束，而对于其他方向形成较低增益。接收端需要获得阵列加权后的等效信道进行数据解调，3GPP LTE下行中，开辟port 5供用户专用信道估计使用，在3GPP LTE下行中供用户专用导频使用的port5从第4个OFDM符号开始(前3个OFDM符号供控制信道使用，不插入用户专用导频)，频域间隔为4个子载波，时域间隔为3个OFDM符号，具体导频结构图见图1。Port5导频位置符号也进行阵列加权，因此，在接收端可以获取等效信道。现有的通过port5进行等效信道估计的方法如下：考虑一个有N个子载波的OFDM系统，可用子载波为M+1个，其中包括直流分量。经过调制之后的OFDM系统输入数据为：X[0]，X[1]，…X[M-1]。经过串并变换后的M个符号分别对应M个可用子载波，经过N点IFFT变换后的序列为：

$x\left[n\right]=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left[i\right]e^{j2\mathrm{\πni}/N},$ 其中，0≤n≤N-1

将N点IFFT变换后的序列加入循环前缀后发射。

假设信道时域冲激响应为：

$h\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{{\mathrm{\τ}}_l}\mathrm{\α}(n-{\mathrm{\τ}}_l),$

频域响应为H[k]＝FFT{h[n]}，则接收信号经过FFT变换到频域后可以简单表示为：

Y[k]＝H[k]X[k]+W[k](1)

其中，W[k]为零均值高斯白噪声。

现有的等效信道估计方法有两种，分别为频域LS信道估计和改进DFT信道估计。

1.频域LS信道估计

由于可以通过port5上发送的导频来估计信道，根据式(1)可容易得到最简单的频域信道估计：

$\hat{H}\left[k\right]=\frac{Y\left[k\right]}{X\left[k\right]}-\frac{W\left[k\right]}{X\left[k\right]}$

上述估计方法 $\mathrm{MSE}=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2},$ 其中，σ²为高斯白噪声能量。得到port5上导频３位置的信道信息后，可以很容易的通过插值的方法得到port5周围的数据位置信道信息，常用的插值方法有一阶线性插值，二阶、三阶样条插值，维纳滤波插值等。

2.改进DFT信道估计

假设信道时延已知，由于时域信道能量集中在特定采样点上，可以在通过1中的方法得到的信道估计结果的基础上，进行时域的信道估计。最简单的时域估计方法是时域LS估计：

$\stackrel{\stackrel{\→}{^}}{h}={\left({\stackrel{\→}{F}}^H\stackrel{\→}{F}\right)}^{-1}{\stackrel{\→}{F}}^H\stackrel{\stackrel{\→}{^}}{H}$

其中，F是截断的傅立叶变换矩阵，N×N的傅立叶矩阵选取对应有用子载波数行，以及信道径的位置列，

是频域信道估计的结果。

当N个子载波被全部占用时，该信道估计方法的 $\mathrm{MSE}=\frac{L}{{\mathrm{N\σ}}^2},$ 其中L为多径数，N为一个OFDM符号中子载波的个数。但是，当有用子载波不等于符号内子载波总数的时候，该信道估计性能极度恶化。当频域选取部分子载波时，相当于频域加矩形窗，则IFFT变换到时域后，为一个Sinc的扩展，径之间的正交性被破坏，从而影响了信道估计性能。在3GPP LTE下行链路中，当OFDM符号数为2048时，有用子载波最多只有110×12＝1320个子载波，因此这种Sinc的扩展干扰时很严重的，将导致信道估计性能很低。

假设先用频域LS+插值方法得到有用子载波位置信道估计值

，将其余位置补零，再进行IFFT变换，得到变换域冲激响应，则该冲激响应

可以表示为：

$\left[\begin{array}{c}{\hat{h}}_u\left[0\right]\\ .\\ .\\ .\\ {\hat{h}}_u[L-1]\end{array}\right]=\stackrel{\→}{G}\left[\begin{array}{c}\hat{h}\left[0\right]\\ .\\ .\\ .\\ \hat{h}[L-1]\end{array}\right]$

其中，G为Sinc扩展对应的系数，因此

可以通过如下运算得出：

$\left[\begin{array}{c}\hat{h}\left[0\right]\\ .\\ .\\ .\\ \hat{h}[L-1]\end{array}\right]={\stackrel{\→}{G}}^{-1}{{\stackrel{\→}{F}}_u}^H{\stackrel{\stackrel{\→}{^}}{H}}_u$

再进行FFT变换便可得到频域信道响应。该算法只需要计算L×L的逆矩阵。

通过上述方式即可以利用导频实现对信道的估计。当利用Port5的导频进行估计时，即可以得到等效信道估计。但是，由于Port5的导频进行了阵列加权，破坏了频域、时域信道的相关性，因此在频域时域上需要更高密度的导频符号，才能实现等效信道的准确估计。如果需要同时支持多个用户专用流，将需要更大的导频开销，如果不增加导频开销，则会降低等效信道的估计准确性。因此，低开销的导频设计及低复杂度、高性能的接收端信道估计算法尤为重要。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种双用户专用流的导频传输方法，能够在不增加导频密度的前提下，支持双用户专用流的导频传输。

为实现上述目的，本发明采用如下的技术方案：

一种LTE中双用户专用流的导频传输方法，包括：

将Port5的导频以占用的时间资源为单位分成两组，两组中所包括的Port5导频数目相等，利用其中一组Port5导频进行第一用户专用流的导频传输，利用另一组Port5导频进行第二用户专用流的导频传输。

较佳地，将占用的时间资源为第4和第7个OFDM符号的Port5导频分为一组，将占用的时间资源为第10和第13个OFDM符号的Port5导频分为一组；或者，

将占用的时间资源为第4和第10个OFDM符号的Port5导频分为一组，将占用的时间资源为第7和第13个OFDM符号的Port5导频分为一组；或者，

将占用的时间资源为第4和第13个OFDM符号的Port5导频分为一组，将占用的时间资源为第7和第10个OFDM符号的Port5导频分为一组。

较佳地，该方法进一步包括：

根据Port0～Port3的导频信号进行公共信道的估计，得到Port0～Port3导频位置上的MIMO信道信息，并通过对Port0～Port3导频位置上的MIMO信道信息进行插值，获取Port5上任一用户专用流指定导频位置上的MIMO信道信息

；根据Port5上所述任一用户专用流的导频信号进行等效信道的估计，得到Port5上所述任一用户专用流的指定导频位置上的等效信道信息

；所述Port5上所述任一用户专用流的指定导频的数目M不小于发送天线的总数N；

根据等式关系 $\stackrel{\stackrel{\stackrel{\→}{~}}{^}}{H}=\stackrel{\stackrel{\→}{^}}{H}\stackrel{\stackrel{\→}{^}}{W},$ 确定所述任一用户专用流的用户专用导频加权阵列

通过对Port0～Port3导频位置上的MIMO信道信息进行插值得到全频域上的MIMO信道信息

，根据等式关系 ${\stackrel{\stackrel{\stackrel{\→}{~}}{^}}{H}}^{\′}={\stackrel{\stackrel{\→}{^}}{H}}^{\′}\stackrel{\stackrel{\→}{^}}{W},$ 确定全频域上的所述任一用户专用流的等效信道信息

由上述技术方案可见，本发明中，将Port5的导频以占用的时间资源为单位分成两组，两组中所包括的Port5导频数目相等，利用其中一组Port5导频进行第一用户专用流的导频传输，利用另一组Port5导频进行第二用户专用流的导频传输。通过上述导频传输方式，使得在不增加导频密度的前提下，能够支持双用户专用流的导频传输。

附图说明

图1为现有LTE系统中导频结构示意图。

图2a为Port5支持双用户专用流的第一种导频结构示意图。

图2b为Port5支持双用户专用流的第二种导频结构示意图。

图2c为Port5支持双用户专用流的第三种导频结构示意图。

图3为本发明提供的双用户专用流下等效信道估计方法具体流程图。

图4a为按照背景技术中的方式和本发明的方式进行等效信道估计时系统性能的仿真结果示意图一。

图4b为按照背景技术中的方式和本发明的方式进行等效信道估计时系统性能的仿真结果示意图二。

图4c为按照背景技术中的方式和本发明的方式进行等效信道估计时系统性能的仿真结果示意图三。

图4d为按照背景技术中的方式和本发明的方式进行等效信道估计时系统性能的仿真结果示意图四。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术手段和优点更加清楚明白，以下结合附图对本发明做进一步详细说明。

本发明的基本思想是：重用当前Port5上的导频，用于传输两个用户专用流的导频信号。

当要传输两个用户专用流时，为不增加导频开销，可以考虑重用Port5上的导频。具体地，本发明中的导频传输方法最基本地为：

步骤1、将Port5的导频以占用的时间资源为单位分成两组，两组中所包括的Port5导频数目相等。

具体的分组方式可以包括以下三种：

a、将占用的时间资源为第4和第7个OFDM符号的Port5导频分为一组，将占用的时间资源为第1O和第13个OFDM符号的Port5导频分为一组。在该分组方式下得到的导频结构图如图2a所示，其中，Port5上任一用户专用流的导频密度相比单流时降低一半，也就是把原来的导频密度拆成2部分，支持两个用户专用流方式，保持频域间隔4个子载波不变，时域间隔扩大一倍为6个OFDM符号；

b、将占用的时间资源为第4和第10个OFDM符号的Port5导频分为一组，将占用的时间资源为第7和第13个OFDM符号的Port5导频分为一组，在该分组方式下得到的导频结构图如图2b所示；

c、将占用的时间资源为第4和第13个OFDM符号的Port5导频分为一组，将占用的时间资源为第7和第10个OFDM符号的Port5导频分为一组，在该分组方式下得到的导频结构图如图2c所示。

步骤2、在通过步骤1将Port5分组后，利用其中一组Port5导频进行第一用户专用流的导频传输，利用另一组Port5导频进行第二用户专用流的导频传输。

这样，即可以实现在不增加导频开销的前提下，实现两个用户专用流的导频传输。

但是，在这种情况下，如果按照背景技术中的方式进行等效信道估计，则由于同一用户专用流在时域上两个相邻导频间的时间间隔加大，因此，通过内插方式得到的相邻导频间的等效信道的准确性将大大降低。基于此，本发明进一步提供一种优选的导频信号接收后的等效信道估计方法，能够保证等效信道估计的准确性。

对于3GPP LTE下行链路，由于存在port0～port3，可以根据port0～port3的导频估计得出每根天线间的信道频域响应。

考虑接收用户专用的信号为：

$\stackrel{\→}{Y}=\stackrel{\→}{H}\stackrel{\→}{W}\stackrel{\→}{X}+\stackrel{\→}{N}$

其中，

为未加权的原始的MIMO信道矩阵，

为用户专用导频加权阵列，

为发送序列，

为零均值高斯白噪声矩阵。则等效信道或者是由port5上估计出的信道可以表示为：

$\stackrel{\stackrel{\→}{~}}{H}=\stackrel{\→}{H}\stackrel{\→}{W}$

观察上式，port5上估计出的信道有两部分组成，一部分是

，为未加权的原始MIMO信道矩阵，另外另一部分

为加权阵列估计。

基于上述分析，本发明的提供的优选的等效信道估计方法中，首先确定加权阵列

，再利用全频域的MIMO信道信息和加权阵列进行乘积运算，得到全频域的等效信道信息。

图3为本发明提供的双用户专用流下等效信道估计方法具体流程图。其中，对于两个用户专用流的等效信道估计方式相同，这里以其中一个用户专用流A为例进行说明。如图3所示，该方法包括：

步骤301，根据Port0～Port3的导频信号进行公共信道的估计，得到Port0～Port3导频位置上的MIMO信道信息，并通过对Port0～Port3导频位置上的MIMO信道信息进行插值，获取Port5上用户专用流A的指定导频位置上的MIMO信道信息

本步骤中，根据Port0～Port3的导频信号进行公共信道的估计时，可以利用现有的信道估计方式进行，例如背景技术中描述的频域LS信道估计或改进DFT信道估计等。然后，通过对Port0～Port3导频位置上的MIMO信道信息进行内插的方式获取Port5上用户专用流A的指定导频位置上的MIMO信道信息。其中，为M×N维的矩阵，M为Port5指定导频的数目，N为发送天线的总数，并且M≥N。

步骤302，根据Port5上用户专用流A的导频信号进行等效信道的估计，得到Port5上用户专用流A的指定导频位置上的等效信道信息

本步骤中，根据Port5上用户专用流A的导频信号进行等效信道的估计时，可以利用现有的信道估计方式进行，例如背景技术中描述的频域LS信道估计或改进DFT信道估计等。本步骤获得的等效信道信息也是Port5上用户专用流A的指定导频位置上的，也就是说，是与步骤301中获取的MIMO信道信息

相同位置的等效信道信息

步骤303，根据等式关系 $\stackrel{\stackrel{\stackrel{\→}{~}}{^}}{H}=\stackrel{\stackrel{\→}{^}}{H}\stackrel{\stackrel{\→}{^}}{W},$ 利用Port5上用户专用流A的指定导频位置上的等效信道信息

和Port5上用户专用流A的指定导频位置上的MIMO信道信息

确定用户专用流A的用户专用导频加权阵列

由前述分析可见，相同位置上的MIMO信道信息、等效信道信息和加权阵列满足等式 $\stackrel{\stackrel{\stackrel{\→}{~}}{^}}{H}=\stackrel{\stackrel{\→}{^}}{H}\stackrel{\stackrel{\→}{^}}{W},$ 因此，可以根据Port5上用户专用流A的指定导频位置上的等效信道信息

和Port5上用户专用流A的指定导频位置上的MIMO信道信息确定用户专用流A的用户专用导频加权阵列

。若MIMO信道信息

为N×N维且可逆，则可以按照式(2)求出加权阵列：

$\stackrel{\stackrel{\→}{^}}{W}={\stackrel{\stackrel{\→}{^}}{H}}^{-1}\stackrel{\stackrel{\stackrel{\→}{~}}{^}}{H}---\left(2\right)$

若MIMO信道信息不可逆，也可以通过求伪逆来确定加权矩阵，具体可以有两种方式：

1、迫零的方式为： $\stackrel{\stackrel{\→}{^}}{W}={\left({\left(\stackrel{\stackrel{\→}{^}}{H}\right)}^H\stackrel{\stackrel{\→}{^}}{H}\right)}^{-1}{\left(\stackrel{\stackrel{\→}{^}}{H}\right)}^H\stackrel{\stackrel{\stackrel{\→}{~}}{^}}{H}$

2、最小均方误差(MMSE)的方式为： $\stackrel{\stackrel{\→}{^}}{W}={({\left(\stackrel{\stackrel{\→}{^}}{H}\right)}^H\stackrel{\stackrel{\→}{^}}{H}+{\mathrm{\σ}}^2)}^{-1}{\left(\stackrel{\stackrel{\→}{^}}{H}\right)}^H\stackrel{\stackrel{\stackrel{\→}{~}}{^}}{H},$ 其中，σ²为噪声方差。

当然，若MIMO信道信息

为N×N维且可逆，也可以通过求伪逆的方式来确定加权矩阵。

通过上述方式，即可以确定加权矩阵。由于步骤301中的MIMO信道信息是根据Port0～Port3的导频信号获取并内插得到的，而Port0～Port3是在全频域内均匀、且较密分布的，如图1和2所示，因此该MIMO信道信息

是较为准确的；同时，步骤302中确定的用户专用流A指定导频位置上的等效信道信息也是较为准确的，因此，利用这两个信息所获取的用户专用流A的用户专用导频加权矩阵也是较为准确的。

同时，在LTE中，一个资源块只有一个加权矩阵，或者是几个资源块只有一个加权矩阵，因此，可以利用本步骤估计出的

与port0-port3估计出全频域的公共信道一起用来产生全频域的用户专用流A的等效信道。

步骤304，通过对Port0～Port3导频位置上的MIMO信道信息进行插值得到全频域上的MIMO信道信息

，根据等式关系 ${\stackrel{\stackrel{\stackrel{\→}{~}}{^}}{H}}^{\′}={\stackrel{\stackrel{\→}{^}}{H}}^{\′}\stackrel{\stackrel{\→}{^}}{W},$ 利用全频域上的MIMO信道信息和确定的用户专用流A的用户专用导频加权阵列，确定全频域上用户专用流A的等效信道信息

由于根据Port0～Port3上的导频信号确定的全频域内的等效信道信息是较为准确的，步骤303中获取的加权阵列

也是较为准确的，且一个资源块中只有一个加权阵列，因此利用这两个信息确定的全频域上的等效信道信息

也是较为准确的。

至此，本发明的等效信道估计方法流程结束。由上述本发明的具体实现过程可见，本发明的等效信道估计方法中，可以在用户专用流的导频密度较低的情况下，实现准确的等效信道估计，提高对Port5上的数据解调性能。

图4a～图4d为按照背景技术中的方式和本发明的方式进行等效信道估计时系统性能的仿真结果。图4a和图4c中利用改进DFT的信道估计方法进行各个导频位置的信道估计，图4b和图4d中利用简单频域LS方法进行各个导频位置的信道估计。在各个图中，曲线1为Port5承载一个用户专用流时的性能曲线，曲线2为Port5承载两个BF流且利用导频位置的等效信道信息内插得到全频域的等效信道信息时的性能曲线；曲线3为Port5承载两个用户专用流且利用本发明的方式确定全频域等效信道信息时的性能曲线；曲线4为根据Port0或Port1的导频估计MIMO信道时的性能曲线；曲线5为根据Port2或Port3的导频估计MIMO信道时的性能曲线。从这些仿真结果中可以得到如下结论：

可以利用MIMO信道信息协助进行用户专用流的等效信道估计。

MIMO信道信息进行等效信道估计的准确度取决于MIMO信道估计的精度，其中MIMO信道估计的精度取决于信道估计方法和导频密度，例如port2和port3的导频密度甚至低于2个BF流时的每个BF流的导频密度，则曲线4的性能低于曲线5的性能。

由于MIMO信道估计可以利用全频域的导频，因此可以采取更加精确的信道估计方法，如，已知信道时延改进的DFT信道估计方法。

在图4a～4b中比较曲线2和曲线3可知，在导频密度低一倍的情况下，当MIMO信道估计精度较高时(对应图4a和4c)，本发明所提出的借助高性能的MIMO信道估计结果进行全频域的等效信道估计方式(即曲线3)，相比于仅利用导频位置的等效信道估计结果进行内插得到的全频域的等效信道估计方式(即曲线2)，可以获得5dB左右的增益；当MIMO信道估计精度相对较低时(对应图4b和4d)，在低信噪比下，曲线3相比于曲线2也可以获得4dB左右的增益，但是在高信噪比情况下，由于MIMO信道估计精度直接影响加权阵列的估计精度，从而影响了整个算法的性能，因此曲线3出现“平层效应”，性能甚至低于曲线2。该情况在高车速(300km/h)下更为明显(即图4b)。

虽然导频密度的降低是导致频域LS估计+插值方法进行BF信道估计性能降低的主要原因，但是车速对本发明中的等效信道估计的算法并没有太大影响。这是因为300Km/h公里的车速在2GHz频点下，本发明所采用的降低导频时域密度一倍方法所对应的时域导频间隔相比相干时间仍旧很小，所以基本不影响性能。

上述即为本发明中双用户专用流的导频传输方法以及终端根据接收的导频信号进行等效信道估计的方法。由该实现过程可见，本发明中，可以在不增加Port5导频密度和开销的前提下，实现双用户专用流的导频传输，同时，通过优选的等效信道估计方法，还能够进一步保证等效信道的估计性能。

在具体实现过程中，Port5上的导频可以用于进行波束赋型，则可以利用上述方式进行双数据流的波束赋型(Beamforming)，以及根据上述等效信道估计方式进行双Beamforming流的等效信道估计。当然，也可以用于传输其他用户专用导频信号，从而实现该用户专用流的导频传输。

以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种LTE中双用户专用流的导频传输方法，其特征在于，该方法包括：

将Port5的导频以占用的时间资源为单位分成两组，两组中所包括的Port5导频数目相等，利用其中一组Port5导频进行第一用户专用流的导频传输，利用另一组Port5导频进行第二用户专用流的导频传输；

根据Port0～Port3的导频信号进行公共信道的估计，得到Port0～Port3导频位置上的MIMO信道信息，并通过对Port0～Port3导频位置上的MIMO信道信息进行插值，获取Port5上任一用户专用流指定导频位置上的MIMO信道信息

根据Port5上所述任一用户专用流的导频信号进行等效信道的估计，得到Port5上所述任一用户专用流的指定导频位置上的等效信道信息

所述Port5上所述任一用户专用流的指定导频的数目M不小于发送天线的总数N；根据等式关系确定所述任一用户专用流的用户专用导频加权阵列

通过对Port0～Port3导频位置上的MIMO信道信息进行插值得到全频域上的MIMO信道信息根据等式关系

确定全频域上的所述任一用户专用流的等效信道信息

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，将占用的时间资源为第4和第7个OFDM符号的Port5导频分为一组，将占用的时间资源为第10和第13个OFDM符号的Port5导频分为一组；或者，

将占用的时间资源为第4和第10个OFDM符号的Port5导频分为一组，将占用的时间资源为第7和第13个OFDM符号的Port5导频分为一组；或者，

将占用的时间资源为第4和第13个OFDM符号的Port5导频分为一组，将占用的时间资源为第7和第10个OFDM符号的Port5导频分为一组。

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