CN101808054A - 信道估计的实现方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种信道估计的实现方法和装置，该方法包括：对接收的参考信号进行初始信道估计，得到所述参考信号的信道冲击响应，并将所述信道冲击响应转换到时域；根据转换后的所述信道冲击响应的信号波形对转换后的所述信道冲击响应的信号进行划分，得到多个信号波形分段；对所述多个信号波形分段中每个信号波形分段分别进行去噪，对进行去噪后的所述多个分段进行拼接，并对拼接后的信号进行插值滤波，得到最终信道估计结果。本发明通过在信道估计的过程中对初始信道估计结果的波形进行分段并对每个分段分别进行去噪处理，从而能够有效消除噪声，提高信道估计结果的准确性，进而有助于信号的正常接收。

Description

信道估计的实现方法和装置

技术领域

本发明涉及通信领域，尤其涉及一种信道估计的实现方法和装置。

背景技术

在正交频分复用(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing，简称为OFDM)无线通信系统中，数据通常流被调制在多个正交的子载波上，由于这些正交子载波之间的频谱可以重叠，因此能够有效提高频谱利用率。

在OFDM系统中，一个时隙中传输的信号可以用一个资源栅格来描述，资源栅格中的最小单元为资源粒子(Resource Element，简称为RE)，如图4所示中的最小方格，每个资源粒子对应于频域上的一个子载波和时域上的一个符号(Symbol)的时间长度，所有需要传输的信息都是通过资源粒子来承载的。

在相干解调OFDM系统中，为了对接收到的信号进行均衡，接收机需要通过信道估计来获得信道信息，信道估计的性能将直接影响整个接收机的性能。在OFDM通信系统中，发射机在发送数据同时，会发送参考信号(ReferenceSignal，简称为RS)，这样接收机就可以基于参考信号来实现信道估计。图1是相关技术中常规循环前缀情况下一个天线端口上参考信号映射位置的示意图，图1中的R0表示参考信号的位置。在进行信道估计时，接收机会提取参考信号位置处的接收信号，利用接收机存储的本地参考信号，用最小二乘算法计算参考信号位置的信道估计；然后，通过插值滤波器估计出所有RE位置的信道估计结果，即，完成信道估计。

但是，相关技术中通过最小二乘算法计算参考信号位置处的信道估计并得到信道估计结果的方法并不能抑制加性高斯白噪声，虽然在插值阶段进行滤波时采用的插值滤波器能够起到一定的去噪作用，但是其去噪效果并不理想，尤其在低信噪比的情况下，滤波器输出的信号仍然会叠加有很大部分的噪声分量，从而降低了信道估计结果的准确性，进而影响数据的正常接收。

针对相关技术中OFDM系统中信道估计会受到噪声干扰影响而导致信道估计结果准确性降低的问题，目前尚未提出有效的解决方案。

发明内容

针对相关技术中OFDM系统中信道估计会受到噪声干扰影响而导致信道估计结果准确性降低的问题，本发明提出一种信道估计的实现方法和装置，能够在信道估计过程中有效去除噪声，提高信道估计的性能。

本发明的技术方案是这样实现的：

根据本发明的一个方面，提供了一种信道估计的实现方法。

根据本发明的信道估计的实现方法包括：

对接收的参考信号进行初始信道估计，得到参考信号的信道冲击响应，并将信道冲击响应转换到时域；根据转换后的信道冲击响应的信号波形对转换后的信道冲击响应的信号进行划分，得到多个信号波形分段；对多个信号波形分段中每个信号波形分段分别进行去噪，对进行去噪后的多个分段进行拼接，并对拼接后的信号进行插值滤波，得到最终信道估计结果。

具体地，对接收的参考信号进行初始信道估计包括：利用最小二乘法对参考信号进行初始信道估计。

此外，多个信号波形分段包括：多径波形分段和非多径波形分段。

并且，对多个信号波形分段中每个信号波形分段分别进行去噪处理包括：对于多径波形分段，通过去除强度低于预设噪声门限的信号来进行去噪；对于非多径波形分段，通过执行二次拟合处理进行去噪。

优选地，对进行去噪后的多个波形分段拼接后得到的信号进行插值滤波的方式包括以下之一：低通滤波插值、维纳滤波插值、多项式插值。

根据本发明的另一方面，提供了一种信道估计的实现装置。

根据本发明的信道估计的实现装置包括：初始信道估计模块，用于对接收的参考信号进行初始信道估计，得到参考信号的信道冲击响应；快速傅立叶逆变换模块，用于将信道冲击响应转换到时域；波形划分模块，用于根据转换后的信道冲击响应的信号波形对转换后的信道冲击响应的信号进行划分，得到多个信号波形分段；去噪模块，用于对多个信号波形分段中每个信号波形分段分别进行去噪；滤波模块，用于对进行去噪后的多个分段进行拼接，并对拼接后的信号进行插值滤波，得到最终信道估计结果。

其中，初始信道估计模块具体用于利用最小二乘法对参考信号进行初始信道估计。

此外，波形划分模块具体用于将转换后的信道冲击响应的信号波形划分为多径波形分段和非多径波形分段。

其中，对于多径波形分段，去噪模块通过去除强度低于预设噪声门限的信号来进行去噪；对于非多径波形分段，去噪模块通过执行二次拟合处理进行去噪。

优选地，滤波模块通过以下方式之一对进行去噪后的多个波形分段拼接后得到的信号进行插值滤波：低通滤波插值、维纳滤波插值、多项式插值。

本发明通过对初始信道估计结果的波形进行分段并对每个分段分别进行去噪处理，从而能够有效消除噪声，提高信道估计结果的准确性，进而有助于信号的正常接收。

附图说明

图1是相关技术中常规循环前缀情况下一个天线端口上参考信号映射位置的示意图；

图2是根据本发明实施例的信道估计的实现方法的流程图；

图3是转换到时域的理想参考信号的信道冲击响应的波形示意图；

图4是根据本发明实施例的信道估计的实现方法中对多径波形分段进行去噪的处理流程图；

图5是采用与未采用根据本发明实施例的信道估计的实现方法的信道估计MSE性能的对比示意图。

具体实施方式

针对相关技术中OFDM系统中信道估计会受到噪声干扰影响而导致信道估计结果准确性降低的问题，本发明提出，在信道估计的过程中，对初始信道估计结果的波形进行分段并对每个分段分别进行去噪处理，从而能够有效消除噪声，提高信道估计结果的准确性，进而有助于信号的正常接收。

下面将详细描述本发明的具体实施例。

方法实施例

在本实施例中，提供了一种信道估计的实现方法。

如图2所示，根据本实施例的信道估计的实现方法包括：

步骤S201，对接收的参考信号进行初始信道估计，得到参考信号的信道冲击响应，并将信道冲击响应转换到时域；

步骤S203，根据转换后的信道冲击响应的信号波形对转换后的信道冲击响应的信号进行划分，得到多个信号波形分段；

步骤S205，对多个信号波形分段中每个信号波形分段分别进行去噪，对进行去噪后的多个分段进行拼接，并对拼接后的信号进行插值滤波，得到最终信道估计结果。

借助于上述处理，通过在信道估计的过程中对初始信道估计结果的波形进行分段并对每个分段分别进行去噪处理，从而能够有效消除噪声，提高信道估计结果的准确性，进而有助于信号的正常接收。

步骤S201中，在对接收的参考信号进行初始信道估计时，可以利用最小二乘法对参考信号进行初始信道估计。具体地，设提取参考信号符号位置1处的接收信号序列为Y_RS(l，k)，利用接收机存储的本地参考信号X_RS(l，k)，用最小二乘算法可以得到参考信号位置的信道估计，具体可以参见以下公式：

${\hat{H}}_{\mathrm{LS}}(l,k)=\frac{Y_{\mathrm{RS}}(l,k)}{X_{\mathrm{RS}}(l,k)},1\≤k\≤N.$

其中，N为参考信号长度，

为接收的参考信号的初始信道估计结果序列。

之后，可以根据以下公式，通过快速傅立叶逆变换(IFFT)将参考信号的信道冲击响应从频域转换到时域：

${\hat{H}}_{\mathrm{LS}}(l,1:N)=\mathrm{IFFT}\left\{{{\hat{H}}_{\mathrm{LS}}}^{\′}(l,1:N)\right\}.$

其中，IFFT(.)为快速傅立叶逆变换，

为转换前参考信号的信道冲击响应序列，

为转换到时域后的参考信号的信道冲击响应序列。

通常，转换到时域后的参考信号的信道冲击响应序列的波形为类似图3所示的波形。

如图3所示，其中，T1时刻到T2时刻之间的波形呈现明显的多径效应，波形变化较为复杂，T2时刻至T4时刻之间的波形未呈现多径效应，波形变化较为简单。

因此，在进行波形划分时，可以将转换到时域的参考信号的信号冲击响应的波形划分为多径波形分段(即，T1至T2之间时间段的波形，也可以将该段波形称为成为前段波形)和非多径波形分段(即，T2至T4之间时间段的波形，也可以将该段波形称为成为后段波形)。

对于多径波形分段，由于该分段内的波形较为复杂，所以可以采用适用于多径效应去噪的方式进行去噪。例如，可以设置一个噪声门限，将多径波形分段中低于该噪声门限的波形过滤掉，从而达到去噪的目的。对于非多径波形分段，可以采用二次拟合法进行去噪，或者也可以直接将T2至T3时刻之间较为平缓的波形置为0或其他预定值，对于T3至T4时刻之间的波形采用二次拟合法进行去噪。

对于多径波形分段，除了采用设置噪声门限进行去噪的方式之外，还可以采用以下方式对多径波形分段进行去噪：

设已经转换到时域的信道冲击响应在[1，τ_max]的范围内数据受到多径时延影响(即，多径波形分段位于1与τ_max之间)，则对[1，τ_max]信道冲击响应数据进行去噪，如图4所示，具体过程如下：

步骤41，进行时延估计得到时延τ_max，在[1，τ_max]的范围内进行主径选择，估计出主径的位置，并且确定最后一条主径的位置τ_last。

步骤42，对[1，τ_last]的信道冲击响应

进行包络加权去噪，假设加权系数为X＝[x₁，x₁，x₂，...，x_τlast]，则加权后的信道冲击响应为

其中，在步骤41中，可以首先计算

的功率

并选择P中最大值p_max作为最大径；之后，根据信道情况设置系数μ，0＜μ＜1，则认为第i条径为主径的判别方法为p_i≥μ*p_max，并设最后一条主径的位置为τ_last。

并且，在步骤42中，可以对前τ_last个信道冲击响应

进行加权的加权系数为：其中，

为噪声功率，而α(σ²)为与噪声功率相关的调整系数。

除此之外，还可以采用其他多种适用于复杂波形去噪的去噪方法对多径波形分段进行去噪，本文不再一一列举。

对于非多径分段，即T2至T4时刻之间的波形分段，可以采用二次拟合法进行去噪。

具体地，由于非整数倍采样及加窗的影响，会在时域信号负频(即，频域参考信号经IFFT变换后的多径时延信号的后段)产生一部分谱泄漏的拖尾，所以可以对其采用基于LS拟合的方法进行噪声消除，具体过程如下：

首先，通过以下公式将[τ_last+Δ，3N/4]处的信号取平均得

$\stackrel{\‾}{{\hat{H}}_{\mathrm{LS}}(l,\mathrm{\τ})}=\frac{1}{\frac{3N}{4}-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{last}}-\mathrm{\Δ}}{\mathrm{\Σ}}_{{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{last}}+\mathrm{\Δ}}^{3N/4}{\hat{H}}_{\mathrm{LS}}(l,{\mathrm{\τ}}_i);$

然后，令

其中，

可以得到[τ_last+Δ，3N/4]范围内去噪后的信道估计；

其中，Δ为主径保护间隔，以保证时延τ_last处多径信号的完整性。

之后，对[3N/4，N]处信号进行LS二次拟合得到

设理想的信道估计结果为H_LS(l，τ_i)，采用二次拟合法，设：

则可以得到：

${\mathrm{\δ}}_i=H_{\mathrm{LS}}^{*}(l,{\mathrm{\τ}}_i)-H_{\mathrm{LS}}(l,{\mathrm{\τ}}_i)=H_{\mathrm{LS}}^{*}(l,{\mathrm{\τ}}_i)-{\mathrm{a\τ}}_i^2-{\mathrm{b\τ}}_i-c;$

由最小均方误差准则，设：

δ_i分别对a，b，c求偏导并令其等于零可得其正规方程组，可以得到：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{\∂{\mathrm{\δ}}_i}{\∂a}=-2{\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{N/4}(H_{\mathrm{LS}}^{*}(l,{\mathrm{\τ}}_i)-{\mathrm{a\τ}}_i^2-b{\mathrm{\τ}}_i-c){\mathrm{\τ}}_i^2=0\\ \frac{\∂{\mathrm{\δ}}_i}{\∂b}=-2{\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{N/4}(H_{\mathrm{LS}}^{*}(l,{\mathrm{\τ}}_i)-{\mathrm{a\τ}}_i^2-{\mathrm{b\τ}}_i-c){\mathrm{\τ}}_i=0\\ \frac{\∂{\mathrm{\δ}}_i}{\∂c}=-2{\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{N/4}(H_{\mathrm{LS}}^{*}(l,{\mathrm{\τ}}_i)-{\mathrm{a\τ}}_i^2-{\mathrm{b\τ}}_i-c)=0\end{array}\right.;$ 以及

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{N/4}{H}_{\mathrm{LS}}^{*}(l,{\mathrm{\τ}}_i){\mathrm{\τ}}_i^2-a{\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{N/4}{\mathrm{\τ}}_i^4-b{\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{N/4}{\mathrm{\τ}}_i^3-c{\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{N/4}{\mathrm{\τ}}_i^2=0\\ {\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{N/4}{H}_{\mathrm{LS}}^{*}(l,{\mathrm{\τ}}_i){\mathrm{\τ}}_i-a{\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{N/4}{\mathrm{\τ}}_i^3-b{\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{N/4}{\mathrm{\τ}}_i^2-c{\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{N/4}{\mathrm{\τ}}_i=0\\ {\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{N/4}{H}_{\mathrm{LS}}^{*}(l,{\mathrm{\τ}}_i)-a{\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{N/4}{\mathrm{\τ}}_i^2-b{\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{N/4}{\mathrm{\τ}}_i-\frac{N}{4}c=0\end{array}\right.;$

将[3N/4，N]点的数据H_LS ^*(l，τ_i)代入方程组，即可解得a，b，c。

再由方程

可以求出[3N/4，N]上经过拟合后的数据

应当注意，为了减少计算量，∑_i＝1 ^N/4τ_i、∑_i＝1 ^N/4τ_i ²、∑_i＝1 ^N/4τ_i ³、∑_i＝1 ^N/4τ_i ⁴及τ_i、τ_i ²的值均可存储在存储器中，其中，i∈[1，N/4]。

然后，找到

的最小值点

判断最小值点i_min与3N/4之间的位置关系分段进行拼接，得到最终参考信号去噪后的信道估计：

i_min＝3N/4的情况下：

将序列向下平移使得

将

向下平移使得

i_min＞3N/4的情况下：

对区间[3N/4，imin]采用直线连接，直线两个端点分别为

在序列上找到取值为

的点τ₀和τ₁，取max(τ₀，τ₁)，并令

在上述对非多径波形分段进行去噪的处理中，由于仅对插值前参考信号进行去噪处理并采用预先存储正规方程组系数的LS拟合方法，因此去噪运算的实现复杂度较低。

除了上述方式之外，还可以采用其他多种适用于非多径波形分段中较为简单的波形特点的去噪方法对非多径波形分段进行去噪，本文不再一一列举。并且，多径波形分段和非多径波形分段的去噪过程可以彼此独立执行，对于这两部分所选择的去噪方法不存在直接联系。

在进行插值滤波时，可以将之前经过去噪的前端波形和后端波形进行拼接，之后就可以将已经去噪的参考信号处的信道估计结果通过FFT变换回频域，进行频域插值；然后，通过进行时域插值获得整个时频格的信道估计结果，即，得到最终信道估计结果。或者，也可以先进行时域插值，补零后再执行FFT变换，之后进行频域插值，得到最终的信道估计结果。

进行插值滤波的方式可以包括低通滤波插值、维纳滤波插值、多项式插值等，本文不再一一列举。

下面将结合具体参数，以主径加权和二次拟合法为例，详细描述本发明的处理过程。其中，以下列举的实例中所采用的参数如表1所示。

表1

通信系统	TD-LTE
		带宽	10MHz
循环前缀(CP)	普通
		调制方式	16QAM
发送天线个数	1
		接收天线个数	1
频域子载波个数	600
		频域参考信号个数	100
信道模型	EVA

在进行参考信号信道估计时，提取参考信号符号位置1处的接收信号序列Y_RS(l，k)，利用接收机存储的本地参考信号X_RS(l，k)，根据以下公式，利用最小二乘算法计算参考信号位置的信道估计：

${\hat{H}}_{\mathrm{LS}}(l,k)=\frac{Y_{\mathrm{RS}}(l,k)}{X_{\mathrm{RS}}(l,k)},1\≤k\≤100;$

之后，通过IFFT将参考信号信道冲击响应从频域转换到时域：

${\hat{H}}_{\mathrm{LS}}(l,1:100)=\mathrm{IFFT}\left\{{{\hat{H}}_{\mathrm{LS}}}^{\′}(l,1:100)\right\};$

在进行多径波形分段去噪时，假设已经转换到时域的信道冲击响应的在[1，τ_max](在本实例中，设τ_max＝75)的范围内数据受到多径时延影响，那么对[1，τ_max]信道冲击响应数据进行去噪的过程如下：

首先，进行时延估计得到时延τ_max，在[1，τ_max]的范围内进行主径选择，估计出主径的位置，并且确定最后一条主径的位置τ_last。

然后，对[1，τ_last]的信道冲击响应

进行加权，假设加权系数为X＝[x₁，x₂，...，x_τlast]，则加权后的信道冲击响应序列可以表示为：

${\hat{H}}_{\mathrm{LS}}(l,1:{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{last}}).*X=[{\hat{h}}_{\mathrm{ls}1}*x_1,{\hat{h}}_{\mathrm{ls}2}*x_2,...,{\hat{h}}_{\mathrm{ls\τlast}}*x_{\mathrm{\τlast}}]$

在进行主径选择时，可以首先计算

的功率：

$P=[p_1,p_2,...,p_{\mathrm{\ξ}}]=[{\left|{\hat{h}}_{\mathrm{ls}1}\right|}^2,{\left|{\hat{h}}_{\mathrm{ls}2}\right|}^2,...,{\left|{\hat{h}}_{\mathrm{ls\ξ}}\right|}^2];$

并选择P中最大值p_max作为最大径。

根据信道情况设置系数μ，0＜μ＜1，则可以认为第i条径为主径的判别方法为p_i≥μ*p_max，μ＝0.5，并设最后一条主径的位置为τ_last。

在加权过程中，可以对前τ_last个信道冲击响应进行加权的加权系数为：

$x_i=\left\{\begin{array}{ccc}{\left(\sqrt{\frac{p_i}{p_i-{\mathrm{\&sigma;}}^2}}\right)}^{\mathrm{\&alpha;}\left({\mathrm{\&sigma;}}^2\right)}& \mathrm{if}& p_i>{\mathrm{\&sigma;}}^2\\ 0& \mathrm{if}& p_i<={\mathrm{\&sigma;}}^2\end{array}\right.,i=\mathrm{1,2},...,{\mathrm{\&tau;}}_{\mathrm{last}},$

其中

为噪声功率，而α(σ²)为与噪声功率相关的调整系数。

在对非多径波形分段进行去噪时，由于非整数倍采样及加窗的影响，会在时域信号负频(即，频域参考信号经IFFT变换后的多径时延信号的后段)产生一部分谱泄漏的拖尾，对其采用基于LS拟合的方法进行噪声消除，具体过程如下：

首先，将[τ_last+Δ，75]处信号取平均得

$\stackrel{\&OverBar;}{{\hat{H}}_{\mathrm{LS}}(l,\mathrm{\&tau;})}=\frac{1}{75-{\mathrm{\&tau;}}_{\mathrm{last}}-\mathrm{\&Delta;}}{\mathrm{\&Sigma;}}_{{\mathrm{\&tau;}}_{\mathrm{last}}+\mathrm{\&Delta;}}^{75}{\hat{H}}_{\mathrm{LS}}(l,{\mathrm{\&tau;}}_i);$

     Δ

其中，为保护间隔，以保证时延τ_last处多径信号的完整性。

然后，令

得到[τ_last+Δ，75]范围内去噪后的信道估计；

其次，对[75，100]处信号进行LS二次拟合得到

i∈[75，100]；

设理想的信道估计结果为H_LS(l，τ_i)，采用二次拟合，令

可以得到：

${\mathrm{\&delta;}}_i=H_{\mathrm{LS}}^{*}(l,{\mathrm{\&tau;}}_i){-H}_{\mathrm{LS}}(l,{\mathrm{\&tau;}}_i)=H_{\mathrm{LS}}^{*}(l,{\mathrm{\&tau;}}_i)-{\mathrm{a\&tau;}}_i^2-{\mathrm{b\&tau;}}_i-c;$

由最小均方误差准则，设

δ_i分别对a，b，c求偏导并令其等于零可得其正规方程组，有：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^{N/4}{H}_{\mathrm{LS}}^{*}(l,{\mathrm{\&tau;}}_i){\mathrm{\&tau;}}_i^2-a{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^{N/4}{\mathrm{\&tau;}}_i^4-b{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^{N/4}{\mathrm{\&tau;}}_i^3-c{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^{N/4}{\mathrm{\&tau;}}_i^2=0\\ {\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^{N/4}{H}_{\mathrm{LS}}^{*}(l,{\mathrm{\&tau;}}_i){\mathrm{\&tau;}}_i-a{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^{N/4}{\mathrm{\&tau;}}_i^3-b{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^{N/4}{\mathrm{\&tau;}}_i^2-c{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^{N/4}{\mathrm{\&tau;}}_i=0\\ {\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^{N/4}{H}_{\mathrm{LS}}^{*}(l,{\mathrm{\&tau;}}_i)-a{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^{N/4}{\mathrm{\&tau;}}_i^2-b{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^{N/4}{\mathrm{\&tau;}}_i-\frac{N}{4}c=0\end{array}\right.;$

将[3N/4，N]点的数据H_LS ^*(l，τ_i)代入方程组，即可解得a，b，c。

其中，N＝100。

再由方程

可以求出[75，100]上经过拟合后的数据i∈[75，100]。

应当注意，为减少计算量，∑_i＝1 ²⁵τ_i，∑_i＝1 ²⁵τ_i ²，∑_i＝1 ²⁵τ_i ³，∑_i＝1 ²⁵τ_i ⁴及τ_i，τ_i ²的值均存储在存储器中，其中，i∈[1，25]。

然后，找到

的最小值点

判断最小值点i_min与3N/4＝75之间的位置关系分段进行拼接，得到最终参考信号去噪后的信道估计：

i_min＝3N/4，

将序列

向下平移使得

将向下平移使得

i_min＞3N/4，

对区间[3N/4，imin]采用直线连接，直线两个端点分别为

在序列

上找到取值为

的点τ₀和τ₁，取max(τ₀，τ₁)，并令

在上述处理中，由于仅对插值前参考信号进行去噪处理并采用预先存储正规方程组系数的LS拟合方法，因此去噪运算的实现复杂度较低。

插值可以采用以下两种方案

方法一：

首先，将已经去噪的参考信号处的信道估计结果通过FFT变换回频域；

然后，再将频域的去噪参考信号处的信道估计通过频域维纳插值滤波器、或者低通滤波器，也可以是一阶线性插值或者高阶多项式插值的方法获得信号频域的信道估计；

最后，通过时域插值获得整个时频格的信道估计结果。

方法二：

首先，在时域去噪后的参考信号处的信道估计结果中插入零值，使其长度满足L·N；

然后，采用FFT pruning算法将其变换回频域获得最终的频域信道估计结果；

最后，通过时域插值获得整个时频格的信道估计结果。

相比于未采用去噪的信道估计结果，采用上述处理后，能够有效提高信道估计的MSE性能，降低信噪比，提高信道估计的性能，如图5所示，采用根据本实施例的信道估计方法后，信道估计性能评估标准采用均方误差(MSE)准则评估，其中，MSE可定义为：

其中，N_carrier为一个OFDM符号中子载波个数，

为理想信道信息，H_i，j为信道估计结果，E(.)为期望；如图5所示，对于EVA信道，在SNR为多个数值的情况下，采用根据本实施例的信道估计方法进行信道估计的MSE性能均由于相关技术中的MSE性能。

借助于上述处理，通过在信道估计的过程中对初始信道估计结果的波形进行分段并对每个分段分别进行去噪处理，能够在不明显增加原有信道估计方案的复杂度前提下，有效消除噪声，提高信道估计结果的准确性，在较高信噪比区域和较低信噪比区域均带来增益的提高，进而有助于信号的正常接收，改善接收机的接收性能。

装置实施例

在本实施例中，提供了一种信道估计的实现装置。

根据本实施例的信道估计的实现装置包括：

初始信道估计模块，用于对接收的参考信号进行初始信道估计，得到参考信号的信道冲击响应；快速傅立叶逆变换模块，连接至初始信道估计模块，用于将信道冲击响应转换到时域；波形划分模块，连接至快速傅立叶逆变换模块，用于根据转换后的信道冲击响应的信号波形对转换后的信道冲击响应的信号进行划分，得到多个信号波形分段；去噪模块，连接至波形划分模块，用于对多个信号波形分段中每个信号波形分段分别进行去噪；滤波模块，连接至去噪模块，用于对进行去噪后的多个分段进行拼接，并对拼接后的信号进行插值滤波，得到最终信道估计结果。

借助于上述装置，通过在信道估计的过程中对初始信道估计结果的波形进行分段并对每个分段分别进行去噪处理，从而能够有效消除噪声，提高信道估计结果的准确性，进而有助于信号的正常接收。

其中，初始信道估计模块具体用于利用最小二乘法对参考信号进行初始信道估计。

其中，波形划分模块具体可以用于将转换后的信道冲击响应的信号波形划分为多径波形分段和非多径波形分段。

此外，对于多径波形分段，去噪模块通过将强度低于预设噪声门限的信号去除来进行去噪；对于非多径波形分段，去噪模块通过执行二次拟合处理进行去噪。

此外，去噪模块还可以结合上述公式，采用主径加权、二次拟合法或其他方式对多径波形分段和非多径波形分段进行去噪，具体过程之前已经描述，这里不再重复。

优选地，滤波模块可以通过以下方式之一对进行去噪后的多个波形分段拼接得到的信号进行插值滤波：低通滤波插值、维纳滤波插值、多项式插值。具体的插值滤波过程之前已经描述，这里不再重复。

综上所述，借助于本发明的上述技术方案，通过在信道估计的过程中对初始信道估计结果的波形进行分段并对每个分段分别进行去噪处理，能够在不明显增加原有信道估计方案的复杂度前提下，有效消除噪声，提高信道估计结果的准确性，在较高信噪比区域和较低信噪比区域均带来增益的提高，进而有助于信号的正常接收，改善接收机的接收性能。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种信道估计的实现方法，其特征在于，所述方法包括：

对接收的参考信号进行初始信道估计，得到所述参考信号的信道冲击响应，并将所述信道冲击响应转换到时域；

根据转换后的所述信道冲击响应的信号波形对转换后的所述信道冲击响应的信号进行划分，得到多个信号波形分段；

对所述多个信号波形分段中每个信号波形分段分别进行去噪，对进行去噪后的所述多个分段进行拼接，并对拼接后的信号进行插值滤波，得到最终信道估计结果。

2.根据权利要求1所述的实现方法，其特征在于，对接收的所述参考信号进行初始信道估计包括：

利用最小二乘法对所述参考信号进行初始信道估计。

3.根据权利要求1所述的实现方法，其特征在于，所述多个信号波形分段包括：多径波形分段和非多径波形分段。

4.根据权利要求3所述的实现方法，其特征在于，对所述多个信号波形分段中每个信号波形分段分别进行去噪处理包括：

对于所述多径波形分段，通过去除强度低于预设噪声门限的信号来进行去噪；

对于所述非多径波形分段，通过执行二次拟合处理进行去噪。

5.根据权利要求1所述的实现方法，其特征在于，对进行去噪后的所述多个波形分段拼接后得到的信号进行插值滤波的方式包括以下之一：低通滤波插值、维纳滤波插值、多项式插值。

6.一种信道估计的实现装置，其特征在于，所述装置包括：

初始信道估计模块，用于对接收的参考信号进行初始信道估计，得到所述参考信号的信道冲击响应；

快速傅立叶逆变换模块，用于将所述信道冲击响应转换到时域；

波形划分模块，用于根据转换后的所述信道冲击响应的信号波形对转换后的所述信道冲击响应的信号进行划分，得到多个信号波形分段；

去噪模块，用于对所述多个信号波形分段中每个信号波形分段分别进行去噪；

滤波模块，用于对进行去噪后的所述多个分段进行拼接，并对拼接后的信号进行插值滤波，得到最终信道估计结果。

7.根据权利要求6所述的实现装置，其特征在于，所述初始信道估计模块具体用于利用最小二乘法对所述参考信号进行初始信道估计。

8.根据权利要求6所述的实现装置，其特征在于，所述波形划分模块具体用于将转换后的所述信道冲击响应的信号波形划分为多径波形分段和非多径波形分段。

9.根据权利要求8所述的实现装置，其特征在于，对于所述多径波形分段，所述去噪模块通过去除强度低于预设噪声门限的信号来进行去噪；对于所述非多径波形分段，所述去噪模块通过执行二次拟合处理进行去噪。

10.根据权利要求6所述的实现装置，其特征在于，所述滤波模块通过以下方式之一对进行去噪后的所述多个波形分段拼接后得到的信号进行插值滤波：低通滤波插值、维纳滤波插值、多项式插值。

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