CN115134201A - 一种对时延扩展迭代计算优化v2x信道估计的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种通过对时延扩展迭代计算优化V2X信道估计的方法，针对V2X通信中存在着多普勒频偏、快时变衰落以及多径，为了能够支持具有低时延、高可靠性的传输需求。首先通过伪随机序列生成用于DMRS的rl(m)序列，将DMRS放入每个RE12个子载波的1、5、9位置，通过接收的DMRS与本地的DMRS通过频偏估计算法得到相位偏移值，对接收信号的相位补偿后进行信道估计，利用二维插值算法恢复数据所在子载波位置上的信道响应值，迭代计算时延实时更新信道响应值。该发明不仅算法整体性能适用于V2X工程，且算法的精度较高，复杂度较低。

Description

一种对时延扩展迭代计算优化V2X信道估计的方法
技术领域
本发明涉及V2X信道估计方法，具体涉及一种通过对时延扩展的实时迭代计算优化V2X信道估计的方法。
背景技术
自上世纪八十年代移动通信开始研究以来，经历几代的研究与发展，移动通信已经成为连接人类信息的基础信息网络。移动通信给人们的生活带来了巨大的改变，加快人类社会的进步。面对飞速发展的蜂窝移动通信技术，考虑将汽车、行人、道路设施等接入蜂窝移动网络中，随着物联网时代的快速发展，越来越多的领域加入到智能互联当中，车联网就是其中的代表之一。
车联网(V2X)的概念源于物联网。车联网是物联网的一个特定的领域，它是一种旨在将车辆以及与车辆行驶相关的道路基础设施、行人、公共电信网、车载服务相关的云平台和服务平台相连接的泛在网络，广义上的车联网还包括车内网络，如车内控制器局域网络、以太网、蓝牙。在通信行业，车联网又称作V2X，这里的V指汽车，X指与汽车连接的一切事物，主要有车与车(V2V)、车与行人(V2P)、车与交通基础设施(V2I)、车与网络(V2N)等在内的应用。
车与车间的通信，可以获取其他车辆的速度、方向、位置，帮助车辆做到及时减速，避免碰撞；车与基础设施间的通信，可以获取道路状况，做到及时改变行车方式；车与行人间通信，做到及时刹车，规避障碍物，这种通过多元化信息交互的方式获取信息的方式与通过传感器、雷达等设备获取信息的传统方式不同，借助NR高速率、广连接、低时延的特点，V2X通信获取道路信息会更全面、更及时，所以V2X是一种能够有效地提高交通安全和交通效率的技术。一般在V2X 场景下的信道估计中对自相关矩阵的计算采取固定时延，但固定时延并不准确。
本发明，采用了一种通过对时延扩展的实时迭代计算优化V2X信道估计的方法，在降低复杂度的前提下，保证了算法的精度。
发明内容
针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种基于V2X迭代计算时延实时更新信道响应值的方法。
根据本发明提供的基于V2X迭代计算时延实时更新信道响应值的方法，所述方法包括：
步骤S1：通过伪随机序列生成用于DMRS(Demodulatin Reference Signal) 的rl(m)序列；
步骤S2：通过将DMRS放入每个RE(Resource Element)的12个子载波中1、 5、9的对应位置上；
步骤S3：将接收与本地的DMRS通过频偏估计算法的相位偏移值进行相位补偿；
步骤S4：将优化后的H进行信道估计，利用二维插值算法恢复数据的信道响应值；
步骤S5：在自相关矩阵内通过迭代计算时延扩展进实时更新。
可选地，所述步骤S1包括：
通过伪随机序列构成的rl(m)序列与wf,i(k′)生成DMRS序列，表达式如下所示：
Figure BDA0003742808850000021
伪随机序列表达式：
c(n)＝(x1(n+Nc)+x2(n+Nc))mod2
经过如下表达式得到DMRS序列：
Figure BDA0003742808850000022
式中，其中Nc＝1600；x1的初始值为x1(0)＝1，x1(n)＝0，n＝1,2,…,30， x2的初始值为：
Figure BDA0003742808850000023
k′＝0,1,2，n＝0,1,…
wf,i(k′)取值由下表给出：
Figure BDA0003742808850000031
可选地，所述步骤S2包括：
在V2X的PSCCH信道中，将生成的DMRS放入每个RE的12个子载波中2、 6、10的对应位置上，其余用于放数据信号。
可选地，所述步骤S3包括：
对本地导频和接收导频计算相位偏移值，减少传输过程中多普勒频偏造成的载波间干扰。
表达式如下：
Figure BDA0003742808850000032
其中：
Figure BDA0003742808850000033
式中，r(n)是过信道后接收的导频信号，X(n)是本地导频信号，X*(n)是本地导频信号的共轭，表达式为一个OFDM符号上的频偏值，若计算多个OFDM频偏值只需取平均值。将得到的fd代入表达式中计算得到相位偏移值
Figure BDA0003742808850000034
将相位偏移值进行频偏补偿。
表达式如下：
Figure BDA0003742808850000035
其中i表示天线数，k＝0,1,…,N-1，m＝0,1,…,N-1，将
Figure BDA0003742808850000036
代入如下表达式中得到频偏补偿后的接收信号。
Figure BDA0003742808850000041
其中n为去cp后的长度。
频偏补偿后进行信道估计与均衡，Y＝XH+Z，其中Y为接收到的训练信号， H为信道向量，X由子载波上的导频信号构成，Z为噪声向量。
可选地，所述步骤S4包括：
采用二维插值算法，一般分为频域插值与时域插值,本发明根据V2X下行 PSCCH信道的特点，有限采用频域信道插值。
频域插值主要是通过表达式：
Figure BDA0003742808850000042
Figure BDA0003742808850000043
式中的RYY、RHY分别为接收信号的自相关与互相关矩阵。计算频域插值矩阵 RHH与RHY，RHH为导频子载波之间的自相关矩阵，则RHY为导频和数据子载波之间的互相关矩阵，再通过表达式
Figure BDA0003742808850000044
计算得到导频位置上的信道估计值。
可选地，所述步骤S5包括：
根据表达式
Figure BDA0003742808850000045
Figure BDA0003742808850000046
RHH＝E[HHH]＝[rm,n]
Figure BDA0003742808850000047
式中：
σ2——噪声方差
I——单位矩阵
m,n——导频所在位置索引
τrms——归一化时延
Np——导频数目
L0——最大多径时延，通常取CP的长度
计算第一个τrms，将得到的导频处信道估计值继续代入上述表达式迭代得实时更新的τrms。
通过接近真实值的τrms来计算自相关矩阵，在每次计算信道响应时也通过迭代计算出优化后的信道响应
Figure BDA0003742808850000051
重复多次迭代来提高系统性。
优选地，τrms迭代计算次数优选采取1～4次，优化的归一化时延取值范围为 0～10。
与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：
本发明提供基于V2X迭代计算时延实时更新信道响应值的方法。通过伪随机序列生成的rl(m)序列构成DMRS序列，将生成的DMRS序列映射到每个RE的 2、6、10子载波位置上，在经过信道之后通过频偏估计与补偿，将产生的多普勒频偏消除，将补偿完的信号进行信道估计，其中在计算自相关矩阵时，先通过LS 信道估计获取导频位置的信道响估计值HLS，通过表达式
Figure BDA0003742808850000052
Figure BDA0003742808850000053
计算初始值，再将导频处信道估计值通过 LMMSE进行优化后，再次计算得到优化后的τrms，多次重复计算过程完成时延扩展迭代优化。
该方法不仅实现起来简单实用，降低计算复杂度的同时提高了系统性能。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1为本发明基于V2X的频偏估计/补偿与信道估计流程图。
图2为本发明DMRS占OFDM符号具体位置图。
图3为本发明频偏估计与补偿流程图。
图4为本发明不同τ_rms值的性能示意图。
图5为本发明不同迭代次数性能示意图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。本技术领域技术人员可以理解，除非特意声明，这里使用的单数形式“一”、“个”、“所述”和“该”也可包括复数形式。应该进一步理解的是，本发明的说明书中使用的措辞“包括”是指存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件，但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、组件和/或它们的组。
本技术领域技术人员可以理解，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于正式的含义来解释。为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明，且各个实施例并不构成对本发明实施例的限定。
图1为本发明实施例提供基于V2X迭代计算时延实时更新信道响应值的方法的流程示意图；如图1所示，本实施例中的方法可以包括：
步骤S1，通过伪随机序列生成用于DMRS的rl(m)序列。
具体的，通过伪随机序列构成的rl(m)序列与wf,i(k′)生成DMRS序列。其中
Figure BDA0003742808850000061
伪随机序列c(n)＝(x1(n+ Nc)+x2(n+Nc))mod2，经过表达式
Figure BDA0003742808850000062
得到 DMRS序列。
步骤S2：在V2X的PSCCH信道中，将生成的DMRS放入每个RE的12个子载波中的对应位置上，其余用于放数据信号。
具体的，如图2所示，在PSCCH占14个OFDM符号中的2、3、4，以12 个子载波为一个RE，DMRS在传输过程中占每个RE的子载波为2、6、10的位置上。
步骤S3：将接收与本地的DMRS通过频偏估计算法的相位偏移值进行相位补偿。
具体的，在传输过程中要减少多普勒频偏造成的载波间干扰，通过表达式
Figure BDA0003742808850000071
对本地导频和接收导频计算相位偏移值，将相位偏移值通过表达式
Figure BDA0003742808850000072
与
Figure BDA0003742808850000073
进行频偏补偿。
示例性的，如图3所示为本地DMRS与接收DMRS之间计算相位偏移流程图，对本地导频和接收导频计算相位偏移值，将相位偏移值进行频偏补偿。将接收的 DMRS信号与本地生成的DMRS进行偏移值的计算后，如果是多个OFDM符号进行频偏估计只需同时计算频偏值，然后去平均值即可，频偏计算完成后进行补偿。
步骤S4：将优化后的H进行信道估计，利用二维插值算法恢复数据的信道响应值。
具体的，频域二维插值主要是通过表达式
Figure BDA0003742808850000074
与
Figure BDA0003742808850000075
计算频域插值矩阵RHH与RHY，RHH为导频子载波之间的自相关矩阵，则RHY为导频和数据子载波之间的互相关矩阵，再通过表达式
Figure BDA0003742808850000076
计算得到导频位置上的信道估计值。
步骤S5：在自相关矩阵内通过迭代计算时延扩展进实时更新。
具体的，根据表达式
Figure BDA0003742808850000077
RHH＝E[HHH]＝[rm,n]、
Figure BDA0003742808850000078
计算第一个τrms，但是以此计算并不能接近真实值，将得到的导频处信道估计值继续代入上述表达式得实时更新的τrms，在得到优化后的信道估计值。通过接近真实值的τrms来计算自相关矩阵，在每次计算信道响应时也通过迭代计算出优化后的信道响应
Figure BDA0003742808850000079
重复多次迭代来提高系统性。
综上所述本发明所提供的技术方案可以看出，本发明通过本基于V2X迭代计算时延实时更新信道响应值的方法。通过生成的DMRS序列映射到每个RE的2、 6、10子载波位置上，在经过信道之后通过频偏估计与补偿，将产生的多普勒频偏消除，将补偿完的信号进行信道估计，其中在计算自相关矩阵时，先通过LS 信道估计获取导频位置的信道响估计值HLS，通过计算初始τrms值，再将导频处信道估计值通过LMMSE进行优化后，再次计算得到优化后的τrms，多次重复计算过程完成时延扩展迭代优化。
通过仿真结果图4、5可以得出迭代计算实时更新τrms的值，能够优化信道估计矩阵，从而达到更好的性能与计算复杂度的降低。
τrms迭代计算优选地可以采取1～4次，将得到的导频处信道估计值继续迭代得到实时更新归一化时延，优选取值范围为0～10。
本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述得比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。以上所描述的系统实施例仅仅是示意性的，可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施以上对本发明的具体实施例进行了描述。
需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变化或修改，这并不影响本发明的实质内容。

Claims (10)

1.一种基于V2X迭代计算时延实时更新信道响应值的方法，其特征在于，包括如下步骤：
步骤S1：通过伪随机序列生成用于DMRS的rl(m)序列；
步骤S2：通过将DMRS放入每个RE的12个子载波中1、5、9的对应位置上；
步骤S3：将接收与本地的DMRS通过频偏估计算法的相位偏移值进行相位补偿；
步骤S4：将优化后的H进行信道估计，利用二维插值算法恢复数据的信道响应值；
步骤S5：在自相关矩阵内通过迭代计算时延扩展进实时更新。
2.根据权利要求1所述的基于V2X迭代计算时延实时更新信道响应值的方法，其特征在于，所述步骤S1包括：
通过伪随机序列构成的rl(m)序列与wf,i(k′)生成DMRS序列。
3.根据权利要求1所述的基于V2X迭代计算时延实时更新信道响应值的方法，其特征在于，所述步骤S2包括：
在PSCCH信道中，将生成的DMRS放入每个RE的12个子载波中2、6、10的对应位置上。
4.根据权利要求1所述的基于V2X迭代计算时延实时更新信道响应值的方法，其特征在于，所述步骤S3包括以下步骤：
a,对本地导频和接收导频计算相位偏移值；
b,将相位偏移值进行频偏补偿；
c,频偏补偿后进行信道估计与均衡。
5.根据权利要求1所述的基于V2X迭代计算时延实时更新信道响应值的方法，其特征在于，所述步骤S3包括：
多个OFDM符号进行频偏估计同时计算频偏值，然后取平均值，频偏计算完成后进行补偿。
6.根据权利要求1所述的基于V2X迭代计算时延实时更新信道响应值的方法，其特征在于，所述步骤S4包括：
二维插值算法包括频域插值与时域插值。
7.根据权利要求6所述的基于V2X迭代计算时延实时更新信道响应值的方法，其特征在于，所述步骤S4包括：
二维插值算法采用时域插值：计算频域插值矩阵RHH与RHY，RHH为导频子载波之间的自相关矩阵，RHY为导频和数据子载波之间的互相关矩阵，得到导频位置上的信道估计值。
8.根据权利要求1所述的基于V2X迭代计算时延实时更新信道响应值的方法，其特征在于，所述步骤S5：
迭代计算取值范围为1～4次。
9.根据权利要求1所述的基于V2X迭代计算时延实时更新信道响应值的方法，其特征在于，所述步骤S5包括：
计算第一个归一化时延，将得到的导频处信道估计值继续代入得实时更新归一化时延。
10.根据权利要求9所述的基于V2X迭代计算时延实时更新信道响应值的方法，其特征在于，归一化时延取值范围为0～10。
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