CN102035770A - 一种利用相关进行的信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公布了一种利用相关进行的信道估计方法,包括如下几个步骤：在接收端将收到的数据与本地m序列进行相关，归一化；判断接收到的数据里是否含有导频序列；初始信道估计；确认信道估计；修正信道估计。将伪随机序列的尖锐相关特性利用到信道估计中，接收端将通过信道的某伪随机序列与原序列相关，通过一些列的阈值和选取方法以获得离散信道的多径信息，从而重构出信道冲击响应。本发明对于长时延的离散多径信道，计算复杂度低，系统开销少，准确度高，能获得很好的性能。

Description

一种利用相关进行的信道估计方法

技术领域

本发明涉及无线通信信道估计的技术领域，特别涉及一种利用相关进行的信道估计方法。

背景技术

无线通信通信的信道质量很差，信道中存在着严重的多径衰落和噪声影响。因此，直接在无线信道中进行通信并不可行，在接收端需对接收到的数据进行检测。由于相干检测与非相干检测相比，有约3dB的性能增益，高速率系统一股采用相干检测。在相干检测过程中，需要对接受数据进行均衡，以抵消信道对数据的影响。自适应均衡不需要进行信道估计，但是受收敛速度的制约，其他均衡方法大多需要进行信道估计，以获得信道在时域的冲击响应或者频域的转移函数。因此，信道估计的准确性直接决定了该系统的性能，信道估计的复杂度决定了该系统的可行性，信道估计所增加的额外信息开销影响了该系统的效率。信道估计根据是否需要导频辅助，可以分为基于导频的信道估计和不需要导频的盲信道估计。前者增加了导频的额外开销，但是复杂度较低，且估计精度较高；后者不需要导频，但由于存在估计精度低、计算量大、收敛速度较慢、灵活性差等缺陷，在实时系统中的应用受到了限制。信道估计的准则常用的有LS和MMSE。基于LS准则的信道估计方法简单，但估计结果精确度不高；基于MMSE准则的信道估计，由于不能预知信道的相关特性，采用一些替代方法，在信道时变很大的情况下，性能也并不理想。

PN序列是一种产生简单、应用广泛的伪随机码，在通信中有着广泛的用途。它由m级线性移位寄存器网络产生，其周期长度为L＝2^m-1。PN序列具有尖锐的自相关特性，其循环自相关结果为

线性自相关结果与噪声相似。

发明内容

本发明目的是针对现有技术存在的缺陷，将PN序列的自相关特性应用到信道估计中，提出了一种利用相关进行的信道估计方法。该方法在用于估计离散多径的信道时，具有复杂度低，准确度高的特点。

本发明为实现上述目的，采用如下技术方案：

本发明一种利用相关进行的信道估计方法包括如下几个步骤：

(1)在接收端将收到的数据与本地m序列进行相关，将相关结果除以本地m序列的能量，即将相关结果归一化；

(2)当归一化后的相关结果存在两个间隔距离为L的点，并且所述点的归一化结果都大于设定的能量阈值，则接收到的数据里是含有导频序列，满足上述条件的点为主径能量点；否则返回步骤(1)；

(3)在两个主径能量点之间，设定一个去噪阈值，保留大于去噪阈值的的峰作为多径相关峰备选峰，其他点赋零；若已知信道中的多径数为k，在主径能量点之间选取k个最大的峰值作为多径相关峰备选峰；当多径时延并不在整数倍的采样点上，多径时延在采样点上展宽，保留除多径相关峰备选峰外，其左右各一到两个值较大的点；

(4)若与多径相关峰备选峰间隔L个点后的归一化相关结果大于确认阈值，则保留该多径相关峰备选峰为多径相关峰；否则，将该多径相关峰备选峰作为突发噪声处理，将其归一化相关结果赋零(当去噪阈值远大于归一化相关结果的平均值时，此步可以省略，直接将多经相关峰备选峰作为多径相关峰，认为突发噪声的相关峰不可能达到去噪阈值)。

所述导频序列的构件方法如下：

选取长度为L的m序列(该m序列可以是满足长度为L的任一m序列)，将该m序列重复一次置于原序列后长度为2L，所述m序列在信道中传输所需的时间大于多径的最大时延，在重复后的m序列两端可加长度为l₁的循环前缀和长度为l₂循环后缀，构成长度为2L+l₁+l₂的导频序列，同时将该m序列存放在接收端本地以备接收时相关用。

所述确认阈值小于去噪阈值。

本发明的优点在于：1，计算复杂度低，利用本发明进行只含N个多径(不包括主径)的稀疏多径信道估计，只需估计得到2N+1个参数(N+1径的复幅度和N径的时延)，其主要计算量在于相关运算，对于采用长度为L的m序列，每个时刻相关运算需要的乘加数为2L，在出现相关峰后所需要进行的信道估计，也只是归一化的相关结果与阈值的比较；2，本发明的导频开销小，导频的长度与最长多径时延的两倍，特别适合长多径时延下的信道估计。

附图说明

图1是两径情况下本发明的基本原理图；

图2是本发明的信道估计流程框图；

图3是本发明在某一种具体实现中的导频结构；

图4是本发明在某一种具体实现中的帧结构；

图5是本发明在某一种具体实现中归一化相关结果；

图6是本发明在某一种具体实现中的信道冲击响应估计结果；

图7是采样间隔发送接收系统框图；

图8是升余弦滤波器的抽头系数。

具体实施方式

如图1所示，航空信道在时域具有稀疏多径的特点，信道冲击响应的时域表达式参数较少，有利于信道估计。设信道冲激响应为：

$h\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{h}_i\mathrm{\δ}(n-i)---\left(1\right)$

其中

a_i为冲击响应第i径的幅度，θ_i为第i径的相位，n表示符号序列的时间序数。令发送符号序列为S(n)，经过信道后接收到的序列为r(n)，为讨论方便，暂不考虑噪声的影响，那么

$r\left(n\right)=h\left(n\right)*S\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}h\left(k\right)S(n-k)---\left(2\right)$

为讨论和实现的简单，假定信道只存在一个直射径和一个强反向径，即

h(n)＝h₀δ(n)+h_kδ(n-k)                    (3)

那么

r(n)＝h₀S(n)+h_kS(n-k)                        (4)

接收端将接收到的数据与本地m序列进行相关运算，相关的过程如图1所示。通过图1可以看到，相关器输出4个相关峰，相关峰1、3是由直射径产生的，反应的是冲击响应的第一径的幅度与相位；相关峰2、4，是由强反射径产生的，反应的是冲击响应中第二径的幅度与相位，并且，信道的时延信息反映在相关峰的相对位置之中。

值得注意的是，由于主径和辅径之间的互相干扰，相关峰1受到辅径中部分数据的影响，其准确性不如相关峰3。同样相关峰4受到主径中部分数据的影响，其准确性不如相关峰2，这就是本方案中重复设计了两个PN序列的原因。

相关器的输出记为x(n)，两个特定时刻m序列的循环自相关函数R(0)、R(k)定义如图2、图3。这时

x(n)＝h₀R(n)+h_kR(n-k)                        (5)

当n＝0时，x(0)＝h₀N-h_k，因为

所以

$h_0\≈\frac{x\left(0\right)}{N}---\left(6\right)$

同理

$h_k\≈\frac{x\left(k\right)}{N}---\left(7\right)$

故

$h\left(n\right)\≈\frac{1}{N}(x\left(0\right)\mathrm{\δ}\left(n\right)+x\left(k\right)\mathrm{\δ}(n-k)),0\≤n\≤N-1---\left(8\right)$

选取相关峰3除以N后的幅度作为第一径的复系数，选取相关峰2除以N后的幅度作为第二径的复系数，两径之间的相关结果作为噪声处理。

上述结论是在符号间隔的基础上得到的，实际冲击响应时延通常并不等于符号间隔的整数倍，如果按照符号间隔进行估计就会导致很大的时延估计误差，不能满足本项目的要求。为此，本项目的信道估计方案以采样间隔为基础，通过过采样方法提高信道估计的精度。

上述符号间隔信道估计方法作适当修正即可用于采样间隔信道估计。发送端数据经过平方根升余弦脉冲成形后发送，接收端对收到的数据进行匹配滤波，并与PN伪码进行相关，具体流程图7所示。

图7中的脉冲成形滤波器和匹配滤波的冲激响应均为平方根升余弦滤波器，发送数据经过了两个相同的平方根升余弦滤波器，等效为经过一个冲激响应为rrc(n)的升余弦滤波器。升余弦函数如图8所示，可由FIR滤波器实现。

基于采样间隔的相关器输出结果修正为：

其中M为采样率与符号速率之比，

表示向下取整运算。假设k＞M，且|h₀|＞|h_k|，为表述方便，将升余弦函数归一化，令rrc(0)＝1，又有rrc(-k)＝1，从而将信号的幅度折算在信道冲击响应系数中，那么

因此有

$h_0=\frac{x\left(0\right)}{N}---\left(12\right)$

$h_k=\frac{x\left(k\right)}{N}+\frac{h_0\mathrm{rrc}\left(k\right)}{N}=\frac{x\left(k\right)}{N}+\frac{x\left(0\right)\mathrm{rrc}\left(k\right)}{N^2}\≈\frac{x\left(k\right)}{N}---\left(13\right)$

那么，信道冲击响应为

$h\left(n\right)\≈\frac{x\left(0\right)}{N}\mathrm{\δ}\left(n\right)+\frac{x\left(k\right)}{N}\mathrm{\δ}(n-k)---\left(14\right)$

以采样间隔估计信道冲激响应，不仅可以提高时延的估计精度，而且，由于升余弦函数的影响，进一步提高了冲击响应系数的估计精度。

以上分析只考虑一条多径，而实际系统中有可能出现两条以上的多径情况，这时，本方案中的信道估计和均衡方法仍然适用。其不同之处在于，除主相关峰之外，将出现两个或两个以上多径峰，与多径峰相对应的相关器中的数值对应于冲激响应的复系数，均衡器需要对一条以上多径信号进行判决反馈和干扰抵消。

如图2所示，本发明一种利用相关进行的信道估计方法包括如下几个步骤：

首先，在接收端将收到的数据与原m序列进行相关，将相关结果除以m序列的能量，即将相关结果归一化，下述讨论都是在归一化后的相关结果中进行；

然后，设定一个能量阈值，看是否存在两个间隔距离为L的点，其归一化结果都大于能量阈值，以此来判断接收到的数据里是否含有导频序列，第一组满足上述条件的点视为主径能量点；

在两个主径能量点之间，选取一个去噪阈值，保留大于去噪阈值的的峰作为多径相关峰备选峰，其他点赋零；若已知信道中的多径数为k，也可在主径能量点之间选取k个最大的峰值作为多径相关峰备选峰；多径时延并不一定都在整数倍的采样点上，对于这种情况，多径在采样点上展宽，因此可以保留除多径相关峰备选峰外，其左右各一到两个值较大的点。

若与多径相关峰备选峰间隔L个点后的归一化相关结果大于确认阈值(一股比去噪阈值小)，则保留该多径相关峰备选峰为多径相关峰；反之，将该多径相关峰备选峰作为突发噪声处理，将其归一化相关结果赋零。当原去噪阈值远大于归一化的相关结果，可以认为突发噪声的相关峰并不能大于去噪阈值，则直接将相关峰备选峰作为相关峰。但此时，只能检测出能量较大的多径峰。

通过上述步骤后，主径能量点之间的归一化相关结果中除若干个相关峰外，其他点都为零，并且这些多径相关峰分布在原接收数据中第一径的第二组导频位置上。这些多径相关峰即反应着信道中稀疏多径的冲击响应，其峰值即为该多径的复幅度，其与第一个主径相关峰的间隔代表着该多径的时延。若系数多径信道中含有N个多径，可通过归一化相关结果获得N个复幅度值，N个时延值，通过这2N个参数和主径的复幅度，可以重构出稀疏多径情况下的冲击响应。

本发明是基于导频的信道估计方法。其导频特征为：选取某一长度为L的m序列，将该m序列重复一次置于原序列后构成导频的主要部分，其长度为2L，同时将该m序列保存于接收端本地。L的长度选择与多径最大时延有关，该m序列在信道中传输所需的时间需大于多径的最大时延。在重复后的m序列两端可加长度为l₁的循环前缀和长度为l₂循环后缀，使得导频满足通信数据帧格式的长度要求。通过上述方法构成长度为2L+l₁+l₂的导频序列，其中l₁，l₂≥0。

需要值得注意的，主径的复幅度应由主径能量点的第二个点估计得到，因为在第一个主径能量点上，第二径与本地m序列进行的不是循环自相关，其结果对第一径复幅度的估计误差影响较大，而第二个主径能量点则不同。

上述讨论时在符号速率情况下讨论的，当发送端进行脉冲成形并过采样后，接收端需进行匹配滤波(不做下采样)和相关。整个过程可以看做符号速率的结果与升余弦(rcos)函数的卷积，原相关结果被展宽。由于rcos(0)＝1，因此多径相关峰的复幅度保持不变；由于升余弦速率为原符号速率的M倍，等效为采样点的时间间隔变为原来的1/M，因此获得多径相关峰的时间位置更准确。通过上述方法可获得采样速率上的信道冲击响应，提高了信道估计在时间上的精度。

在以上信道估计的处理过程中，依据以下原则：

M序列尖锐的循环相关特性，使得稀疏多径信道的信息反映在相关结果中，因此，接收端能够通过相关结果获得稀疏多径的复幅度和时延参数；

稀疏多径信道中，准确的获得各径的时延和复幅值，即可重构出信道冲击响应；

作为信道估计的相关结果，其位置需满足：某一径恰好匹配时，其他径为循环相关。因为循环相关比线性相关具有更尖锐的相关特性，对匹配径的影响更小，对多径参数的估计影响更小，因此选取主径能量点之间的值以及第二个主径能量点的值作为信道估计结果；

用相关结果估计信道的时域冲击响应，由于存在突发噪声的影响，可能会误判和漏判一些能量较小的径；由于导频为重复一次的m序列所构成，因此对于高于阈值的相关结果是否为离散多径，可以通过间隔L点后的相关结果进行确认，以此可以减小突发噪声导致的多径误判。

本发明已经用于某单载波系统中，现给出该系统部分参数的具体配置，并阐述具体的实现步骤。

具体参数配置：

数据符号速率：13.75Mhz

过采样率：8

根升余弦脉冲成形滤波器阶数：33

选用长度为63的m序列：

1，0，1，0，1，0，0，1，1，0，0，1，0，0，0，1，0，0，1，0，1，1，0，1，1，0，0，0，1，1，1，0，1，0，0，0，0，1，1，0，1，0，1，1，1，0，0，1，1，1，1，0，1，1，1，1，1，0，0，0，0，0，0

第一步，将m序列按照图3中格式组成导频，再按照图4的帧格式进行装帧，每帧的长度为128*10，其中导频的长度为128，传输数据长度为128*9。将装帧后的数据进行BPSK调制、根升余弦脉冲成形，得到长度为128*10*8的基带数据序列，然后经由发送端上变频再发送。计算进过BPSK调制和脉冲成形后m序列的总能量，并存储起来。

第二步，接收端将接收到的基带信号通过匹配滤波器(此过程不进行下采样)和相关器，除以上一步中获得的m序列总能量，得到归一化的相关结果。

第三步，设能量阈值为0.6。若归一化相关结果中某点的幅度值大于0.6，且前面连续63*8个采样点上的幅度值都小于0.6，往后间隔63*8个采样点的位置上幅度值大于0.6，则这样的间隔63*8的两个点视为主径能量点。

第四步，设去噪阈值为0.3，取第一个主径能量点各往后7个点与第二个主径能量点往前8个之间的所有采样点。将这61*8个采样点的归一化相关值与去噪阈值比较，将非峰值点和幅度值低于0.3的点赋零，仅保留幅度值大于0.3的峰值点作为信道冲击响应初始值。

第五步，设确定阈值0.2，对上步中保留下来的信道冲击响应初始值的各点，判断其间隔63*8个采样点后的归一化相关值幅度值是否大于0.2。若大于0.2，则该信道冲击响应初始值得到确认，若小于0.2，则将该初始值赋零，认为该初始值大于去噪阈值是由突发噪声所造成的。

第六步，通过上步确认得到长度为61*8的信道冲击响应序列，在该冲击响应序列前补8个0，后面补8个0，在第一个0的位置上放上第二个主径能量点的归一化相关结果作为主径增益。至此，可以得到长度为63*8的信道冲击响应估计值。

图5、图6为仿真结果，其中图5中归一化的相关结果，图6为重构的信道冲击响应，仿真条件为是莱斯信道，除主径外还含有一强反射径，第二径时延为2微妙，第二径增益为0dB，多普勒扩展为100hz。

Claims (3)

1.一种利用相关进行的信道估计方法,其特征在于包括如下几个步骤：

（1）在接收端将收到的数据与本地m序列进行相关，将相关结果除以本地m序列的能量，即将相关结果归一化；

（2）当归一化后的相关结果存在两个间隔距离为L的点，并且所述点的归一化结果都大于设定的能量阈值，则接收到的数据里是含有导频序列，满足上述条件的点为主径能量点；否则返回步骤（1）；

       （3）在两个主径能量点之间，设定一个去噪阈值，保留大于去噪阈值的的峰作为多径相关峰备选峰，其他点赋零；若已知信道中的多径数为k，在主径能量点之间选取k个最大的峰值作为多径相关峰备选峰；当多径时延并不在整数倍的采样点上，多径时延在采样点上展宽，保留除多径相关峰备选峰外，其左右各一到两个值较大的点；

（4）若与多径相关峰备选峰间隔L个点后的归一化相关结果大于确认阈值，则保留该多径相关峰备选峰为多径相关峰；否则，将该多径相关峰备选峰作为突发噪声处理，将其归一化相关结果赋零；当去噪阈值远大于归一化相关结果的平均值时，此步可以省略，直接将多经相关峰备选峰作为多径相关峰，认为突发噪声的相关峰不可能达到去噪阈值。

2.根据权利要求1所述的一种利用相关进行的信道估计方法,其特征在于所述导频序列的构件方法如下：

选取长度为L的m序列，该m序列可以是满足长度为L的任一m序列，将该m序列重复一次置于原序列后长度为2L，所述m序列在信道中传输所需的时间大于多径的最大时延，在重复后的m序列两端可加长度为                                               

的循环前缀和长度为

循环后缀，构成长度为

的导频序列，其中

，同时将该m序列存放在接收端本地以备接收时相关用。

3.根据权利要求1所述的一种利用相关进行的信道估计方法,其特征在于所述确认阈值小于去噪阈值。

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