CN101141167A - 一种dft-cdma系统中单载波频域均衡方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种DFT－CDMA系统中单载波频域均衡方法，包括发射步骤和接收步骤。在所述发射步骤中的符号映射步骤之前，还包括自适应调制步骤，根据信道状态信息确定的信噪比特性，从N个子载波中选择M个子载波作为映射，分别在所述M个子载波上进行位加载，其中M＜N；在所述接收步骤的谱反映射步骤中，根据子载波映射模式从载波中提取M个符号。本发明利用信道特性，选择较好的子载波，即具有较高SNR的载波进行数据传输，进行DFT映射模式的选择，因此能够克服频率选择性信道的衰落。本发明能够增强利用频率选择性分集，提高系统的误码率性能，同时相对于传统的OFDM系统，该方法对PAPR性能的改善也具有一定作用。

Description

一种DFT-CDMA系统中单载波频域均衡方法和系统

技术领域

本发明涉及通信领域，尤其涉及一种DFT-CDMA系统中单载波频域均衡方法和系统。

背景技术

3GPP2的空中接口演进技术称为AIE(Air Interface Evolution)，工作分为Phase1和Phase2两个阶段，其中Phase1完成多载波高速分组数据(HRPD)，主要目标是提高峰值数据速率并保持后向兼容，同时尽可能减小对基础硬件的影响，通过对多个HRPD载波的捆绑，既保持良好的后向兼容，又能够推进标准化和市场化进程。Phase2阶段的峰值数据速率目标是前向链路依据不同的移动性，可以支持100Mbps～500Mbps；反向链路支持50Mbps～150Mbps，同时降低系统时延。2005年12月3GPP2 TSG-C工作组初步确定了工作计划，截至2006年3月，共有六个Phase2技术框架提案提交并参与后续的融合与评估工作。其中LNS(Lucent、Nortel、Samsung)联盟的提案中，反向链路为DFT-CDMA。其原理如图1所示。这种技术是在OFDM的IFFT调制之前对信号进行DFT扩展，该系统可以避免OFDM系统带来的峰均功率比(PAPR)问题。

单载波调制-频域均衡(SC-FDE)类似于OFDM，他能够对抗符号间干扰(ISI)，并且能够消除正交频分复用(OFDM)系统产生的PAPR问题。同时，该系统的复杂度也低于时域均衡。因此，DFT-CDMA系统的基带接收机就可以采用SC-FDE算法实现解调，完成数据接收。在无线信道中，频率选择性衰落是一个显著的特性。不同的子信道受到不同的衰落，因此有不同的传输能力。在DFT-CDMA系统中，如何克服频率选择性信道的衰落，提高系统的性能是需要解决的问题。

发明内容

为了解决上述的技术问题，提供了一种DFT-CDMA系统中单载波频域均衡方法和系统，其目的在于，克服频率选择性信道的衰落，提高系统性能。

本发明提供了一种DFT-CDMA系统中单载波频域均衡方法，包括发射步骤和接收步骤，

在所述发射步骤中的符号映射步骤之前，还包括自适应调制步骤，根据信道状态信息确定的信噪比特性，从N个子载波中选择M个子载波作为映射，分别在所述M个子载波上进行位加载，其中M＜N；

在所述接收步骤的谱反映射步骤中，根据子载波映射模式从载波中提取M个符号。

所述发射步骤中的傅立叶变换步骤使用M点傅立叶变换；所述发射步骤中的频谱映射步骤将M个符号映射到N个载波中；所述发射步骤的逆傅立叶变换步骤使用N点逆傅立叶变换；所述接收步骤的傅立叶变换步骤使用N点傅立叶变换；所述接收步骤的逆傅立叶变换步骤使用M点逆傅立叶变换。

所述接收步骤中的均衡步骤使用最小均方误差均衡器均衡或者迫零均衡器均衡。

所述发射步骤中，在位加载时，对M个子载波进行比特分配操作。

所述发射步骤中，进行比特分配操作后的M个子载波的误符号率相同，且同时达到最小值。

本发明提供了一种DFT-CDMA系统中单载波频域均衡系统，包括发射模块和接收模块，

所述发射模块中还包括自适应调制模块，用于根据信道状态信息确定的信噪比特性，从N个子载波中选择M个子载波作为映射，分别在所述M个子载波上进行位加载；还用于将位加载后的子载波发送到符号映射模块；

所述接收模块中的谱反映射模块用于根据子载波映射模式从载波中提取M个符号。

所述发射模块中的傅立叶变换模块使用M点傅立叶变换；所述发射模块中的频谱映射模块将M个符号映射到N个载波中；所述发射模块中的逆傅立叶变换模块使用N点逆傅立叶变换；所述接收模块中的傅立叶变换模块使用N点傅立叶变换；所述接收模块中的逆傅立叶变换模块使用M点逆傅立叶变换。

所述接收模块中的均衡模块用于使用最小均方误差均衡器均衡或者迫零均衡器均衡。

所述自适应调制模块在位加载时，对M个子载波进行比特分配操作。

所述自适应调制模块还用于使进行比特分配操作后的M个子载波的误符号率相同，且同时达到最小值。

本发明利用信道特性，选择较好的子载波，即具有较高SNR的载波进行数据传输，进行DFT映射模式的选择，因此能够克服频率选择性信道的衰落。本发明能够增强利用频率选择性分集，提高系统的误码率性能，同时相对于传统的OFDM系统，该方法对PAPR性能的改善也具有一定作用。

附图说明

图1是DFT-CDMA系统发射机结构；

图2是SC-FDMA发射机结构；

图3是子载波映射模式；

图4是基于位加载的SC-FDE系统；

图5是位加载算法流程图；

图6是SC-FDMA系统图；

图7是频域SC-FDMA传输符号示例；

图8是子载波和信道特性示意图；

图9是子载波和载波映射模式选择示意图。

具体实施方式

本发明在原有的DFT-CDMA系统中引入了子载波分配，原有系统仅有两种映射模式，不能够很好的利用信道的特征信息，本发明则利用了信道特性选择较好的载波映射模式。

本发明将自适应的位加载技术应用于OFDM系统，根据子信道的瞬时特性动态的分配数据速率和传输功率，可以优化系统性能。因此，本发明在基本的SC-FDE方法的基础上，将位加载技术应用于具有离散傅立叶变换(DFT)扩展的单载波系统，在发送端，采用自适应分配来选择DFT模块载波的映射模式，由此实现联合的位加载单载波调制-频域均衡(SC-FDE)方法，进而实现系统性能的优化。

本发明针对3GPP2的空中接口演进技术(AIE，Air Interface Evolution)Phase2阶段的物理层接收机结构提出了一种基于DFT-CDMA系统的联合位加载的单载波频域均衡方法。该方法将位加载技术应用于具有DFT扩展的单载波系统中，由此实现联合的位加载单载波调制-频域均衡(SC-FDE)。克服了频率选择性信道的衰落，增强利用频率选择性分集，提高系统性能。

图1给出了DFT-CDMA系统发射机结构，包括导频和业务流码片的复用，分别用x_P和x_D表示。接续的是一个DFT模块，其输出被映射到不同的子载波上，进行IFFT变换为OFDM符号。最后加CP和窗函数得到输出函数。通过信道传输，在接收端，首先去除CP，然后进行FFT变换以产生接收信号。用这个信号进行后续的操作，包括信道估计、解调和解码。假设所有用户是同步的，而且循环前缀的长度可以覆盖所有用户的信道延迟。则接收端FFT的输出信号传播模型可以表示为：

$r\left(i\right)=\underset{j=1}{\overset{N_{\mathrm{usr}}}{\mathrm{\Σ}}}{H}_j\left(i\right)F[\sqrt{E_{D,j}}{x}_{D,j}\left(i\right)+\sqrt{E_{P,j}}{x}_{P,j}\left(i\right)]+n\left(i\right),i\∈[1,N_{\mathrm{sym}}]$

H_j(i)＝diag[h_j，1(i)，h_j，2(i)，...，h_j，Nc(i)]

其中，j表示用户，i表示OFDM符号。N_usr是系统总用户数。N_sym表示在一个传输时间间隔内的OFDM符号数。x_D，j(i)和x_P，j(i)的维数等于每符号的码片数N_c。h_j，k(i)表示在第k^th个子载波上信道的频域冲激响应。预编码矩阵为F，对于DFT扩展的单载波系统，该矩阵即为标准的DFT传输矩阵：

$F=F_{d,N_C}(k,n)$ (k,n为载波序号)

其中 $F_{d,N_C}(k,n)=\frac{1}{\sqrt{N_c}}\exp (-j2\mathrm{\π}(k-1)(n-1)/N_C)$ n，k∈[1，N_C]

假设扩频增益为SF_j，则传输的码片向量为：

x_D，j(i)＝C_js_j

$C_j={\left(\begin{array}{cccc}{c}_{j,1}& 0& ...& 0\\ 0& c_{j,2}& ...& 0\\ .& .& .& .\\ 0& 0& ...& c_{j,M}\end{array}\right)}_{N_C\×M}$

其中，c_j，m＝[c_j，m(1)，c_j，m(2)，...，c_j，m(SF_j)]^T是扩频码向量。很容易看出，当SF_j＝1时，该系统等价为单载波频分多址(SC-FDMA)系统，它被3GPP最终选择为大多数公司支持的上行传输方案。可以看出，SC-FDMA结构是DFT-CDMA的一个特例。因此本发明的方法对于具有DFT扩展的单载波系统具有普遍性。DFT预编码后，符号被映射到不同的子载波上。传统的子载波映射模式分为分布式和连续式两种，如图3所示，本发明则根据信道的状态参数，通过采用位加载的方法来自适应选择载波的映射模式，分为分布模式(Distributed Mode)和本地模式(Localized Mode)。

图2是DFT-CDMA的特例SC-FDMA发射机的实现方式。在无线信道中，频率选择性衰落是一个显著的特性。不同的子信道受到不同的衰落，因此有不同的传输能力。对于单载波系统的接收机的设计，主要采用SC-FDE方法，考虑到线性均衡算法并不能完全抑制信道的深衰落对信号的破坏，因此，我们考虑利用信道状态信息(CSI)。如果发端知道CSI，发送信号就可以避免信道的深衰落。因此，可以降低符号错误的概率。据此我们提出了在SC-FDE方法中通过利用CSI信息来联合位加载的方法。所谓“位加载准则”，就是计算一个并行子信道系统中每个子信道所分配比特数和功率值的算法。包括：速率最大化准则，就是在总的发射功率一定的条件下，通过在多个子信道之间合理分配比特数和传输功率，使整个信道上传输的速率最大；在很多实际的通信系统中，要求以一个固定的数据传输速率进行传输，在这种情况下，最好的设计应该是在给定的固定数据传输速率下，使信噪比的裕量最大。信噪比裕量表示为 ${\mathrm{\γ}}_m=\frac{{\mathrm{SNR}}_i/\mathrm{\Γ}}{2^{{2b}_i}-1},$ 即裕量最大化准则。

在发送端添加DFT预编码，通过采用位加载优化算法，从总的载波数N中，选择M个优化的子载波来传输信号，并在选择的载波上分配比特，实现自适应调制。当M＝N时，接收端等价为传统的SC-FDE方法。其原理如图4所示，在发射端，符号映射模块对子载波进行符号映射，进行符号映射之后，DFT模块进行M点DFT，然后频谱映射模块将M个符号映射到N个子载波上，IFFT模块接着进行N点IFFT，最后加CP送入信道；为了实现位加载，还包括自适应调制模块，用于根据信道状态信息确定的信噪比特性，从N个子载波中选择M个子载波作为映射，分别在所述M个子载波上进行位加载；还用于将位加载后的子载波发送到符号映射模块。在接收端，先移除CP，然后FFT模块进行N点FFT，FFT之后，进行谱反映射，从载波中提取M个符号，接着均衡模块依据SNR的高低可以采用MMSE均衡器均衡，或者ZF方法均衡，均衡之后IDFT模块进行M点IDFT，最后解映射模块进行解映射。该方法将发送端和接收端的处理联合进行设计，能够更好的利用子载波和功率，使性能得到优化。

这里使用的子载波映射方法，是根据CSI的性质，在总的载波数N中，选择M个SNR最大的子载波来传输信号，然后对这M个载波进行比特分配操作，其流程如图5所示。具体方式为：需保证各个子载波的误符号率相同，且同时达到最小值，其数学描述为：

min(P_e，i＝P_e)  i＝1，2，...，N

其约束条件为

$\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{b}_i=b_{\mathrm{tatget}},$ $\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ϵ}}_i=P_{\mathrm{tatget}}$

式中b_target为希望达到的数据传输速率，P_target为希望达到的目标功率值。由相邻码元一致边界定理可知，M-QAM调制的误符号率为

$P_e\≤4(1-\frac{1}{\sqrt{M}})Q\left[\frac{d}{\sqrt{2}\mathrm{\σ}}\right]\≤4Q\left[\frac{d}{\sqrt{2}\mathrm{\σ}}\right]$

式中Q函数定义为

$Q\left(x\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}}{\∫}_x^{\∞}{e}^{{-t}^2/2}\mathrm{dt}$

因此 $P_e\∝Q\left(\sqrt{d_i^2/{2\mathrm{\σ}}_i^2}\right)=Q\left(\sqrt{\mathrm{SNR}}\right),$ 其中 $\mathrm{SNR}=\frac{d_i^2}{{2\mathrm{\σ}}_i^2}$ 为常数，d_i是星座图任意

两点间的最小距离。从而可以得到各个子载波的功率为

${\mathrm{\ϵ}}_i=\frac{2^{b_i}-1}{6}=d_i^2=\mathrm{SNR}\·{\mathrm{\σ}}_i^2\·\frac{2^{b_i}-1}{3}$

从上式可以得到

$P_{t\arg \mathrm{et}}=\frac{\mathrm{SNR}}{3}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_i^2\·(2^{b_i}-1)$

$\mathrm{SNR}=\frac{{3P}_{t\arg \mathrm{et}}}{\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_i^2\·(2^{b_i}-1)}$

由于Q函数是递减函数，因此使误码率最小等效于使信噪比SNR最大，即使SNR的倒数最小。则上述极值问题等效于

$\min \frac{1}{\mathrm{SNR}}=\frac{\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_i^2\·(2^{b_i}-1)}{{3P}_{t\arg \mathrm{et}}}$

其约束条件为

$\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{b}_i=b_{\mathrm{tatget}}$

采用拉格朗日定理求最大值，构成下列函数

$f\left\{\right\{b_i\left\}\right\}=\frac{\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_i^2\·(2^{b_i}-1)}{{3P}_{t\arg \mathrm{et}}}+\mathrm{\λ}(b_{t\arg \mathrm{et}}-\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{b}_i)$

对b_i求微分，并令微分的结果为0，可得到最大值的条件为 ${\mathrm{\σ}}_i^2\·2^{b_i}={\mathrm{\λ}}^{\′}(i=\mathrm{1,2},...,N),$ 其中λ′为常数，因此有

${({\mathrm{\σ}}_i^2\·2^{b_i})}^N=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Π}}}{\mathrm{\σ}}_i^2\·2^{b_i}=2^{b_{t\arg \mathrm{et}}}\·\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Π}}}{\mathrm{\σ}}_i^2$

对上式两边以2为底取对数，可以得到

$b_i=\frac{b_{t\arg \mathrm{et}}}{N}+\frac{1}{N}{\lg }_2\left[\frac{\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Π}}}{\mathrm{\σ}}_i^2}{{\left({\mathrm{\σ}}_i^2\right)}^N}\right]$

如果存在b_i＜0，则可以根据下式重新计算，直到b_i≥0(i＝1，2，...，N)

$b_i=(b_{t\arg \mathrm{et}}+\underset{i\∈I}{\mathrm{\Σ}}{\lg }_2\left({\mathrm{\σ}}_i^2\right))/N^{\′}-{\lg }_2\left({\mathrm{\σ}}_i^2\right)$

式中N′为b_i≥0的子载波的数目，I为子载波的索引集合。功率分配通过下式实现

${\mathrm{\ϵ}}_i=\frac{P_{t\arg \mathrm{et}}\·{\mathrm{\σ}}_i^2\·(2^{b_i}-1)}{\underset{i\∈I}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\σ}}_i^2\·(2^{b_i}-1)},i\∈I$

在经过类似于注水算法的迭代操作后，其步骤如下：

(1)令每个子信道上传输比特数为0，即令b_i＝0(i＝1，2，...N)。

(2)对所有的i∈(1，2，...N)，找出相应的j，使得 ${\mathrm{\Δ\ϵ}}_j(b_j+1)=\underset{i\∈(\mathrm{1,2},...,N)}{\min }{\mathrm{\Δ\ϵ}}_i(b_i+1).$

(3)如果 $\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{b}_i+1\≤b_{t\arg \mathrm{et}},$ 则b_j＝b_j+1，回到步骤(2)继续执行，否则就进入步骤(4)。

(4)比特分配完毕。

得到非整数的比特分配。然后对非整数比特分配进行取整

其中b_max为每个子载波最大允许分配的比特数目，由最大允许的调制阶数决定。在该系统中，b_max为传输符号所承载的比特数。

按照上面所述，即实现了发端基于位加载的子载波映射方法，接收端则相应的采用SC-FDE方法，FFT模块由相应的发送端所选择的载波映射模式实现。

我们考虑一个特定用户的接收模型，其它用户看成干扰信号。假设用于DFT-CDMA系统传输的子载波为 $K=(k_1,k_2,...k_{N_c}\}\⋐[1,N_{\mathrm{FFT}}],$ 而且假设DFT的第m^th个输出映射到子载波k_m，m＝1，2，...N_C。

这样，信道的频域冲激响应为：

$G_k\left(i\right)=\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{g}_l\left(i\right)\exp (-j2\mathrm{\π}{\mathrm{\τ}}_{l}k/N_{\mathrm{FFT}});$

$h_m\left(i\right)=G_{k_m}\left(i\right);m=\mathrm{1,2},...,N_C;k_m\∈K$

因此，接收信号表示为：

$r\left(i\right)=H\left(i\right)[\sqrt{E_P}{\tilde{x}}_P\left(i\right)+\sqrt{E_D}{\tilde{x}}_D\left(i\right)]+v\left(i\right)$

${\tilde{x}}_D\left(i\right)=C_F\left(i\right)s\left(i\right)$

其中，C_F(i)＝FC(i)是频域的扰码矩阵， ${\tilde{x}}_P\left(i\right)={\mathrm{Fx}}_P\left(i\right)$ 是频域的导频向量。

我们采用均衡器解调传输符号，其形式为：

$\hat{s}\left(i\right)=\mathrm{Lr}\left(i\right)$

$L_{\mathrm{MMSE}}=\sqrt{E_D}{C}_F^{+}{\hat{H}}^{+}{[E_D\hat{H}{C}_F{C}_F^{+}{\hat{H}}^{+}+R_v]}^{-1}$

$L_{\mathrm{ZF}}={\left[C_F^{+}{\hat{H}}^{+}{\hat{H}C}_F\right]}^{-1}{C}_F^{+}{\hat{H}}^{+}$

我们以DFT-CDMA的特例SC-FDMA为研究对象，即假设SF_j＝1。方法可以扩展到DFT-CDMA系统中。发送端/接收端框图如图6所示，设M＝N_C＝4，N＝N_DFT＝16。则系统发送端实现过程如下：

(1)信道编码：采用前向纠错编码：如Turbo编码。

(2)自适应调制：根据CSI确定的载波的SNR特性，从16个子载波中选择4个性能好的载波作为映射，分别在这4个载波上进行位加载，以确定各载波的传输能力。编码数据则根据载波上位加载的模式自适应选择调制方式。

(3)串并变换(S/P)：将调制后的符号经过串并变换生成4个的数据符号。

(4)DFT预编码：对变换后的四个符号进行DFT变换。

(5)子载波映射：将4个符号按照(2)中选择的载波映射到16个载波中。如图7所示。

(6)OFDM调制：将符号数为16的符号进行IDFT变换生成OFDM符号发送信号，通过信道。

在接收端，采用均衡算法克服信道衰落，实现信号的正确接收。其实现过程如下：

(1)DFT变换：去循环前缀，生成接收信号。采用导频信号进行信道估计，得到信道频域参数。

(2)子载波映射与频域均衡：根据预先得知的子载波映射模式(在实际系统中，可以采用专用的控制信道发送给接收端知道)从载波中提取4个符号。对提取的符号进行均衡，根据频域均衡的特性，采用MMSE均衡器或ZF均衡器。

(3)IDFT变换：对均衡输出的信号进行IDFT变换

(4)并串转换P/S：生成接收符号。

(5)解调/解码。

经过上面的过程，即实现了SC-FDMA系统接收端联合发送端的基于位加载技术的SC-FDE方法，该方法在发送端可以根据信道状态信息来进行子载波的映射。其作用等同于OFDM的载波分配性能，能够提高具有DFT扩展的单载波系统的性能。对于DFT-CDMA系统，扩频增益为SF_j，我们即可以将其看作单用户系统，扩展上述方法，在接收端均衡之后解扩，实现数据接收；同样，也可以在均衡后采用相应的多用户检测技术，以进一步提高系统性能。

图8和图9为载波映射模式的选择，即根据信道特性选择质量好的载波(索引为10，11，12，13)来传输数据。

本领域的技术人员在不脱离权利要求书确定的本发明的精神和范围的条件下，还可以对以上内容进行各种各样的修改。因此本发明的范围并不仅限于以上的说明，而是由权利要求书的范围来确定的。

Claims (10)

1.一种DFT-CDMA系统中单载波频域均衡方法，包括发射步骤和接收步骤，其特征在于：

在所述发射步骤中的符号映射步骤之前，还包括自适应调制步骤，根据信道状态信息确定的信噪比特性，从N个子载波中选择M个子载波作为映射，分别在所述M个子载波上进行位加载，其中M＜N；

在所述接收步骤的谱反映射步骤中，根据子载波映射模式从载波中提取M个符号。

2.如权利要求1所述的DFT-CDMA系统中单载波频域均衡方法，其特征在于，所述发射步骤中的傅立叶变换步骤使用M点傅立叶变换；所述发射步骤中的频谱映射步骤将M个符号映射到N个载波中；所述发射步骤的逆傅立叶变换步骤使用N点逆傅立叶变换；所述接收步骤的傅立叶变换步骤使用N点傅立叶变换；所述接收步骤的逆傅立叶变换步骤使用M点逆傅立叶变换。

3.如权利要求2所述的DFT-CDMA系统中单载波频域均衡方法，其特征在于，所述接收步骤中的均衡步骤使用最小均方误差均衡器均衡或者迫零均衡器均衡。

4.如权利要求1至3之一所述的DFT-CDMA系统中单载波频域均衡方法，其特征在于，所述发射步骤中，在位加载时，对M个子载波进行比特分配操作。

5.如权利要求4所述的DFT-CDMA系统中单载波频域均衡方法，其特征在于，所述发射步骤中，进行比特分配操作的准则是使得M个子载波的误符号率相同，且同时达到最小值。

6.一种DFT-CDMA系统中单载波频域均衡系统，包括发射模块和接收模块，其特征在于，

所述发射模块中还包括自适应调制模块，用于根据信道状态信息确定的信噪比特性，从N个子载波中选择M个子载波作为映射，分别在所述M个子载波上进行位加载；还用于将位加载后的子载波发送到符号映射模块；

所述接收模块中的谱反映射模块用于根据子载波映射模式从载波中提取M个符号。

7.如权利要求6所述的DFT-CDMA系统中单载波频域均衡系统，其特征在于，所述发射模块中的傅立叶变换模块使用M点傅立叶变换；所述发射模块中的频谱映射模块将M个符号映射到N个载波中；所述发射模块中的逆傅立叶变换模块使用N点逆傅立叶变换；所述接收模块中的傅立叶变换模块使用N点傅立叶变换；所述接收模块中的逆傅立叶变换模块使用M点逆傅立叶变换。

8.如权利要求7所述的DFT-CDMA系统中单载波频域均衡系统，其特征在于，所述接收模块中的均衡模块用于使用最小均方误差均衡器均衡或者迫零均衡器均衡。

9.如权利要求6至8之一所述的DFT-CDMA系统中单载波频域均衡系统，其特征在于，所述自适应调制模块在位加载时，对M个子载波进行比特分配操作。

10.如权利要求9所述的DFT-CDMA系统中单载波频域均衡系统，其特征在于，所述自适应调制模块还用于使进行比特分配操作的准则是使得M个子载波的误符号率相同，且同时达到最小值。

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