WO2016095092A1 - 无线局域网中的信息发送与接收方法、装置及系统 - Google Patents

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WO2016095092A1
WO2016095092A1 PCT/CN2014/093870 CN2014093870W WO2016095092A1 WO 2016095092 A1 WO2016095092 A1 WO 2016095092A1 CN 2014093870 W CN2014093870 W CN 2014093870W WO 2016095092 A1 WO2016095092 A1 WO 2016095092A1
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ofdm symbol
channel estimation
sequence
ofdm
sts
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PCT/CN2014/093870
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English (en)
French (fr)
Inventor
朱俊
张佳胤
Original Assignee
华为技术有限公司
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes

Definitions

  • the embodiments of the present invention relate to the field of communications technologies, and in particular, to a method, device, and system for transmitting and receiving information in a wireless local area network.
  • Another aspect of the embodiments of the present invention provides a transmitting end, including:
  • FIG. 1 is a format diagram of a data unit of a high throughput physical layer protocol in the prior art
  • FIG. 10 is a sequence diagram of a channel estimation after superposition according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a sequence diagram of channel estimation after interpolation according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a flowchart of processing performed by a transmitting end according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a flowchart of processing performed by a transmitting end according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 16 is a structural diagram of a transmitting end according to another embodiment of the present invention.
  • the sending, by the sending end, the information used for channel estimation includes: sending, by the sending end, the first 1 ⁇ OFDM symbol and the second 1 ⁇ OFDM symbol.
  • the center frequency of the kth subcarrier-1*L_k 54 corresponding to the third 1 ⁇ OFDM symbol is shifted with respect to the center frequency of the kth subcarrier-1*L_k 53 corresponding to the second 1 ⁇ OFDM symbol.
  • the center frequency of the kth subcarrier 1*L_k 62 corresponding to the first 1 ⁇ OFDM symbol in the PPDU message 2 is shifted with respect to the center frequency of the kth subcarrier 1*L_k 61 corresponding to the 0th 1 ⁇ OFDM symbol.
  • the 0th, 1st 1 ⁇ OFDM symbol may be used as the first 1 ⁇ OFDM symbol, and the 2nd and 3th 1 ⁇ OFDM symbols may be used as the second 1 ⁇ OFDM symbol;
  • the OFDM symbol is used as the second 1 ⁇ OFDM symbol, and the second and third 1 ⁇ OFDM symbols are used as the first 1 ⁇ OFDM symbol.
  • Multiplying the frequency domain sequence of the subcarriers corresponding to each 1 ⁇ OFDM symbol by the orthogonal mapping matrix A before the frequency offset of the first 1 ⁇ OFDM symbol or the second 1 ⁇ OFDM symbol comprising: a stream correspondence, 1 ⁇ i STS ⁇ STS frequency domain values, then the n-th 1 ⁇ OFDM symbol corresponding to the k-th subcarrier if carried by the N 1 ⁇ OFDM symbol and i STS empty
  • ⁇ STS represents the number of space-time streams, k ⁇ [-32,...,31], Represents the ith column of the i-th STS row of the orthogonal mapping matrix A.
  • 71 denotes the corresponding number of the 0th 1 ⁇ OFDM symbol in the PPDU message 1 k subcarriers 1*L_k
  • 72 represents the kth subcarrier-1*L_k corresponding to the 1st 1 ⁇ OFDM symbol in PPDU message 1
  • 73 represents the kth corresponding to the 2nd 1 ⁇ OFDM symbol in PPDU message 1.
  • the subcarriers 1*L_k, 74 represent the kth subcarrier-1*L_k corresponding to the third 1 ⁇ OFDM symbol in the PPDU message 1;
  • the embodiment of the present invention provides two methods for classifying N 1 ⁇ OFDM symbols, and a specific implementation process of multiplying the frequency domain sequence of the subcarriers corresponding to each 1 ⁇ OFDM symbol by the orthogonal mapping matrix A in different classification methods.
  • the orthogonal mapping matrix can implement the expansion of multiple spatial streams.
  • the embodiment of the present invention performs frequency offset only on the first 1 ⁇ OFDM symbol or the second 1 ⁇ OFDM symbol after classification, and takes the second 1 ⁇ OFDM symbol as an example, and there are two ways to implement frequency offset:
  • the second 1 ⁇ OFDM symbol is directly shifted in the frequency domain, and the size of the offset is half of the corresponding subcarrier spacing of the 1 ⁇ OFDM symbol.
  • the HT-LTF symbol in the PPDU packet is a time domain signal
  • the frequency domain sequence in the frequency domain is subjected to inverse discrete Fourier transform to obtain a time domain sequence.
  • Another way is to perform inverse discrete Fourier transform on the second 1 ⁇ OFDM symbol in the frequency domain to obtain a complex time domain sequence, and perform angular offset on the complex time domain sequence, which is equivalent to performing frequency in the frequency domain. Offset.
  • the N 1 ⁇ OFDM symbols include a first 1 ⁇ OFDM symbol and a second 1 ⁇ OFDM symbol, and a frequency of the first 1 ⁇ OFDM symbol and a frequency of the second 1 ⁇ OFDM symbol differ by a preset value.
  • the transmitting end includes N TX ⁇ 1 transmitting antenna, the receiving end includes N RX ⁇ 1 receiving antenna, and the receiving end obtains a channel according to the first 1 ⁇ OFDM symbol and the second 1 ⁇ OFDM symbol
  • Step S802 the receiving end combines the channel estimation first sequence and the channel estimation second sequence into a channel estimation third sequence, where the channel estimation third sequence includes multiple channel estimation values.
  • FIG. 12 is a flowchart of processing performed by a transmitting end according to another embodiment of the present invention.
  • Step S124 applying different cyclic shift delays to each space-time stream of the HE-LTF field;
  • the time domain signal expression of the HE-LTF field transmitted by the i-th TX transmission link is as follows (2)
  • the obtained channel estimation sequence 1 and sequence 2 are respectively with
  • Step S136 performing interpolation on each two channel estimation values adjacent to the merged sequence
  • FIG. 13 is a flowchart of processing performed by a transmitting end according to another embodiment of the present invention.
  • Step S144 applying different cyclic shift delays to each space-time stream of the HE-LTF field;
  • Step S152 Determine, by the space-time stream number N STS , the number of 1 ⁇ OFDM symbols included in the HE-LTF field, N HELTF ;
  • N STS 2
  • N HELTF 4.
  • N RX 2
  • N TX 2
  • N RX 2
  • the information generation module 161 further comprises a first calculating module 1613, a first module 1613 for calculating if the N 1 ⁇ OFDM symbol and i STS corresponds to space-time stream, 1 ⁇ i STS ⁇ STS, then The frequency domain value carried by the kth subcarrier corresponding to the nth 1 ⁇ OFDM symbol is multiplied by Where ⁇ STS represents the number of space-time streams, k ⁇ [-32,...,31], Represents the ith column of the i-th STS row of the orthogonal mapping matrix A.
  • the information generation module 161 further includes a second calculating module 1614, second module 1614 for calculating the flow if the N 1 ⁇ OFDM symbol and the corresponding space-time i STS, 1 ⁇ i STS ⁇ STS, then The frequency domain value carried by the kth subcarrier corresponding to the nth 1 ⁇ OFDM symbol is multiplied by Where ⁇ STS represents the number of space-time streams, k ⁇ [-32,...,31], Represents the ith column of the i-th STS row of the orthogonal mapping matrix A.
  • the first 1 ⁇ OFDM symbol and the second 1 ⁇ OFDM symbol with the frequency difference preset value are sent by the transmitting end, and the receiving end obtains the channel estimation according to the first 1 ⁇ OFDM symbol and the second 1 ⁇ OFDM symbol.
  • a second sequence of sequence and channel estimation combining the channel estimation first sequence and the channel estimation second sequence into a channel estimation third sequence, and inserting a preset estimation value between each adjacent channel estimation value of the channel estimation third sequence
  • the 4 ⁇ OFDM symbol corresponds to the channel estimation sequence at the subcarrier position, which is reduced by half compared with the prior art frequency domain interpolation, which improves the channel estimation accuracy and system performance.
  • the information sending and receiving system in the wireless local area network can perform the processing flow provided by the embodiment of the method for transmitting and receiving information in the wireless local area network.
  • the processor 203 is further configured to perform the following steps, the N 1 ⁇ OFDM symbols are divided into a first 1 ⁇ OFDM symbol and a second 1 ⁇ OFDM symbol; A 1 ⁇ OFDM symbol or the second 1 ⁇ OFDM symbol is frequency offset such that a frequency of the first 1 ⁇ OFDM symbol and a frequency of the second 1 ⁇ OFDM symbol differ by a preset value.
  • the interface 201 is further configured to send the first 1 ⁇ OFDM symbol and the second 1 ⁇ OFDM symbol.
  • the processor 203 is further configured to perform the following steps, before the N 1 ⁇ OFDM symbols 1 ⁇ OFDM symbol as the first 1 ⁇ OFDM symbol, after 1 ⁇ OFDM symbols are used as the second 1 ⁇ OFDM symbol, N ⁇ 4, and N is an even number.
  • ⁇ STS represents the number of space-time streams
  • k ⁇ [-32,...,31] Represents the ith column of the i-th STS row of the orthogonal mapping matrix A.
  • the preset value is a half of the subcarrier spacing of the 1 ⁇ OFDM symbol.
  • FIG. 21 is a structural diagram of a receiving end according to another embodiment of the present invention.
  • the receiving end provided by the embodiment of the present invention can perform the processing flow provided by the embodiment of the information receiving method in the wireless local area network.
  • the receiving end 170 includes a bus 212, and an interface 211, a processor 213, and a bus 212 connected to the bus 212.
  • the memory 214 wherein the interface 211 is configured to receive information for channel estimation, where the information for channel estimation includes N 1 ⁇ OFDM symbols, and the N ⁇ 1 ⁇ OFDM symbols include a frequency offset 1 ⁇ OFDM a symbol 214 is used to store instructions, and the processor 213 is configured to execute instructions stored in the memory 214 for performing according to the N 1 ⁇ OFDM symbols.
  • Channel estimation wherein the interface 211 is configured to receive information for channel estimation, where the information for channel estimation includes N 1 ⁇ OFDM symbols, and the N ⁇ 1 ⁇ OFDM symbols include a frequency offset 1 ⁇ OFDM a symbol 214 is used to store instructions
  • the N 1 ⁇ OFDM symbols include a first 1 ⁇ OFDM symbol and a second 1 ⁇ OFDM symbol, and a frequency of the first 1 ⁇ OFDM symbol and the second 1 ⁇ The frequency of the OFDM symbol differs by a preset value.
  • the transmitting end includes N TX ⁇ 1 transmitting antenna, and the receiving end includes N RX ⁇ 1 receiving antenna;
  • the first sequence of the channel estimation is The second sequence of channel estimation is
  • the embodiment of the present invention provides an information sending and receiving system in a wireless local area network, which can perform the processing flow provided by the embodiment of the method for transmitting and receiving information in the wireless local area network, and specifically replaces the transmitting end 160 in FIG. 19 with the sending end 160 in FIG.
  • the transmitting end 160, and replacing the receiving end 170 in FIG. 19 with the receiving end 170 in FIG. 21, can obtain the information transmitting and receiving system in the wireless local area network provided by the embodiment of the present invention.
  • each functional unit in each embodiment of the present invention may be integrated into one processing unit, or each unit may exist physically separately, or two or more units may be integrated into one unit.
  • the above integrated unit can be implemented in the form of hardware or in the form of hardware plus software functional units.
  • the above-described integrated unit implemented in the form of a software functional unit can be stored in a computer readable storage medium.
  • the above software functional unit is stored in a storage medium and includes instructions for causing a computer device (which may be a personal computer, a server, or a network device, etc.) or a processor to perform the methods of the various embodiments of the present invention. Part of the steps.
  • the foregoing storage medium includes: a U disk, a mobile hard disk, a read-only memory (ROM), a random access memory (RAM), a magnetic disk, or an optical disk, and the like, which can store program codes. .

Abstract

本发明实施例提供一种无线局域网中的信息发送与接收方法、装置及系统。该方法包括：发送端生成用于信道估计的信息，所述用于信道估计的信息包括N个1×OFDM符号，所述N个1×OFDM符号中包括频率偏移的1×OFDM符号；所述发送端发送所述用于信道估计的信息。本发明实施例通过接收端将具有频率偏移的信道估计第一序列和第二序列合并为第三序列，在第三序列每相邻的信道估计值之间插入预设估计值，使得频域插值的间隔降低了一半，提高了信道估计的准确性。

Description

无线局域网中的信息发送与接收方法、装置及系统 技术领域
本发明实施例涉及通信技术领域，尤其涉及一种无线局域网中的信息发送与接收方法、装置及系统。
背景技术
无线局域网络(Wireless Local Area Networks，简称WLAN)是一种数据传输系统，它利用无线射频(Radio Frequency，简称RF)技术进行信息传输，并随着智能终端的广泛应用得到发展。IEEE802.11系列是WLAN的主要标准，包括802.11、802.11b/g/a、802.11n和802.11ac。其中802.11n和802.11ac采用正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，简称OFDM)技术作为物理层的核心技术。由于无线通信系统的性能很大程度上受无线信道的影响，如阴影衰落和频率选择性衰落等，因此需要通过信道估计将无线信道的信道参数估计出来。如图1所示是802.11n标准所规定的高吞吐率(High Throughput，简称HT)物理层协议数据单元(Physical Protocol Data Unit，简称PPDU)的格式，该PPDU包括用于信道估计的高吞吐率长训练字段10，该高吞吐率长训练字段10包括一个或多个高吞吐率长训练序列(High Throughput-Long Training Sequence，简称HT-LTF)码元11，且一个HT-LTF码元即为一个OFDM符号。
现有技术中OFDM符号主要分为1×OFDM符号和4×OFDM符号，1×OFDM符号对应的子载波间隔
Figure PCTCN2014093870-appb-000001
其傅立叶变换周期
Figure PCTCN2014093870-appb-000002
4×OFDM符号对应的子载波间隔
Figure PCTCN2014093870-appb-000003
其傅立叶变换周期
Figure PCTCN2014093870-appb-000004
如图2所示，22表示频域的1×OFDM符号，其实线部分表示1×OFDM符号对应的子载波；21表示频域的4×OFDM符号，其实线部分表示4×OFDM符号对应的子载波；1×OFDM符号的子载波间隔为4×OFDM符号的子载波间隔的4倍，由于物理层的数据部分需要用4×OFDM符号进行传输，因此需要估计出无线信道在传输4×OFDM符号时的信道参数，由于发送端发送一个4×OFDM符 号所用的时间要比发送一个1×OFDM符号所用的时间长，若通过发送端与接收端之间传输4×OFDM符号进行信道估计，将导致系统开销较大。为了在减小系统开销的前提下还能获取到4×OFDM符号对应的所有子载波位置的信道估计值，现有技术通过发送端发送1×OFDM符号，接收端接收到1×OFDM符号后，如图2所示，在1×OFDM符号对应的子载波22中相邻子载波(实线)之间等间隔插入三个子载波(虚线)，且插入的三个子载波(虚线)处的信道估计值依据该1×OFDM符号相邻子载波(实线)处的信道估计值确定。
室外场景下，由于多径衰落较强，1×OFDM符号相邻子载波之间的相关性较差，在此条件下，还在1×OFDM符号相邻子载波(实线)之间等间隔插入三个子载波(虚线)，将导致信道估计的准确性较低，从而影响系统性能。
发明内容
本发明实施例提供一种无线局域网中的信息发送与接收方法、装置及系统，以提高信道估计的准确性。
本发明实施例的一个方面是提供一种无线局域网中的信息发送方法，包括：
发送端生成用于信道估计的信息，所述用于信道估计的信息包括N个1×OFDM符号，所述N个1×OFDM符号中包括频率偏移的1×OFDM符号；
所述发送端发送所述用于信道估计的信息。
本发明实施例的另一个方面是提供一种无线局域网中的信息接收方法，包括：
接收端接收用于信道估计的信息，所述用于信道估计的信息包括N个1×OFDM符号，所述N个1×OFDM符号中包括频率偏移的1×OFDM符号；
所述接收端依据所述N个1×OFDM符号进行信道估计。
本发明实施例的另一个方面是提供一种发送端，包括：
信息生成模块，用于生成用于信道估计的信息，所述用于信道估计的信息包括N个1×OFDM符号，所述N个1×OFDM符号中包括频率偏移的1×OFDM符号；
发送模块，用于发送所述用于信道估计的信息。
本发明实施例的另一个方面是提供一种接收端，包括：
接收模块，用于接收用于信道估计的信息，所述用于信道估计的信息包括N个1×OFDM符号，所述N个1×OFDM符号中包括频率偏移的1×OFDM符号；
信道估计模块，用于依据所述N个1×OFDM符号进行信道估计。
本发明实施例的另一个方面是提供一种无线局域网中的信息发送与接收系统，包括所述的发送端和所述的接收端。
本发明实施例提供的无线局域网中的信息发送与接收方法、装置及系统，通过发送端发出频率相差预设值的第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号，接收端依据该第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号获得信道估计第一序列和信道估计第二序列，将信道估计第一序列和信道估计第二序列合并为信道估计第三序列，并在信道估计第三序列每相邻的信道估计值之间插入预设估计值获得4×OFDM符号对应子载波位置处的信道估计序列，相对于现有技术频域插值的间隔降低了一半，提高了信道估计的准确性，以及系统性能。
附图说明
图1为现有技术中高吞吐物理层协议数据单元的格式图；
图2为现有技术1×OFDM符号与4×OFDM符号频域序列图；
图3为本发明实施例提供的无线局域网中的信息发送方法流程图；
图4为本发明实施例提供的1×OFDM符号频率偏移示意图；
图5为本发明另一实施例提供的1×OFDM符号频率偏移示意图；
图6为本发明另一实施例提供的1×OFDM符号频率偏移示意图；
图7为本发明另一实施例提供的空时流数与循环移位延迟时间对应关系图；
图8为本发明另一实施例提供的无线局域网中的信息接收方法流程图；
图9为本发明另一实施例提供的信道估计序列图；
图10为本发明另一实施例提供的叠加后的信道估计序列图；
图11为本发明另一实施例提供的插值后的信道估计序列图；
图12所示为本发明另一实施例提供的发送端的处理流程图；
图13所示为本发明另一实施例提供的发送端的处理流程图；
图14为本发明实施例提供的发送端的结构图；
图15为本发明另一实施例提供的发送端的结构图；
图16为本发明另一实施例提供的发送端的结构图；
图17为本发明实施例提供的接收端的结构图；
图18为本发明另一实施例提供的接收端的结构图；
图19为本发明实施例提供的无线局域网中的信息发送与接收系统的结构图；
图20为本发明另一实施例提供的发送端的结构图；
图21为本发明另一实施例提供的接收端的结构图。
具体实施方式
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获取其他的附图。
在本发明实施例中使用的术语是仅仅出于描述特定实施例的目的，而非旨在限制本发明。在本发明实施例和所附权利要求书中所使用的单数形式的“一种”、“所述”和“该”也旨在包括多数形式，除非上下文清楚地表示其他含义。还应当理解，本文中使用的术语“和/或”是指并包含一个或多个相关联的列出项目的任何或所有可能组合。进一步应当理解，本文中采用的术语“包括”规定了所述的特征、整体、步骤、操作、元件和/或部件的存在，而不排除一个或多个其他特征、整体、步骤、操作、元件、部件和/或它们的组的存在或附加。
应当理解，尽管在本发明实施例中可能采用术语第一、第二等来描述各种定位设备，但这些定位设备不应限于这些术语。这些术语仅用来将定位设备彼此区分开。例如，在不脱离本发明实施例范围的情况下，第一定位设备也可以被称为第二定位设备，类似地，第二定位设备也可以被称为 第一定位设备。
目前正在制定中的802.11ax标准中，为提高系统密集场景下的系统吞吐率，引入了OFDMA技术，相应的物理层数据部分的子载波间隔也由现有的
Figure PCTCN2014093870-appb-000005
缩小为
Figure PCTCN2014093870-appb-000006
物理层数据部分的OFDM符号傅立叶变换周期也由
Figure PCTCN2014093870-appb-000007
变为
Figure PCTCN2014093870-appb-000008
本发明实施例适用场景是室内信道和室外信道，信道传输带宽BW＝20MHz。在本发明实施例中空时流数NSTS与发送端发出的PPDU报文个数相同，且一个PPDU中1×OFDM符号的个数N可以通过表1具体确定：
表1
NSTS N
1 2
2 4
3 8
4 8
5 12
6 12
7 16
8 16
由于1×OFDM符号的子载波间隔为
Figure PCTCN2014093870-appb-000009
传输带宽为BW＝20MHz时，所以子载波总数为
Figure PCTCN2014093870-appb-000010
这些子载波所承载的HE-LTF频域序列如下式所述。
HELTF-32,31＝{0,0,0,0,1,1,1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,1,1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,0,
1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,-1,-1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,-1,-1,0,0,0}。
图3为本发明实施例提供的无线局域网中的信息发送方法流程图。本发明实施例提供的无线局域网中的信息发送方法为发送端将N个1×OFDM符号发送给接收端，所述N个1×OFDM符号中包括频率偏移的1×OFDM符号，以使所述接收端依据所述N个1×OFDM符号进行信道估计，该信息发送方法 的具体步骤如下：
步骤S101、发送端生成用于信道估计的信息，所述用于信道估计的信息包括N个1×OFDM符号，所述N个1×OFDM符号中包括频率偏移的1×OFDM符号；所述发送端生成用于信道估计的信息包括：
所述发送端将所述N个1×OFDM符号分为第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号,并对所述第一1×OFDM符号或所述第二1×OFDM符号进行频率偏移，以使所述第一1×OFDM符号的频率和所述第二1×OFDM符号的频率相差预设值；
所述预设值为所述1×OFDM符号对应子载波间隔的一半。
发送端发出的一个PPDU报文中包括N个1×OFDM符号，将该N个1×OFDM符号分成两类，一类记为第一1×OFDM符号，另一类记为第二1×OFDM符号，即第一1×OFDM符号不只一个符合，第二1×OFDM符号也不只一个符合。在频域中将所述第一1×OFDM符号相对于所述第二1×OFDM符号进行频率偏移，或者将所述第二1×OFDM符号相对于所述第一1×OFDM符号进行频率偏移，使得频域中的第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号频率相差大小为预设值，本发明实施例中预设值优选为所述1×OFDM符号对应子载波间隔的一半。
步骤S102、所述发送端发送所述用于信道估计的信息。
所述发送端发送所述用于信道估计的信息包括：所述发送端发送所述第一1×OFDM符号和所述第二1×OFDM符号。
发送端将频率相差大小为预设值的所述第一1×OFDM符号和所述第二1×OFDM符号发送给接收端，接收端依据接收到的所述第一1×OFDM符号和HELTF-32,31通过信道估计算法获得信道估计第一序列，同理，依据收到的所述第二1×OFDM符号和HELTF-32,31通过信道估计算法获得信道估计第二序列，将所述信道估计第一序列和所述信道估计第二序列合并为信道估计第三序列，由于第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号的频率相差预设值，则同一频率点只对应第一1×OFDM符号或第二1×OFDM符号，合并后的信道估计 第三序列中相邻的信道估计值之间的间隔小于1×OFDM符号对应子载波的间隔。在每相邻的信道估计值之间插入预设估计值后获得4×OFDM符号对应子载波位置处的信道估计序列。
本发明实施例通过发送端发出频率相差预设值的第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号，接收端依据该第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号获得信道估计第一序列和信道估计第二序列，将信道估计第一序列和信道估计第二序列合并为信道估计第三序列，并在信道估计第三序列每相邻的信道估计值之间插入预设估计值获得4×OFDM符号对应子载波位置处的信道估计序列，相对于现有技术频域插值的间隔降低了一半，提高了信道估计的准确性，以及系统性能。
图4为本发明实施例提供的1×OFDM符号频率偏移示意图；图5为本发明另一实施例提供的1×OFDM符号频率偏移示意图；图6为本发明另一实施例提供的1×OFDM符号频率偏移示意图。在上述实施例的基础上，所述对所述第一1×OFDM符号或所述第二1×OFDM符号进行频率偏移之前，还包括：
将各1×OFDM符号对应的子载波承载的频域序列乘以正交映射矩阵A，所述频域序列是所述1×OFDM符号在频域对应的序列，
Figure PCTCN2014093870-appb-000011
其中，KPilot为导频子载波集合，
Figure PCTCN2014093870-appb-000012
w＝exp(-j2π/6)，
Figure PCTCN2014093870-appb-000013
Figure PCTCN2014093870-appb-000014
[R]m,n＝[P]1,n，k∈[-32,...,31]，ΝSTS表示空时流数。
本发明实施例提供一种对N个1×OFDM符号的奇偶分法，所述发送端将 N个1×OFDM符号分为第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号包括：所述发送端对所述N个1×OFDM符号依次编号，所述编号n＝0,1,…N-1，将所述编号n为偶数的1×OFDM符号作为所述第一1×OFDM符号，将所述编号n为奇数的1×OFDM符号作为所述第二1×OFDM符号，N≥2，且N为偶数。
例如，空时流数NSTS＝1时，发送端发出的一个PPDU报文中包括2个1×OFDM符号，可以将第0个1×OFDM符号作为所述第一1×OFDM符号，第1个1×OFDM符号作为所述第二1×OFDM符号；也可以将第0个1×OFDM符号作为所述第二1×OFDM符号，第1个1×OFDM符号作为所述第一1×OFDM符号。
再如，空时流数NSTS＝2时，发送端发出的一个PPDU报文中包括4个1×OFDM符号，对该4个1×OFDM符号进行编号，编号n＝0,1,2,3，可以将第0、2个1×OFDM符号作为所述第一1×OFDM符号，第1、3个1×OFDM符号作为所述第二1×OFDM符号；也可以将第0、2个1×OFDM符号作为所述第二1×OFDM符号，第1、3个1×OFDM符号作为所述第一1×OFDM符号。
所述对所述第一1×OFDM符号或所述第二1×OFDM符号进行频率偏移之前即所述将各1×OFDM符号对应的子载波承载的频域序列乘以正交映射矩阵A包括：若所述N个1×OFDM符号与第iSTS个空时流对应，1≤iSTS≤ΝSTS，则将第n个1×OFDM符号对应的第k个子载波承载的频域值乘以
Figure PCTCN2014093870-appb-000015
其中，ΝSTS表示空时流数，k∈[-32,...,31]，
Figure PCTCN2014093870-appb-000016
Figure PCTCN2014093870-appb-000017
表示正交映射矩阵A的第iSTS行第col列。
例如，空时流数NSTS＝1时，发送端发出的一个PPDU报文中包括2个1×OFDM符号，此时，iSTS＝1，n＝0,1，col＝1，
Figure PCTCN2014093870-appb-000018
表示正交映射矩阵A的第1行第1列，由于NSTS＝1，所以
Figure PCTCN2014093870-appb-000019
表示 的 第1行第1列即1，此时，第0个1×OFDM符号对应的第k个子载波承载的频域序列L_k乘以正交映射矩阵A后变为1*L_k，第1个1×OFDM符号对应的第k个子载波承载的频域序列L_k乘以正交映射矩阵A后变为1*L_k。
若将第0个1×OFDM符号作为所述第一1×OFDM符号，第1个1×OFDM符号作为所述第二1×OFDM符号，并对第二1×OFDM符号进行频率偏移，频率偏移的大小为所述1×OFDM符号对应子载波间隔的一半后，如图4所示，第1个1×OFDM符号对应的第k个子载波1*L_k 42的中心频率相对于第0个1×OFDM符号对应的第k个子载波1*L_k 41的中心频率移动了
Figure PCTCN2014093870-appb-000021
再如，空时流数NSTS＝2时，发送端用两个发射天线分别发送一个PPDU报文，假设发射天线a发送第1个空时流对应的PPDU报文1，发射天线b发送第2个空时流对应的PPDU报文2,PPDU报文1和PPDU报文2分别包括编号为n＝0,1,2,3的4个1×OFDM符号；
当iSTS＝1，n＝0,1时，col＝1，[A]1,1＝1，即PPDU报文1中第0个1×OFDM符号对应的第k个子载波承载的频域序列L_k乘以正交映射矩阵A后变为1*L_k，第1个1×OFDM符号对应的第k个子载波承载的频域序列L_k乘以正交映射矩阵A后变为1*L_k；
当iSTS＝1，n＝2,3时，col＝2，[A]1,2＝-1，即PPDU报文1中第2个1×OFDM符号对应的第k个子载波承载的频域序列L_k乘以正交映射矩阵A后变为-1*L_k，第3个1×OFDM符号对应的第k个子载波承载的频域序列L_k乘以正交映射矩阵A后变为-1*L_k；
当iSTS＝2，n＝0,1时，col＝1，[A]2,1＝1，即PPDU报文2中第0个1×OFDM符号对应的第k个子载波承载的频域序列L_k乘以正交映射矩阵A后变为1*L_k，第1个1×OFDM符号对应的第k个子载波承载的频域序列L_k乘以正交映射矩阵A后变为1*L_k；
当iSTS＝2，n＝2,3时，col＝2，[A]2,2＝1，即PPDU报文2中第2个1×OFDM符号对应的第k个子载波承载的频域序列L_k乘以正交映射矩阵A后变为1*L_k，第3个1×OFDM符号对应的第k个子载波承载的频域序列L_k乘以正交映射矩阵A后变为1*L_k。
将PPDU报文1和PPDU报文2中第0、2个1×OFDM符号作为所述第一1×OFDM符号，第1、3个1×OFDM符号作为所述第二1×OFDM符号，并对第二1×OFDM符号进行频率偏移，频率偏移的大小为所述1×OFDM符号对应子载波间隔的一半后，如图5所示，50表示保护间隔，PPDU报文1中第1个1×OFDM符号对应的第k个子载波1*L_k 52的中心频率相对于第0个1×OFDM符号对应的第k个子载波1*L_k 51的中心频率移动了
Figure PCTCN2014093870-appb-000022
第3个1×OFDM符号对应的第k个子载波-1*L_k 54的中心频率相对于第2个1×OFDM符号对应的第k个子载波-1*L_k 53的中心频率移动了
Figure PCTCN2014093870-appb-000023
PPDU报文2中第1个1×OFDM符号对应的第k个子载波1*L_k 62的中心频率相对于第0个1×OFDM符号对应的第k个子载波1*L_k 61的中心频率移动了
Figure PCTCN2014093870-appb-000024
第3个1×OFDM符号对应的第k个子载波1*L_k 64的中心频率相对于第2个1×OFDM符号对应的第k个子载波1*L_k 63的中心频率移动了
Figure PCTCN2014093870-appb-000025
PPDU报文1中第0、1、2、3个1×OFDM符号分别和PPDU报文2中第0、1、2、3个1×OFDM符号是同一时刻发出的。
本发明实施例还提供另外一种对N个1×OFDM符号的前后分法，所述发送端将N个1×OFDM符号分为第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号包括：所述发送端将所述N个1×OFDM符号中，前
Figure PCTCN2014093870-appb-000026
个1×OFDM符号作为所述第一 1×OFDM符号，后
Figure PCTCN2014093870-appb-000027
个1×OFDM符号作为所述第二1×OFDM符号，N≥4，且N为偶数。
例如，空时流数NSTS＝2时，发送端发出的一个PPDU报文中包括4个1×OFDM符号，对该4个1×OFDM符号进行编号，编号n＝0,1,2,3，可以将第0、1个1×OFDM符号作为所述第一1×OFDM符号，第2、3个1×OFDM符号作为所述第二1×OFDM符号；也可以将第0、1个1×OFDM符号作为所述第二1×OFDM符号，第2、3个1×OFDM符号作为所述第一1×OFDM符号。
所述对所述第一1×OFDM符号或所述第二1×OFDM符号进行频率偏移之前即所述将各1×OFDM符号对应的子载波承载的频域序列乘以正交映射矩阵A包括：若所述N个1×OFDM符号与第iSTS个空时流对应，1≤iSTS≤ΝSTS，则将第n个1×OFDM符号对应的第k个子载波承载的频域值乘以
Figure PCTCN2014093870-appb-000028
其中，ΝSTS表示空时流数，k∈[-32,...,31]，
Figure PCTCN2014093870-appb-000029
Figure PCTCN2014093870-appb-000030
表示正交映射矩阵A的第iSTS行第col列。
根据上述实施例分析空时流数NSTS＝2的方法可以得到如图6所示的结果，50表示保护间隔，此处，71表示PPDU报文1中第0个1×OFDM符号对应的第k个子载波1*L_k，72表示PPDU报文1中第1个1×OFDM符号对应的第k个子载波-1*L_k，73表示PPDU报文1中第2个1×OFDM符号对应的第k个子载波1*L_k,74表示PPDU报文1中第3个1×OFDM符号对应的第k个子载波-1*L_k；
81表示PPDU报文2中第0个1×OFDM符号对应的第k个子载波1*L_k，82表示PPDU报文2中第1个1×OFDM符号对应的第k个子载波1*L_k，83表示PPDU报文2中第2个1×OFDM符号对应的第k个子载波1*L_k,84表示PPDU报文2中第3个1×OFDM符号对应的第k个子载波1*L_k；具体分 析过程与上述实施例相同，此处不再赘述。
PPDU报文1中第0、1、2、3个1×OFDM符号分别和PPDU报文2中第0、1、2、3个1×OFDM符号是同一时刻发出的。
另外，本发明实施例不限制对N个1×OFDM符号的分类方法，将N个1×OFDM符号分为两类是为了方便将一类1×OFDM符号相对另一类1×OFDM符号作频率偏移。
本发明实施例提供了两种对N个1×OFDM符号的分类方法，以及在不同分类方法中各1×OFDM符号对应的子载波承载的频域序列乘以正交映射矩阵A的具体实现过程，正交映射矩阵能够实现对多空间流的扩展。
图7为本发明另一实施例提供的空时流数与循环移位延迟时间对应关系图。在上述实施例的基础上，所述将各1×OFDM符号对应的子载波承载的频域序列乘以正交映射矩阵A之后，还包括：当所述空时流数ΝSTS≥2时，依据各空时流对应的循环移位延迟时间将所述空时流对应的各所述1×OFDM符号进行内部循环移位。
本发明实施例空时流数NSTS与各空时流对应的循环移位延迟时间对应关系如图7所示，例如，空时流数NSTS＝1时，第1空时流对应的循环移位延迟时间为0，空时流数NSTS＝2时，第1空时流对应的循环移位延迟时间为0，第2空时流对应的循环移位延迟时间为400ns，若第1空时流与PPDU报文1对应，第2空时流与PPDU报文2对应，则将PPDU报文2中的各所述1×OFDM符号进行内部循环移位，即一个1×OFDM符号对应的频域序列进行内部循环移位，而PPDU报文1中的各所述1×OFDM符号对应的频域序列不变。
所述对所述第一1×OFDM符号或所述第二1×OFDM符号进行频率偏移包括：对所述第一1×OFDM符号或所述第二1×OFDM符号的频域序列进行移位，对移位后的所述频域序列进行反离散傅立叶变换获得时域的第一1×OFDM 符号或时域的第二1×OFDM符号；或者对所述第一1×OFDM符号或所述第二1×OFDM符号进行反离散傅立叶变换获得时域的第一1×OFDM符号或时域的第二1×OFDM符号，对所述时域的第一1×OFDM符号或所述时域的第二1×OFDM符号进行角度偏移。
本发明实施例只对分类后的第一1×OFDM符号或第二1×OFDM符号进行频率偏移，以第二1×OFDM符号为例，实现频率偏移的方式有两种：一种方式是在频域直接对第二1×OFDM符号进行移位，偏移的大小是所述1×OFDM符号对应子载波间隔的一半即
Figure PCTCN2014093870-appb-000031
由于PPDU报文中HT-LTF码元为时域信号，需要将频域中频移后的频域序列进行反离散傅立叶变换获得时域序列。另一种方式是将频域的第二1×OFDM符号进行反离散傅立叶变换获得复数形式的时域序列，对该复数形式的时域序列进行角度偏移，等价于在频域中进行频率偏移。
无论用上述哪一种方式，发送端最终发送的HE-LTF字段时域信号表达式如下式(1)所示：
Figure PCTCN2014093870-appb-000032
其中，若对N个1×OFDM符号采用奇偶分法时，
Figure PCTCN2014093870-appb-000033
Figure PCTCN2014093870-appb-000034
若对N个1×OFDM符号采用前后分法时，
Figure PCTCN2014093870-appb-000035
Figure PCTCN2014093870-appb-000036
α表示归一化参数，由总空时流数、可用子载波数等决定；
Figure PCTCN2014093870-appb-000037
表示循环延时值；TGI表示保护间隔值；
Figure PCTCN2014093870-appb-000038
为时域窗函数，此处的NHELTF与上述实施例中的N表示意思相同。
图8为本发明另一实施例提供的无线局域网中的信息接收方法流程图；图9为本发明另一实施例提供的信道估计序列图；图10为本发明另一实施例提供的叠加后的信道估计序列图；图11为本发明另一实施例提供的插值后的信道估计序列图。本发明实施例提供的无线局域网中的信息接收方法具体步骤如下：
步骤S701、接收端接收用于信道估计的信息，所述用于信道估计的信息包括N个1×OFDM符号，所述N个1×OFDM符号中包括频率偏移的1×OFDM符号；
所述N个1×OFDM符号包括第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号，所述第一1×OFDM符号的频率和所述第二1×OFDM符号的频率相差预设值。
发送端将PPDU报文中多个1×OFDM符号分为第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号，以及对所述第一1×OFDM符号或所述第二1×OFDM符号进行频率偏移的过程与上述实施例一致，此处不再赘述。
步骤S702、所述接收端依据所述N个1×OFDM符号进行信道估计。
所述接收端依据所述N个1×OFDM符号进行信道估计的具体步骤如下：
步骤S801、所述接收端依据所述第一1×OFDM符号和所述第二1×OFDM符号获得信道估计第一序列和信道估计第二序列；
所述发送端包括NTX≥1个发射天线，所述接收端包括NRX≥1个接收天线，所述接收端依据所述第一1×OFDM符号和所述第二1×OFDM符号获得信道估计第一序列和信道估计第二序列包括：所述接收端依据所述第一1×OFDM符号和所述第二1×OFDM符号获得信道估计值
Figure PCTCN2014093870-appb-000039
表示第iRX个接收天线与第iTX个发射天线之间第k个子载波位置的信道估计值，1≤iRX≤NRX，1≤iTX≤NTX，k∈[-32,...,31]，l＝0表示所述子载波位置未进行频率偏移，l＝1表示所述子载波位置进行了频率偏移；所述信道估计第一序列为
Figure PCTCN2014093870-appb-000040
所述信道估计第二序列为
Figure PCTCN2014093870-appb-000041
当空时流数NSTS＝1时，发送端发射天线数NTX＝1，接收端接收天线数NRX＝1，接收端接收到如图4所示的第一1×OFDM符号(不带偏移)和第二1×OFDM符号(带偏移)，且第一1×OFDM符号对应64个没有经过频率偏移的子载波1*L_k，k∈[-32,...,31]，第二1×OFDM符号对应64个经过频率偏移的子载波1*L_k，k∈[-32,...,31]；
接收端对接收到的第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号，通过信道估计算法和已知HE-LTF频域序列：
HELTF-32,31＝{0,0,0,0,1,1,1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,1,1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,0,
1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,-1,-1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,-1,-1,0,0,0}进行比较获得接收天线与发射天线之间对应子载波位置的信道估计值
Figure PCTCN2014093870-appb-000042
由
Figure PCTCN2014093870-appb-000043
构成信道估计第一序列
Figure PCTCN2014093870-appb-000044
由
Figure PCTCN2014093870-appb-000045
构成信道估计第二序列
Figure PCTCN2014093870-appb-000046
l＝0表示所述子载波位置未进行频率偏移，l＝1表示所述子载波位置进行了频率偏移。
如图9所示，第一1×OFDM符号频域序列91的实线部分表示第一1×OFDM符号对应的子载波，子载波间隔
Figure PCTCN2014093870-appb-000047
第二1×OFDM符号频域序列92的实线部分表示第二1×OFDM符号对应的子载波，子载波间隔
Figure PCTCN2014093870-appb-000048
第二1×OFDM符号频域序列92相对于第一1×OFDM符号频域序列91频移了
Figure PCTCN2014093870-appb-000049
步骤S802、所述接收端将所述信道估计第一序列和所述信道估计第二序列合并为信道估计第三序列，所述信道估计第三序列包括多个信道估计值。
所述信道估计第三序列为
Figure PCTCN2014093870-appb-000050
当空时流数NSTS＝1时，将
Figure PCTCN2014093870-appb-000051
和
Figure PCTCN2014093870-appb-000052
进行合并获得如下序列：
Figure PCTCN2014093870-appb-000053
如图10所示，合并后的序列100的实线部分表示的子载波间隔是4×OFDM符号子载波间隔的2倍。
步骤S803、所述接收端在每相邻的信道估计值之间插入预设估计值后获得4×OFDM符号对应子载波位置处的信道估计序列。
具体包括：所述接收端在每相邻的信道估计值
Figure PCTCN2014093870-appb-000054
之间插入预设估计值
Figure PCTCN2014093870-appb-000055
获得4×OFDM符号对应子载波位置处的信道估计序列
Figure PCTCN2014093870-appb-000056
在图10的基础上，在相邻的信道估计值si,si+1之间插入预设估计值ri即可获得4×OFDM符号对应子载波位置处的信道估计序列{s1,r1,s2,r2,…s128,r128}，具体的插入值ri根据si,si+1的值确定，如图11所示，序列110的实线部分表示的子载波间隔与4×OFDM符号子载波间隔相同。
802.11n和802.11ac标准中还使用了多输入多输出(Multiple-Input Multiple-Output，简称MIMO)系统，该系统包括多个发送端和多个接收端，多个发送端同时分别发出的发射信号几乎同步到达同一接收端，即同一接收端的接收信号是多个发射信号的叠加信号,因此要从一个叠加信号中正确的识别出多个发射信号,需要通过信道估计估计出各发送端到同一接收端之间多个并行信道的信道特性。
以空时流数NSTS＝2为例，发送端发射天线数NTX＝2，接收端接收天线数NRX＝2，1≤iRX≤2，1≤iTX≤2，假设发射天线A和发射天线B，接收天线1 和接收天线2，对应形成4个信道：A1、A2、B1、B2。具体以发射天线A、发射天线B和接收天线1为例，如图5所示，发射天线A发出4个1×OFDM符号：1*HTLTF(不带偏移)、1*HTLTF(带偏移)、-1*HTLTF(不带偏移)、-1*HTLTF(带偏移)；发射天线B发出4个1×OFDM符号：1*HTLTF(不带偏移)、1*HTLTF(带偏移)、1*HTLTF(不带偏移)、1*HTLTF(带偏移)；每个HTLTF表示一个1×OFDM符号，并对应64个子载波1*L_k，k∈[-32,...,31]。由于发射天线A发出的4个1×OFDM符号和发射天线B发出的4个1×OFDM符号在信道中混叠在一起同时传输，则接收天线1接收到来自发射天线A和发射天线B的第k个子载波有以下4种情况：
1*L_K*A1(不带频率偏移)+1*L_K*B1(不带频率偏移)
1*L_K*A1(带频率偏移)+1*L_K*B1(带频率偏移)
-1*L_K*A1(不带频率偏移)+1*L_K*B1(不带频率偏移)
-1*L_K*A1(带频率偏移)+1*L_K*B1(带频率偏移)
由上述4种情况可以得到不带频率偏移的A1和B1以及带频率偏移的A1和B1，随后即可得到A1和B1的完整信道估计序列。同理，可得到A2和B2的完整信道估计序列。具体的，第(iRX,iTX)对序列对可表示为
Figure PCTCN2014093870-appb-000057
和
Figure PCTCN2014093870-appb-000058
将第(iRX,iTX)对序列合并获得合并后的序列：
Figure PCTCN2014093870-appb-000059
对合并后的序列每相邻的两个信道估计值进行插值则可获得第iRX个接收天线到第iTX个发射天线间的4×OFDM符号子载波位置处的信道估计序列
Figure PCTCN2014093870-appb-000060
本发明实施例通过发送端发出频率相差预设值的第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号，接收端依据该第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号获得信道估计第一序列和信道估计第二序列，将信道估计第一序列和信道估计 第二序列合并为信道估计第三序列，并在信道估计第三序列每相邻的信道估计值之间插入预设估计值获得4×OFDM符号对应子载波位置处的信道估计序列，相对于现有技术频域插值的间隔降低了一半，提高了信道估计的准确性，以及系统性能。
图12所示为本发明另一实施例提供的发送端的处理流程图。本发明实施例提供空时流数NSTS＝1时为了实现上述信道估计方法，发送端和接收端的处理过程。
发送端的处理过程具体如下：
步骤S121、由空时流数NSTS＝1确定HE-LTF字段包含的1×OFDM符号数N＝2，NSTS与N的对应关系如上述表1所示。
步骤S122、确定1×OFDM符号对应的频域序列；
由于1×OFDM符号的子载波间隔为
Figure PCTCN2014093870-appb-000061
传输带宽为BW＝20MHz时，总子载波数为
Figure PCTCN2014093870-appb-000062
这些子载波所承载的HE-LTF频域序列如下式所述。
HELTF-32,31＝{0,0,0,0,1,1,1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,1,1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,0,
1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,-1,-1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,-1,-1,0,0,0}
步骤S123、每个1×OFDM符号的子载波承载的频域序列乘以正交映射矩阵A；
正交映射矩阵A的定义，以及具体相乘过程与上述实施例一致，此处不再赘述。图12中
Figure PCTCN2014093870-appb-000063
表示第k个子载波承载的频域值所乘的正交映射矩阵A。
步骤S124、对HE-LTF字段的每个空时流应用不同的循环移位延迟；
空时流数NSTS与各空时流对应的循环移位延迟时间对应关系如图7所示，具体循环移位延迟处理与上述实施例一致。
步骤S125、将空时流映射至发射天线；
一个空时流对应一个PPDU报文，若总发射链路数为NTX，总空时流数为NSTS，则第k个子载波的天线映射矩阵Qk为NTX行NSTS列，此处空时流数为NSTS＝1、发射链路数为NTX＝1，即单空间流、单发射天线时，可取Qk＝1。
步骤S126、反离散傅立叶变换获取时域序列；
第iTX个发射链路发送的HE-LTF字段时域信号表达式如下公式(2)
Figure PCTCN2014093870-appb-000064
式中α表示归一化参数，由总空时流数、可用子载波数等决定；
Figure PCTCN2014093870-appb-000065
表示循环延时值；TGI表示保护间隔值；
Figure PCTCN2014093870-appb-000066
为时域窗函数。
步骤S127、频率偏移；
若对HE-LTF字段第偶数个1×OFDM符号进行频率偏移，则最终第iTX个发射链路发送的HE-LTF字段时域信号表达式如下公式(3)：
Figure PCTCN2014093870-appb-000067
其中，nFS＝nmod2。
接收端的处理过程具体如下：
步骤S131、根据PPDU报文前导码中信令字段承载的信息获取传输带宽BW及总空时流数NSTS；
步骤S132、由空时流数NSTS确定HE-LTF字段包含的1×OFDM符号数NHELTF；
此处，空时流数为NSTS＝1即单空间流，则HE-LTF字段包含的1×OFDM 符号数NHELTF＝2。
步骤S133、由传输带宽确定HE-LTF频域序列。
由于1×OFDM符号的子载波间隔为
Figure PCTCN2014093870-appb-000068
则传输带宽为BW＝20MHz时，总子载波数为
Figure PCTCN2014093870-appb-000069
这些子载波所承载的HE-LTF频域序列如下式所述。
HELTF-32,31＝{0,0,0,0,1,1,1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,1,1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,0,
1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,-1,-1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,-1,-1,0,0,0}
步骤S134、接收到的HE-LTF字段和已知频域序列HELTF-32,31获得对应子载波位置的信道估计值；
获得的信道估计序列1和序列2分别为
Figure PCTCN2014093870-appb-000070
和
Figure PCTCN2014093870-appb-000071
步骤S135、将获得的信道估计序列1和序列2合并为如下所示序列；
Figure PCTCN2014093870-appb-000072
合并后的子载波间隔为4×OFDM符号子载波间隔的2倍。
步骤S136、对合并后的序列相邻的每两个信道估计值进行插值；
rm为sm和sm+1之间的插值，插值后获得的4×OFDM符号子载波位置处的信道估计序列{s1,r1,s2,r2,…s128,r128}。
其中，步骤S134-S136的具体处理过程与上述实施例一致。
本发明实施例通过发送端发出频率相差预设值的第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号，接收端依据该第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号获得信道估计第一序列和信道估计第二序列，将信道估计第一序列和信道估计第二序列合并为信道估计第三序列，并在信道估计第三序列每相邻的信道估计值之间插入预设估计值获得4×OFDM符号对应子载波位置处的信道估计序列，相对于现有技术频域插值的间隔降低了一半，提高了信道估计的 准确性，以及系统性能。
图13所示为本发明另一实施例提供的发送端的处理流程图。本发明实施例提供空时流数NSTS＝2时为了实现上述信道估计方法，发送端和接收端的处理过程。
发送端的处理过程具体如下：
步骤S141、由空时流数NSTS＝2确定HE-LTF字段包含的1×OFDM符号数N＝4，NSTS与N的对应关系如上述表1所示。
步骤S142、确定1×OFDM符号对应的频域序列；
由于1×OFDM符号的子载波间隔为
Figure PCTCN2014093870-appb-000073
传输带宽为BW＝20MHz时，总子载波数为
Figure PCTCN2014093870-appb-000074
这些子载波所承载的HE-LTF频域序列如下式所述。
HELTF-32,31＝{0,0,0,0,1,1,1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,1,1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,0,
1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,-1,-1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,-1,-1,0,0,0}
步骤S143、每个1×OFDM符号的子载波承载的频域序列乘以正交映射矩阵A；
正交映射矩阵A的定义，以及具体相乘过程与上述实施例一致，此处不再赘述。图13中的输入序列包括两个空时流的频域序列，第一空时流的频域序列与矩阵
Figure PCTCN2014093870-appb-000075
相乘，第二空时流的频域序列与矩阵
Figure PCTCN2014093870-appb-000076
相乘，
Figure PCTCN2014093870-appb-000077
具体表示第k个子载波承载的频域值所乘的正交映射矩阵A。
步骤S144、对HE-LTF字段的每个空时流应用不同的循环移位延迟；
空时流数NSTS与各空时流对应的循环移位延迟时间对应关系如图7所示，空时流数为NSTS＝2时，第一个空时流的循环移位延迟为
Figure PCTCN2014093870-appb-000078
第二个空时流的循环移位延迟为
Figure PCTCN2014093870-appb-000079
具体循环移位延迟处理与上述实施例一致。
步骤S145、将空时流映射至发射天线；
一个空时流对应一个PPDU报文，具体通过天线映射矩阵Qk实现，若总发射链路数为NTX，总空时流数为NSTS，则第k个子载波的天线映射矩阵Qk为NTX行NSTS列，此处空时流数为NSTS＝2、发射链路数为NTX＝2，，可取
Figure PCTCN2014093870-appb-000080
步骤S146、反离散傅立叶变换获取时域序列；
第iTX个发射链路发送的HE-LTF字段时域信号表达式如下公式(4)
Figure PCTCN2014093870-appb-000081
式中α表示归一化参数，由总空时流数、可用子载波数等决定；
Figure PCTCN2014093870-appb-000082
表示循环延时值；TGI表示保护间隔值；
Figure PCTCN2014093870-appb-000083
为时域窗函数
步骤S147、频率偏移；
若对HE-LTF字段第偶数个1×OFDM符号进行频率偏移，则最终第iTX个发射链路发送的HE-LTF字段时域信号表达式如下公式(5)：
Figure PCTCN2014093870-appb-000084
其中，nFS＝n mod2。
若对HE-LTF字段前
Figure PCTCN2014093870-appb-000085
个1×OFDM符号进行频率偏移，则最终第iTX个发射链路发送的HE-LTF字段时域信号表达式如下公式(6)：
Figure PCTCN2014093870-appb-000086
其中，
Figure PCTCN2014093870-appb-000087
接收端的处理过程具体如下：
步骤S151、根据PPDU报文前导码中信令字段承载的信息获取传输带宽BW及总空时流数NSTS；
步骤S152、由空时流数NSTS确定HE-LTF字段包含的1×OFDM符号数NHELTF；
此处，空时流数为NSTS＝2即单空间流，则HE-LTF字段包含的1×OFDM符号数NHELTF＝4。
步骤S153、由传输带宽确定HE-LTF频域序列。
由于1×OFDM符号的子载波间隔为
Figure PCTCN2014093870-appb-000088
则传输带宽为BW＝20MHz时，总子载波数为
Figure PCTCN2014093870-appb-000089
这些子载波所承载的HE-LTF频域序列如下式所述。
HELTF-32,31＝{0,0,0,0,1,1,1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,1,1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,0,
1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,-1,-1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,-1,-1,0,0,0}
步骤S154、接收到的HE-LTF字段和已知频域序列HELTF-32,31获得对应子载波位置的信道估计值；
此处，空时流数为NSTS＝2、发射链路数为NTX＝2，若接收天线数NRX＝2，则可获得NTX·NRX对信道估计序列对。其中第(iRX,iTX)对序列对可表示为
Figure PCTCN2014093870-appb-000090
Figure PCTCN2014093870-appb-000091
步骤S155、将第(iRX,iTX)对序列合并为如下所示序列；
Figure PCTCN2014093870-appb-000092
合并后的子载波间隔为4×OFDM符号子载波间隔的2倍。
步骤S156、对合并后的序列相邻的每两个信道估计值进行插值；
获得第iRX个接收天线到第iTX个发射天线间的4×OFDM符号子载波位置处的信道估计序列
Figure PCTCN2014093870-appb-000093
其中，步骤S154-S156的具体处理过程与上述实施例一致。
本发明实施例通过发送端发出频率相差预设值的第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号，接收端依据该第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号获得信道估计第一序列和信道估计第二序列，将信道估计第一序列和信道估计第二序列合并为信道估计第三序列，并在信道估计第三序列每相邻的信道估计值之间插入预设估计值获得4×OFDM符号对应子载波位置处的信道估计序列，相对于现有技术频域插值的间隔降低了一半，提高了信道估计的准确性，以及系统性能。
图14为本发明实施例提供的发送端的结构图。本发明实施例提供的发送端可以执行无线局域网中的信息发送方法实施例提供的处理流程，如图14所示，所述发送端160包括信息生成模块161和发送模块162，其中，信息生成模块161用于生成用于信道估计的信息，所述用于信道估计的信息包括N个1×OFDM符号，所述N个1×OFDM符号中包括频率偏移的1×OFDM符号；发送模块162用于发送所述用于信道估计的信息。
信息生成模块161包括分类模块1611和频率偏移模块1612，其中，分类模块1611用于将所述N个1×OFDM符号分为第一1×OFDM符号和第二 1×OFDM符号；频率偏移模块1612用于对所述第一1×OFDM符号或所述第二1×OFDM符号进行频率偏移，以使所述第一1×OFDM符号的频率和所述第二1×OFDM符号的频率相差预设值。
发送模块162具体用于发送所述第一1×OFDM符号和所述第二1×OFDM符号。
本发明实施例通过发送端发出频率相差预设值的第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号，接收端依据该第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号获得信道估计第一序列和信道估计第二序列，将信道估计第一序列和信道估计第二序列合并为信道估计第三序列，并在信道估计第三序列每相邻的信道估计值之间插入预设估计值获得4×OFDM符号对应子载波位置处的信道估计序列，相对于现有技术频域插值的间隔降低了一半，提高了信道估计的准确性，以及系统性能。
图15为本发明另一实施例提供的发送端的结构图；图16为本发明另一实施例提供的发送端的结构图。在图14的基础上，如图15所示，所述分类模块161具体用于对所述N个1×OFDM符号依次编号，所述编号n＝0,1,…N-1，将所述编号n为偶数的1×OFDM符号作为所述第一1×OFDM符号，将所述编号n为奇数的1×OFDM符号作为所述第二1×OFDM符号，N≥2，且N为偶数。
所述信息生成模块161还包括第一计算模块1613，第一计算模块1613用于若所述N个1×OFDM符号与第iSTS个空时流对应，1≤iSTS≤ΝSTS，则将第n个1×OFDM符号对应的第k个子载波承载的频域值乘以
Figure PCTCN2014093870-appb-000094
其中，ΝSTS表示空时流数，k∈[-32,...,31]，
Figure PCTCN2014093870-appb-000095
表示正交映射矩阵A的第iSTS行第col列。
如图16所示，所述分类模块161具体用于将所述N个1×OFDM符号中 前
Figure PCTCN2014093870-appb-000096
个1×OFDM符号作为所述第一1×OFDM符号，后
Figure PCTCN2014093870-appb-000097
个1×OFDM符号作为所述第二1×OFDM符号，N≥4，且N为偶数。
所述信息生成模块161还包括第二计算模块1614，第二计算模块1614用于若所述N个1×OFDM符号与第iSTS个空时流对应，1≤iSTS≤ΝSTS，则将第n个1×OFDM符号对应的第k个子载波承载的频域值乘以
Figure PCTCN2014093870-appb-000098
其中，ΝSTS表示空时流数，k∈[-32,...,31]，
Figure PCTCN2014093870-appb-000099
Figure PCTCN2014093870-appb-000100
表示正交映射矩阵A的第iSTS行第col列。
所述频率偏移模块1612具体用于对所述第一1×OFDM符号或所述第二1×OFDM符号的频域序列进行移位，对移位后的所述频域序列进行反离散傅立叶变换获得时域的第一1×OFDM符号或时域的第二1×OFDM符号；或者对所述第一1×OFDM符号或所述第二1×OFDM符号进行反离散傅立叶变换获得时域的第一1×OFDM符号或时域的第二1×OFDM符号，对所述时域的第一1×OFDM符号或所述时域的第二1×OFDM符号进行角度偏移。
所述预设值为所述1×OFDM符号对应子载波间隔的一半。
本发明实施例提供的发送端可以具体用于执行上述图3所提供的方法实施例，具体功能此处不再赘述。
本发明实施例提供了两种对N个1×OFDM符号的分类方法，以及在不同分类方法中各1×OFDM符号对应的子载波承载的频域序列乘以正交映射矩阵A的具体实现过程，正交映射矩阵能够实现对多空间流的扩展。
图17为本发明实施例提供的接收端的结构图。本发明实施例提供的接收端可以执行无线局域网中的信息接收方法实施例提供的处理流程，如图17所示，接收端170包括接收模块171和信道估计模块172，其中，接收模块171用于接收用于信道估计的信息，所述用于信道估计的信息包括N个1×OFDM符号，所述N个1×OFDM符号中包括频率偏移的1×OFDM符号； 信道估计模块172用于依据所述N个1×OFDM符号进行信道估计。
所述N个1×OFDM符号包括第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号，所述第一1×OFDM符号的频率和所述第二1×OFDM符号的频率相差预设值。
本发明实施例通过发送端发出频率相差预设值的第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号，接收端依据该第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号获得信道估计第一序列和信道估计第二序列，将信道估计第一序列和信道估计第二序列合并为信道估计第三序列，并在信道估计第三序列每相邻的信道估计值之间插入预设估计值获得4×OFDM符号对应子载波位置处的信道估计序列，相对于现有技术频域插值的间隔降低了一半，提高了信道估计的准确性，以及系统性能。
图18为本发明另一实施例提供的接收端的结构图。在图17的基础上，所述信道估计模块172包括信道估计序列获取单元1721、合并单元1722和插值单元1723，其中，信道估计序列获取单元1721用于依据所述第一1×OFDM符号和所述第二1×OFDM符号获得信道估计第一序列和信道估计第二序列；合并单元1722用于将所述信道估计第一序列和所述信道估计第二序列合并为信道估计第三序列，所述信道估计第三序列包括多个信道估计值；插值单元1723用于在每相邻的信道估计值之间插入预设估计值后获得4×OFDM符号对应子载波位置处的信道估计序列。
所述发送端包括NTX≥1个发射天线，所述接收端包括NRX≥1个接收天线；所述信道估计序列获取单元1721具体用于依据所述第一1×OFDM符号和所述第二1×OFDM符号获得信道估计值
Figure PCTCN2014093870-appb-000101
表示第iRX个接收天线与第iTX个发射天线之间第k个子载波位置的信道估计值，1≤iRX≤NRX，1≤iTX≤NTX，k∈[-32,...,31]，l＝0表示所述子载波位置未进行频率偏移，l＝1表示所述子载波位置进行了频率偏移；
所述信道估计第一序列为
Figure PCTCN2014093870-appb-000102
所述信道估计 第二序列为
所述信道估计第三序列
Figure PCTCN2014093870-appb-000104
所述插值单元1723具体用于在每相邻的信道估计值
Figure PCTCN2014093870-appb-000105
之间插入预设估计值
Figure PCTCN2014093870-appb-000106
获得4×OFDM符号对应子载波位置处的信道估计序列
Figure PCTCN2014093870-appb-000107
本发明实施例提供的接收端可以具体用于执行上述图3所提供的方法实施例，具体功能此处不再赘述。
本发明实施例通过发送端发出频率相差预设值的第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号，接收端依据该第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号获得信道估计第一序列和信道估计第二序列，将信道估计第一序列和信道估计第二序列合并为信道估计第三序列，并在信道估计第三序列每相邻的信道估计值之间插入预设估计值获得4×OFDM符号对应子载波位置处的信道估计序列，相对于现有技术频域插值的间隔降低了一半，提高了信道估计的准确性，以及系统性能。
图19为本发明实施例提供的无线局域网中的信息发送与接收系统的结构图。本发明实施例提供的无线局域网中的信息发送与接收系统可以执行无线局域网中的信息发送与接收方法实施例提供的处理流程，如图19所示，无线局域网中的信息发送与接收系统190包括上述实施例所述的发送端160和所述的接收端170。
本发明实施例提供的无线局域网中的信息发送与接收系统可以执行无线局域网中的信息发送与接收方法实施例提供的处理流程。
图20为本发明另一实施例提供的发送端的结构图。本发明实施例提供的发送端可以执行无线局域网中的信息发送方法实施例提供的处理流程，如图20所示，发送端160包括总线202，以及连接到总线202的接口 201、处理器203和存储器204，其中，存储器204用于存储指令，处理器203用于执行存储器204中存储的指令生成用于信道估计的信息，所述用于信道估计的信息包括N个1×OFDM符号，所述N个1×OFDM符号中包括频率偏移的1×OFDM符号；接口201用于发送所述用于信道估计的信息。
在本发明实施例中，可选地，处理器203还用于执行以下步骤，将所述N个1×OFDM符号分为第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号；对所述第一1×OFDM符号或所述第二1×OFDM符号进行频率偏移，以使所述第一1×OFDM符号的频率和所述第二1×OFDM符号的频率相差预设值。接口201还用于发送所述第一1×OFDM符号和所述第二1×OFDM符号。
在本发明实施例中，可选地，处理器203还用于执行以下步骤，对所述N个1×OFDM符号依次编号，所述编号n＝0,1,…N-1，将所述编号n为偶数的1×OFDM符号作为所述第一1×OFDM符号，将所述编号n为奇数的1×OFDM符号作为所述第二1×OFDM符号，N≥2，且N为偶数。若所述N个1×OFDM符号与第iSTS个空时流对应，1≤iSTS≤ΝSTS，则将第n个1×OFDM符号对应的第k个子载波承载的频域值乘以
Figure PCTCN2014093870-appb-000108
其中，ΝSTS表示空时流数，k∈[-32,...,31]，
Figure PCTCN2014093870-appb-000109
Figure PCTCN2014093870-appb-000110
表示正交映射矩阵A的第iSTS行第col列。
在本发明实施例中，可选地，处理器203还用于执行以下步骤，将所述N个1×OFDM符号中前
Figure PCTCN2014093870-appb-000111
个1×OFDM符号作为所述第一1×OFDM符号，后
Figure PCTCN2014093870-appb-000112
个1×OFDM符号作为所述第二1×OFDM符号，N≥4，且N为偶数。若所述N个1×OFDM符号与第iSTS个空时流对应，1≤iSTS≤ΝSTS，则将第n个1×OFDM符号对应的第k个子载波承载的频域值乘以
Figure PCTCN2014093870-appb-000113
其中，ΝSTS表示空时流数，k∈[-32,...,31]，
Figure PCTCN2014093870-appb-000114
Figure PCTCN2014093870-appb-000115
表示正交映射矩阵A的 第iSTS行第col列。
在本发明实施例中，可选地，处理器203还用于执行以下步骤，对所述第一1×OFDM符号或所述第二1×OFDM符号的频域序列进行移位，对移位后的所述频域序列进行反离散傅立叶变换获得时域的第一1×OFDM符号或时域的第二1×OFDM符号；或者对所述第一1×OFDM符号或所述第二1×OFDM符号进行反离散傅立叶变换获得时域的第一1×OFDM符号或时域的第二1×OFDM符号，对所述时域的第一1×OFDM符号或所述时域的第二1×OFDM符号进行角度偏移。
在本发明实施例中，可选地，所述预设值为所述1×OFDM符号对应子载波间隔的一半。
本发明实施例通过发送端发出频率相差预设值的第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号，接收端依据该第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号获得信道估计第一序列和信道估计第二序列，将信道估计第一序列和信道估计第二序列合并为信道估计第三序列，并在信道估计第三序列每相邻的信道估计值之间插入预设估计值获得4×OFDM符号对应子载波位置处的信道估计序列，相对于现有技术频域插值的间隔降低了一半，提高了信道估计的准确性，以及系统性能；提供了两种对N个1×OFDM符号的分类方法，以及在不同分类方法中各1×OFDM符号对应的子载波承载的频域序列乘以正交映射矩阵A的具体实现过程，正交映射矩阵能够实现对多空间流的扩展。
图21为本发明另一实施例提供的接收端的结构图。本发明实施例提供的接收端可以执行无线局域网中的信息接收方法实施例提供的处理流程，如图21所示，接收端170包括总线212，以及连接到总线212的接口211、处理器213和存储器214，其中，接口211用于接收用于信道估计的信息，所述用于信道估计的信息包括N个1×OFDM符号，所述N个1×OFDM符号中包括频率偏移的1×OFDM符号；存储器214用于存储指令，处理器213用于执行存储器214中存储的指令用于依据所述N个1×OFDM符号进行 信道估计。
在本发明实施例中，可选地，所述N个1×OFDM符号包括第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号，所述第一1×OFDM符号的频率和所述第二1×OFDM符号的频率相差预设值。
在本发明实施例中，可选地，处理器213还用于执行以下步骤，依据所述第一1×OFDM符号和所述第二1×OFDM符号获得信道估计第一序列和信道估计第二序列；将所述信道估计第一序列和所述信道估计第二序列合并为信道估计第三序列，所述信道估计第三序列包括多个信道估计值；在每相邻的信道估计值之间插入预设估计值后获得4×OFDM符号对应子载波位置处的信道估计序列。
在本发明实施例中，可选地，所述发送端包括NTX≥1个发射天线，所述接收端包括NRX≥1个接收天线；处理器213还用于执行以下步骤，依据所述第一1×OFDM符号和所述第二1×OFDM符号获得信道估计值
Figure PCTCN2014093870-appb-000116
表示第iRX个接收天线与第iTX个发射天线之间第k个子载波位置的信道估计值，1≤iRX≤NRX，1≤iTX≤NTX，k∈[-32,...,31]，l＝0表示所述子载波位置未进行频率偏移，l＝1表示所述子载波位置进行了频率偏移；所述信道估计第一序列为
Figure PCTCN2014093870-appb-000117
所述信道估计第二序列为
Figure PCTCN2014093870-appb-000118
在本发明实施例中，可选地，所述信道估计第三序列
Figure PCTCN2014093870-appb-000119
在本发明实施例中，可选地，处理器213还用于执行以下步骤，在每相邻的信道估计值
Figure PCTCN2014093870-appb-000120
之间插入预设估计值
Figure PCTCN2014093870-appb-000121
获得4×OFDM符号对应子载波位置处的信道估计序列
Figure PCTCN2014093870-appb-000122
本发明实施例通过发送端发出频率相差预设值的第一1×OFDM符号和 第二1×OFDM符号，接收端依据该第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号获得信道估计第一序列和信道估计第二序列，将信道估计第一序列和信道估计第二序列合并为信道估计第三序列，并在信道估计第三序列每相邻的信道估计值之间插入预设估计值获得4×OFDM符号对应子载波位置处的信道估计序列，相对于现有技术频域插值的间隔降低了一半，提高了信道估计的准确性，以及系统性能；提供了两种对N个1×OFDM符号的分类方法，以及在不同分类方法中各1×OFDM符号对应的子载波承载的频域序列乘以正交映射矩阵A的具体实现过程，正交映射矩阵能够实现对多空间流的扩展。
本发明实施例提供一种无线局域网中的信息发送与接收系统，可以执行无线局域网中的信息发送与接收方法实施例提供的处理流程，具体将图19中的发送端160替换为图20中的发送端160，并将图19中的接收端170替换为图21中的接收端170便可获得本发明实施例提供的无线局域网中的信息发送与接收系统。
本发明实施例提供的无线局域网中的信息发送与接收系统可以执行无线局域网中的信息发送与接收方法实施例提供的处理流程。
综上所述，本发明实施例通过发送端发出频率相差预设值的第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号，接收端依据该第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号获得信道估计第一序列和信道估计第二序列，将信道估计第一序列和信道估计第二序列合并为信道估计第三序列，并在信道估计第三序列每相邻的信道估计值之间插入预设估计值获得4×OFDM符号对应子载波位置处的信道估计序列，相对于现有技术频域插值的间隔降低了一半，提高了信道估计的准确性，以及系统性能；提供了两种对N个1×OFDM符号的分类方法，以及在不同分类方法中各1×OFDM符号对应的子载波承载的频域序列乘以正交映射矩阵A的具体实现过程，正交映射矩阵能够实现对多空间流的扩展。
在本发明所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的装置和方法， 可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用硬件加软件功能单元的形式实现。
上述以软件功能单元的形式实现的集成的单元，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。上述软件功能单元存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)或处理器(processor)执行本发明各个实施例所述方法的部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(Read-Only Memory，ROM)、随机存取存储器(Random Access Memory，RAM)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
本领域技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，仅以上述各功能模块的划分进行举例说明，实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的功能模块完成，即将装置的内部结构划分成不同的功能模块，以完成以上描述的全部或者部分功能。上述描述的装置的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或 者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (29)

  1. 一种无线局域网中的信息发送方法，其特征在于，包括：
    发送端生成用于信道估计的信息，所述用于信道估计的信息包括N个1×OFDM符号，所述N个1×OFDM符号中包括频率偏移的1×OFDM符号；
    所述发送端发送所述用于信道估计的信息。
  2. 根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述发送端生成用于信道估计的信息包括：
    所述发送端将所述N个1×OFDM符号分为第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号,并对所述第一1×OFDM符号或所述第二1×OFDM符号进行频率偏移，以使所述第一1×OFDM符号的频率和所述第二1×OFDM符号的频率相差预设值；
    所述发送端发送所述用于信道估计的信息包括：
    所述发送端发送所述第一1×OFDM符号和所述第二1×OFDM符号。
  3. 根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述发送端将N个1×OFDM符号分为第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号包括：
    所述发送端对所述N个1×OFDM符号依次编号，所述编号n＝0,1,…N-1，将所述编号n为偶数的1×OFDM符号作为所述第一1×OFDM符号，将所述编号n为奇数的1×OFDM符号作为所述第二1×OFDM符号，N≥2，且N为偶数。
  4. 根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述对所述第一1×OFDM符号或所述第二1×OFDM符号进行频率偏移之前，还包括：
    若所述N个1×OFDM符号与第iSTS个空时流对应，1≤iSTS≤ΝSTS，则将第n个1×OFDM符号对应的第k个子载波承载的频域值乘以
    Figure PCTCN2014093870-appb-100001
    其中，ΝSTS表示空时流数，k∈[-32,...,31]，
    Figure PCTCN2014093870-appb-100002
    Figure PCTCN2014093870-appb-100003
    表示正交映射矩阵A的第iSTS行第col列。
  5. 根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述发送端将N个1×OFDM符号分为第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号包括：
    所述发送端将所述N个1×OFDM符号中前
    Figure PCTCN2014093870-appb-100004
    个1×OFDM符号作为所述第一1×OFDM符号，后
    Figure PCTCN2014093870-appb-100005
    个1×OFDM符号作为所述第二1×OFDM符号，N≥4，且N为偶数。
  6. 根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述对所述第一1×OFDM符号或所述第二1×OFDM符号进行频率偏移之前，还包括：
    若所述N个1×OFDM符号与第iSTS个空时流对应，1≤iSTS≤ΝSTS，则将第n个1×OFDM符号对应的第k个子载波承载的频域值乘以
    Figure PCTCN2014093870-appb-100006
    其中，ΝSTS表示空时流数，k∈[-32,...,31]，
    Figure PCTCN2014093870-appb-100007
    Figure PCTCN2014093870-appb-100008
    表示正交映射矩阵A的第iSTS行第col列。
  7. 根据权利要求1-6任一项所述的方法，其特征在于，所述对所述第一1×OFDM符号或所述第二1×OFDM符号进行频率偏移包括：
    对所述第一1×OFDM符号或所述第二1×OFDM符号的频域序列进行移位，对移位后的所述频域序列进行反离散傅立叶变换获得时域的第一1×OFDM符号或时域的第二1×OFDM符号；或者
    对所述第一1×OFDM符号或所述第二1×OFDM符号进行反离散傅立叶变换获得时域的第一1×OFDM符号或时域的第二1×OFDM符号，对所述时域的第一1×OFDM符号或所述时域的第二1×OFDM符号进行角度偏移。
  8. 根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述预设值为所述1×OFDM符号对应子载波间隔的一半。
  9. 一种无线局域网中的信息接收方法，其特征在于，包括：
    接收端接收用于信道估计的信息，所述用于信道估计的信息包括N个1×OFDM符号，所述N个1×OFDM符号中包括频率偏移的1×OFDM符号；
    所述接收端依据所述N个1×OFDM符号进行信道估计。
  10. 根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述N个1×OFDM符号包括第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号，所述第一1×OFDM符号的频率和所述第二1×OFDM符号的频率相差预设值。
  11. 根据权利要求10所述的方法，其特征在于，所述接收端依据所述N个1×OFDM符号进行信道估计包括：
    所述接收端依据所述第一1×OFDM符号和所述第二1×OFDM符号获得信道估计第一序列和信道估计第二序列；
    所述接收端将所述信道估计第一序列和所述信道估计第二序列合并为信道估计第三序列，所述信道估计第三序列包括多个信道估计值；
    所述接收端在每相邻的信道估计值之间插入预设估计值后获得4×OFDM符号对应子载波位置处的信道估计序列。
  12. 根据权利要求11所述的方法，其特征在于，所述发送端包括NTX≥1个发射天线，所述接收端包括NRX≥1个接收天线；
    所述接收端依据所述第一1×OFDM符号和所述第二1×OFDM符号获得信道估计第一序列和信道估计第二序列包括：
    所述接收端依据所述第一1×OFDM符号和所述第二1×OFDM符号获得信道估计值
    Figure PCTCN2014093870-appb-100009
    表示第iRX个接收天线与第iTX个发射天线之间第k个子载波位置的信道估计值，1≤iRX≤NRX，1≤iTX≤NTX，k∈[-32,...,31]，l＝0表示所述子载波位置未进行频率偏移，l＝1表示所述子载波位置进行了频率偏移；
    所述信道估计第一序列为
    Figure PCTCN2014093870-appb-100010
    所述信道估计第二序列为
    Figure PCTCN2014093870-appb-100011
  13. 根据权利要求12所述的方法，其特征在于，所述信道估计第三 序列
    Figure PCTCN2014093870-appb-100012
  14. 根据权利要求9-13任一项所述的方法，其特征在于，所述接收端在每相邻的信道估计值之间插入预设估计值后获得4×OFDM符号对应子载波位置处的信道估计序列包括：
    所述接收端在每相邻的信道估计值
    Figure PCTCN2014093870-appb-100013
    之间插入预设估计值
    Figure PCTCN2014093870-appb-100014
    获得4×OFDM符号对应子载波位置处的信道估计序列
    Figure PCTCN2014093870-appb-100015
  15. 一种发送端，其特征在于，包括：
    信息生成模块，用于生成用于信道估计的信息，所述用于信道估计的信息包括N个1×OFDM符号，所述N个1×OFDM符号中包括频率偏移的1×OFDM符号；
    发送模块，用于发送所述用于信道估计的信息。
  16. 根据权利要求15所述的发送端，其特征在于，所述信息生成模块包括：
    分类模块，用于将所述N个1×OFDM符号分为第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号；
    频率偏移模块，用于对所述第一1×OFDM符号或所述第二1×OFDM符号进行频率偏移，以使所述第一1×OFDM符号的频率和所述第二1×OFDM符号的频率相差预设值；
    所述发送模块具体用于发送所述第一1×OFDM符号和所述第二1×OFDM符号。
  17. 根据权利要求16所述的发送端，其特征在于，所述分类模块具体用于对所述N个1×OFDM符号依次编号，所述编号n＝0,1,…N-1，将所述编号n为偶数的1×OFDM符号作为所述第一1×OFDM符号，将所述编号n为奇数的1×OFDM符号作为所述第二1×OFDM符号，N≥2，且N为偶数。
  18. 根据权利要求17所述的发送端，其特征在于，所述信息生成模块还包括：
    第一计算模块，用于若所述N个1×OFDM符号与第iSTS个空时流对应，1≤iSTS≤ΝSTS，则将第n个1×OFDM符号对应的第k个子载波承载的频域值乘以
    Figure PCTCN2014093870-appb-100016
    其中，ΝSTS表示空时流数，k∈[-32,...,31]，
    Figure PCTCN2014093870-appb-100017
    Figure PCTCN2014093870-appb-100018
    表示正交映射矩阵A的第iSTS行第col列。
  19. 根据权利要求16所述的发送端，其特征在于，所述分类模块具体用于将所述N个1×OFDM符号中前
    Figure PCTCN2014093870-appb-100019
    个1×OFDM符号作为所述第一1×OFDM符号，后
    Figure PCTCN2014093870-appb-100020
    个1×OFDM符号作为所述第二1×OFDM符号，N≥4，且N为偶数。
  20. 根据权利要求19所述的发送端，其特征在于，所述信息生成模块还包括：
    第二计算模块，用于若所述N个1×OFDM符号与第iSTS个空时流对应，1≤iSTS≤ΝSTS，则将第n个1×OFDM符号对应的第k个子载波承载的频域值乘以
    Figure PCTCN2014093870-appb-100021
    其中，ΝSTS表示空时流数，k∈[-32,...,31]，
    Figure PCTCN2014093870-appb-100022
    Figure PCTCN2014093870-appb-100023
    表示正交映射矩阵A的第iSTS行第col列。
  21. 根据权利要求15-20任一项所述的发送端，其特征在于，所述频率偏移模块具体用于对所述第一1×OFDM符号或所述第二1×OFDM符号的频域序列进行移位，对移位后的所述频域序列进行反离散傅立叶变换获得时域的第一1×OFDM符号或时域的第二1×OFDM符号；或者对所述第一1×OFDM符号或所述第二1×OFDM符号进行反离散傅立叶变换获得时域的第一1×OFDM符号或时域的第二1×OFDM符号，对所述时域的第一1×OFDM符号或 所述时域的第二1×OFDM符号进行角度偏移。
  22. 根据权利要求21所述的发送端，其特征在于，所述预设值为所述1×OFDM符号对应子载波间隔的一半。
  23. 一种接收端，其特征在于，包括：
    接收模块，用于接收用于信道估计的信息，所述用于信道估计的信息包括N个1×OFDM符号，所述N个1×OFDM符号中包括频率偏移的1×OFDM符号；
    信道估计模块，用于依据所述N个1×OFDM符号进行信道估计。
  24. 根据权利要求23所述的接收端，其特征在于，所述N个1×OFDM符号包括第一1×OFDM符号和第二1×OFDM符号，所述第一1×OFDM符号的频率和所述第二1×OFDM符号的频率相差预设值。
  25. 根据权利要求24所述的接收端，其特征在于，所述信道估计模块包括：
    信道估计序列获取单元，用于依据所述第一1×OFDM符号和所述第二1×OFDM符号获得信道估计第一序列和信道估计第二序列；
    合并单元，用于将所述信道估计第一序列和所述信道估计第二序列合并为信道估计第三序列，所述信道估计第三序列包括多个信道估计值；
    插值单元，用于在每相邻的信道估计值之间插入预设估计值后获得4×OFDM符号对应子载波位置处的信道估计序列。
  26. 根据权利要求25所述的接收端，其特征在于，所述发送端包括NTX≥1个发射天线，所述接收端包括NRX≥1个接收天线；
    所述信道估计序列获取单元具体用于依据所述第一1×OFDM符号和所述第二1×OFDM符号获得信道估计值
    Figure PCTCN2014093870-appb-100024
    表示第iRX个接收天线与第iTX个发射天线之间第k个子载波位置的信道估计值，1≤iRX≤NRX，1≤iTX≤NTX，k∈[-32,...,31]，l＝0表示所述子载波位置未进行频率偏移，l＝1表 示所述子载波位置进行了频率偏移；
    所述信道估计第一序列为
    Figure PCTCN2014093870-appb-100025
    所述信道估计第二序列为
    Figure PCTCN2014093870-appb-100026
  27. 根据权利要求26所述的接收端，其特征在于，所述信道估计第三序列
    Figure PCTCN2014093870-appb-100027
  28. 根据权利要求23-27任一项所述的接收端，其特征在于，所述插值单元具体用于在每相邻的信道估计值
    Figure PCTCN2014093870-appb-100028
    之间插入预设估计值
    Figure PCTCN2014093870-appb-100029
    获得4×OFDM符号对应子载波位置处的信道估计序列
    Figure PCTCN2014093870-appb-100030
  29. 一种无线局域网中的信息发送与接收系统，其特征在于，包括如权利要求15-22任一项所述的发送端和权利要求23-28任一项所述的接收端。
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