CN116488967A - 一种上行多址接入链路的低papr解调参考信号传输方法 - Google Patents

一种上行多址接入链路的低papr解调参考信号传输方法 Download PDF

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Abstract

本发明属于通信抗干扰技术领域，具体涉及一种上行多址接入链路的低峰均功率比解调参考信号传输方法。本发明基于降低用于上行多址接入链路的解调参考信号PAPR的目的，提出一种具有0dB PAPR的参考信号序列生成及收发机设计方案。该方案采用CE‑OFDM信号序列作为用户上行DMRS，用时隙内特定OFDM符号专门承载DMRS的传输，即参考信号和传输数据进行时分复用。不同用户参考信号可以通过频分或者相位旋转进行区分，接收端利用DMRS进行信道估计。该系统可以有效降低参考信号PAPR，并且获得可靠的信道估计性能。

Description

一种上行多址接入链路的低PAPR解调参考信号传输方法
技术领域
本发明属于通信抗干扰技术领域，具体涉及一种上行多址接入链路的低峰均功率比(Peak to Average Power Ratio,PAPR)解调参考信号传输方法。
背景技术
正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)系统具有很高的PAPR，既降低了发射机功率放大器效率，也降低了模/数转换器(Analog to DigitalConverter,ADC)和数/模转换器(Digital to Analog Converter,DAC)的信号量化噪声比。特别地，对于电池功率有限的移动终端而言，功率放大器的效率至关重要，因此上行链路中的PAPR优化设计是关键问题之一。
为了恢复用户发送的信息比特，基站必须获取信道状态信息。因此，除了数据信号需要低PAPR传输，用于接收端获取信道状态信息以进行信道均衡和解调的参考信号也需要具有低PAPR，以提高放大器效率。尤其是在5G NR标准中，在物理上行共享信道(PhysicalUplink Shared Channel,PUSCH)引入了π/2BPSK数据调制方案，并且通过离散傅里叶扩展(Discrete Fourier Transform-spread,DFT-s)和频谱整形，能够获得较低的PAPR数据传输。然而，在现有的5G NR标准中，使用的基于Zadeoff-Chu序列生成的解调参考信号的PAPR高于π/2BPSK调制方案，尽管Release16支持采用π/2BPSK调制的伪随机序列作为参考信号序列，但是除了最短长度序列外，其余长度序列均需要通过计算机搜索得到。因此，本发明将给出一种具有0dB PAPR的恒包络(Constant Envelope,CE)参考信号序列，用于上行多址接入链路的信道估计和数据解调。
发明内容
本发明基于降低用于上行多址接入链路的解调参考信号PAPR的目的，提出一种具有0dB PAPR的参考信号序列生成及收发机设计方案。该方案采用CE-OFDM信号序列作为用户上行DMRS，用时隙内特定OFDM符号专门承载DMRS的传输，即参考信号和传输数据进行时分复用。不同用户参考信号可以通过频分或者相位旋转进行区分，接收端利用DMRS进行信道估计。该系统可以有效降低参考信号PAPR，并且获得可靠的信道估计性能。
为了便于理解，对上行多址接入系统进行以下定义：
假设接收天线数为NR，上行用户数为U。系统子载波为NFFT，每个用户占用子载波数为N，一个时隙内有Ns个OFDM符号。用户编号用u(u＝1,2,…,U)表示，接收天线编号用r(r＝1,2,…,NR)表示，OFDM符号编号用j(j＝1,2,…,Ns)表示，l(l＝1,2,…,NFFT)表示子载波编号。用户数据采用M阶星座调制，其中用于用户数据传输的OFDM符号集合为Nd为数据传输符号数，用于用户DMRS传输的OFDM符号集合为/>Np为DMRS传输符号数。
本发明的技术方案是：
用于上行多址接入系统的低PAPR参考信号传输方法，包括：
发射端：
步骤1：产生信息比特流。以用户u为例，用户占用子载波数为N，采用某种数据调制方法，调制阶数为M，对于第jd(jd∈Γd)个OFDM符号，发送信息比特为
步骤2：数据调制与子载波映射。将用户u第jd个符号的发送信息比特进行M阶星座映射，产生长度为N的调制信号/>然后通过子载波映射，将用户调制信号放置到分配的子载波上，假设给用户u分配的子载波资源为Ξu＝[ξu,1,…,ξu,N]，经过子载波映射后的频域信号为/>其中
步骤3：产生CE-DMRS序列。不同用户的DMRS序列可以通过对基序列进行不同的相位旋转进行区分。首先生成一个Zadeoff-Chu序列PZC＝[PZC(1),…,PZC(N/2-1)]，其中
PZC(m)＝xq((m-1)modLZC),m＝1,2,…,N/2-1
其中LZC＝N/2-1表示ZC序列长度，xq的表达式为：
表示向下取整，r∈{0,1,...,29}。根据不同的r值可以生成不同ZC序列。为了获取恒包络序列，需要将ZC序列映射为共轭对称形式，即：
NZP表示插入的零的数量，的总长度为NFFT＝NZP+N。将/>进行NFFT点的IFFT运算，得到时域离散信号/>
其中Re{PZC(m)},Im{PZC(m)}分别为PZC(m)的实部和虚部，将进行相位调制得到离散时域CE信号/>
其中为A为载波信号幅值，2πh为调制指数。
为了将参考信号序列映射到用户子载波上，首先将时域CE信号通过NFFT点FFT变换到频域，得到其中
再将频域信号通过频域偏移映射到分配给用户的频域子载波上，偏移量Nshift＝ξu,1-1+N/2，最终生成的参考信号为PCE＝[PCE(1),…,PCE(NFFT)]T，其中
用户u的参考信号序列Pu＝[Pu(1),…,Pu(NFFT)]T，若用户采用频分复用的方式进行区分，则Pu＝PCE，否则，若用户分配了相同的频率资源，为了区分不同用户参考信号，可以通过对基序列PCE进行不同的相位旋转得到不同的参考信号序列，因此，用户u的参考信号序列为Pu为：
表示向上取整。
步骤4：时域插入DMRS。对于用户u，将步骤2和步骤3得到的数据信号向量和参考信号向量Pu根据数据符号和参考信号位置指示Γd和Γp进行映射得到时域发送符号/>其中Su,j＝[Su,j(1),…,Su,j(NFFT)]T，表达式为：
其中jd∈Γd,jp∈Γp。
步骤5：频域-时域转换。对步骤4得到的发送信号Su进行IFFT，得到时域发送信号其中su,j＝[su,j(1),…,su,j(m),…,su,j(NFFT)]T(m＝1,…,NFFT)，表达式为：/>最后，在时域信号su,j上添加长度为NCP的循环前缀(Cyclic Prefix,CP)，得到最终时域发送符号并通过发射天线发送。
接收端：
步骤6：时域-频域转换。基站接收到信号后进行去CP操作，得到时域接收信号其中/>再进行FFT操作得到频域待检测信号/> 表示接收天线r上的频域接收信号，其中Yr,j＝[Yr,j(1),…,Yr,j(NFFT)]T，变换公式为：/>yr,j(m)是yr,j的第m个元素。接收符号向量可以用矩阵表示为：
Y＝HS+W
其中，H为信道频域响应矩阵，S为频域发送符号，W为加性复高斯白噪声向量。
步骤7：信道估计。按照已知的导频位置Γp，从第r根接收天线的接收信号Yr中取出对应的检测信号利用频域检测信号/>导频Pu和用户子载波位置Ξu，使用某种信道估计方法得到接收天线r与用户u之间的信道估计值/>然后得到频域信道估计
步骤8：信道均衡与数据解调。根据信道估计值对频域接收信号Y进行信道均衡，然后进行星座符号解调，得到发送的数据比特流。
本发明的有益效果为：本发明通过将信号进行相位调制，得到时域上具有0dBPAPR的恒包络序列，作为上行多址接入链路的DMRS在接收端进行信道估计获取信道状态信息。与传统ZC序列相比，降低了PAPR，提高了放大器效率，且通过频分或者相位旋转进行上行用户信道的区分。
附图说明
图1为实施例1的2用户分配相同频率资源示意图。
图2为实施例2的2用户分配不同频率资源示意图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例，详细描述本发明的技术方案：
实施例1：
下面以用户数U＝2，接收天线NR为1，循环前缀NCP＝64，调制符号采用π/2BPSK调制，每个用户分配N＝72个子载波，总载波数NFFT＝1024的上行π/2BPSK DFT-s-OFDM系统，一帧包含Ns＝14个OFDM符号。用于用户数据传输的符号集合为Γd＝[1,3,4,5,7,8,9,11,12,13]，数据符号数Nd＝10，用于用户DMRS传输的符号集合为Γp＝[2,6,10,14]，DMRS符号数为Np＝4。假设给用户1和用户2分配的子载波编号为Ξ＝[1,…,72]，相位调制时幅度A＝1，调制指数2πh＝1，信道估计采用DFT信道估计，信道均衡采用迫零(Zero Forcing,ZF)均衡，为例介绍本发明的具体实施方式。
用u(u＝1,2)表示用户编号，r(r＝1)表示接收天线编号，j(j＝1,…,14)表示OFDM符号编号，jd(jd∈Γd)表示数据符号编号，jp(jp∈Γp)表示DMRS符号编号。
步骤1：产生信息比特流。以用户u的第jd个OFDM符号为例，产生信息比特
步骤2：数据调制与子载波映射。将用户u第jd个符号的发送信息比特进行π/2BPSK星座映射，产生长度为72的调制信号：
然后将进行72点DFT变换，得到频域信号其中
通过子载波映射，将用户调制信号放置到分配的子载波上，给用户1和用户2分配的子载波资源均为Ξ＝[1,…,72]，经过子载波映射后的频域信号为其中
步骤3：产生CE-DMRS序列。不同用户的DMRS序列通过对基序列进行不同的相位旋转进行区分。首先生成一个Zadeoff-Chu序列PZC＝[PZC(1),…,PZC(35)]，其中
PZC(m)＝xq((m-1)modLZC),m＝1,2,…,35
其中LZC＝35表示ZC序列长度，xq的表达式为：
表示向下取整，令r＝3，生成ZC基序列。为了获取恒包络序列，需要将ZC序列映射为共轭对称形式，即：
NZP＝1024-72＝952表示插入的零的数量，的总长度为NFFT＝1024。将/>进行1024点的IFFT运算，得到时域离散信号/>
其中Re{PZC(m)},Im{PZC(m)}分别为PZC(m)的实部和虚部，将进行相位调制得到离散时域CE信号/>
为了将参考信号序列映射到用户子载波上，首先将时域CE信号通过1024点FFT变换到频域，得到其中
再将频域信号通过频域偏移映射到分配给用户的频域子载波上，偏移量Nshift＝36，最终生成的参考信号为PCE＝[PCE(1),…,PCE(1024)]T，其中
用户u的参考信号序列Pu＝[Pu(1),…,Pu(1024)]T，由于2个用户分配了相同的频率资源，为了区分不同用户参考信号，通过对基序列PCE进行不同的相位旋转得到不同的参考信号序列，因此，用户u的参考信号序列为Pu为：
Pu＝PCE.*exp(j2π.*[0,…,1023].*(u-1)/2)
步骤4：时域插入DMRS。对于用户u，将步骤2和步骤3得到的数据信号向量和参考信号向量Pu根据数据符号和参考信号位置指示Γd和Γp进行映射得到时域发送符号Su＝[Su,1,…,Su,14]，其中Su,j＝[Su,j(1),…,Su,j(1024)]T，表达式为：
其中jd∈Γd,jp∈Γp。
步骤5：频域-时域变换。对步骤4得到的发送信号Su进行IFFT，得到时域发送信号su＝[su,1,…,su,14]，其中su,j＝[su,j(1),…,su,j(m),…,su,j(1024)]T(m＝1,…,1024)，表达式为：最后，在时域信号su,j上添加长度为64的CP，得到最终时域发送符号并通过发射天线发送。
接收端：
步骤6：时域-频域转换。将时域接收信号进行去循环前缀操作，得到时域接收信号y＝[y1]，其中y＝[y1,…,y14]，再进行FFT操作得到频域待检测信号Y＝[Y1]＝[Y1,…,Y14]，用矩阵的形式可以表示为：其中，Yj＝[Yj(1),…,Yj(1024)]T，FFT计算公式为：/>yj(m)是yj的第m个元素。
步骤7：信道估计。根据DMRS符号位置Γp和用户子载波位置指示Ξ＝[1,…,72]取出对应的检测信号Yu,p＝[Yu,2,Yu,6,Yu,10,Yu,14]，其中使用频域检测信号Yu,p和对应位置的参考信号Pu＝[Pu(1),…,Pu(72)]T，采用LS信道估计方法得到DMRS位置的频域信道估计值/>其中/>对LS信道估计结果进行IDFT操作：
得到忽略最大信道时延L后的仅包含噪声的信道系数：
然后将剩余的L个信道系数进行DFT操作变换到频域：
得到DFT信道估计结果再通过时域线性插值得到所有符号位置的信道估计值/>
步骤8：信道均衡与数据解调。取出用户u的频域数据接收信号和对应符号的信道估计值/>进行迫零信道均衡，得到均衡后数据/>
对均衡后的数据进行星座解映射恢复发送数据比特流。
实施例2：
下面以用户数U＝2，接收天线NR为1，循环前缀NCP＝64，调制符号采用π/2BPSK调制，每个用户分配N＝72个子载波，总载波数NFFT＝1024的上行π/2BPSK DFT-s-OFDM系统，一帧包含Ns＝14个OFDM符号。用于用户数据传输的符号集合为Γd＝[1,3,4,5,7,8,9,11,12,13]，数据符号数Nd＝10，用于用户DMRS传输的符号集合为Γp＝[2,6,10,14]，DMRS符号数为Np＝4。假设给用户1分配的子载波编号Ξ1＝[1,…,72]，给用户2分配的子载波编号为Ξ2＝[73,…,144]，相位调制时幅度A＝1，调制指数2πh＝1，信道估计采用LS信道估计，信道均衡采用ZF均衡，为例介绍本发明的具体实施方式。
用u(u＝1,2)表示用户编号，r(r＝1)表示接收天线编号，j(j＝1,…,14)表示OFDM符号编号，jd(jd∈Γd)表示数据符号编号，jp(jp∈Γp)表示DMRS符号编号。
步骤1：产生信息比特流。以用户u的第jd个OFDM符号为例，产生信息比特
步骤2：数据调制与子载波映射。将用户u第jd个符号的发送信息比特进行π/2BPSK星座映射，产生长度为72的调制信号：
然后将进行72点DFT变换，得到频域信号其中
通过子载波映射，将用户调制信号放置到分配的子载波上，给用户u分配的子载波资源为Ξu，经过子载波映射后的频域信号为其中
步骤3：产生CE-DMRS序列。不同用户通过不同子载波进行区分，可以共用一个参考信号序列。首先生成一个Zadeoff-Chu序列PZC＝[PZC(1),…,PZC(35)]，其中
PZC(m)＝xq((m-1)modLZC),m＝1,2,…,35
其中LZC＝35表示ZC序列长度，xq的表达式为：
表示向下取整，令r＝3，生成ZC基序列。为了获取恒包络序列，需要将ZC序列映射为共轭对称形式，即：
NZP＝1024-72＝952表示插入的零的数量，的总长度为NFFT＝1024。将/>进行1024点的IFFT运算，得到时域离散信号/>
其中Re{PZC(m)},Im{PZC(m)}分别为PZC(m)的实部和虚部，将进行相位调制得到离散时域CE信号/>
为了将参考信号序列映射到用户子载波上，首先将时域CE信号通过1024点FFT变换到频域，得到其中
再将频域信号通过频域偏移映射到分配给用户u的频域子载波上，偏移量Nu,shift＝Ξu[1]+35，最终生成的参考信号为PCE＝[PCE(1),…,PCE(1024)]T，其中
用户u的参考信号序列Pu＝[Pu(1),…,Pu(1024)]T，由于2个用户分配了不同的频率资源，可以使用相同的参考信号序列，因此，用户u的参考信号序列为Pu为：
Pu＝PCE
步骤4：时域插入DMRS。对于用户u，将步骤2和步骤3得到的数据信号向量和参考信号向量Pu根据数据符号和参考信号位置指示Γd和Γp进行映射得到时域发送符号Su＝[Su,1,…,Su,14]，其中Su,j＝[Su,j(1),…,Su,j(1024)]T，表达式为：
其中jd∈Γd,jp∈Γp。
步骤5：频域-时域变换。对步骤4得到的发送信号Su进行IFFT，得到时域发送信号su＝[su,1,…,su,14]，其中su,j＝[su,j(1),…,su,j(m),…,su,j(1024)]T(m＝1,…,1024)，表达式为：最后，在时域信号su,j上添加长度为64的CP，得到最终时域发送符号并通过发射天线发送。
接收端：
步骤6：时域-频域转换。将时域接收信号进行去循环前缀操作，得到时域接收信号y＝[y1]，其中y＝[y1,…,y14]，再进行FFT操作得到频域待检测信号Y＝[Y1]＝[Y1,…,Y14]，用矩阵的形式可以表示为：其中，Yj＝[Yj(1),…,Yj(1024)]T，FFT计算公式为：/>yj(m)是yj的第m个元素。
步骤7：信道估计。根据DMRS符号位置Γp和用户子载波位置指示Ξu取出用户u对应的检测信号Yu,p＝[Yu,2,Yu,6,Yu,10,Yu,14]，其中使用频域检测信号Yu,p和对应位置的参考信号Pu＝[Pu(Ξu[1]),…,Pu(Ξu[72])]T，采用LS信道估计方法得到DMRS位置的频域信道估计值/>其中/>再通过时域线性插值得到所有符号位置的信道估计值/>
步骤8：信道均衡与数据解调。取出用户u的频域数据接收信号和对应符号的信道估计值/>进行迫零信道均衡，得到均衡后数据/>
对均衡后的数据进行星座解映射恢复发送数据比特流。

Claims (1)

1.一种上行多址接入链路的低PAPR解调参考信号传输方法，定义系统接收天线数为NR，上行用户数为U，系统子载波为NFFT，每个用户占用子载波数为N，一个时隙内有Ns个OFDM符号；用户编号用u表示，u＝1,2,…,U，接收天线编号用r表示，r＝1,2,…,NR，OFDM符号编号用j表示，j＝1,2,…,Ns，l表示子载波编号，l＝1,2,…,NFFT；用户数据采用M阶星座调制，其中用于用户数据传输的OFDM符号集合为Nd为数据传输符号数，用于用户DMRS传输的OFDM符号集合为/>Np为DMRS传输符号数；其特征在于，所述方法包括以下步骤：
发射端：
步骤1：定义用户u占用子载波数为N，采用π/2BPSK数据调制，对于第jd个OFDM符号，jd∈Γd，发送信息比特为
步骤2：将用户u第jd个符号的发送信息比特bu,jd进行M阶星座映射，产生长度为N的频域信号通过子载波映射，将用户调制信号放置到分配的子载波上，给用户u分配的子载波资源为Ξu＝[ξu,1,…,ξu,N]，经过子载波映射后的频域信号为
步骤3：生成Zadeoff-Chu序列PZC，再将ZC序列进行共轭对称操作，离散傅里叶变换和相位调制获得时域恒包络序列通过傅里叶变换将参考信号变换到频域，通过频域偏移映射到用户子载波上，得到恒包络参考信号PCE＝[PCE(1),…,PCE(NFFT)]T；
步骤4：对于用户u，将步骤2和步骤3得到的数据信号向量和参考信号向量Pu根据数据符号和参考信号位置指示Γd和Γp进行映射得到时域发送符号/>
步骤5：将步骤4得到的发送符号向量Su依次进行IFFT、和加循环前缀得到时域发送信号，通过发射天线发送；
接收端：
步骤6：基站将接收信号进行去循环前缀，FFT操作后获得频域待检测信号Y；
步骤7：按照已知的导频位置Γp，从第r根接收天线的接收信号Yr中取出对应的检测信号利用频域检测信号/>导频Pu和用户子载波位置Ξu，使用信道估计方法得到接收天线r与用户u之间的信道估计值/>然后得到频域信道估计/>
步骤8：根据信道估计值对频域接收信号Y进行信道均衡，然后进行星座符号解调，得到发送的数据比特流。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117376075A (zh) * 2023-11-21 2024-01-09 电子科技大学 基于能耗的自适应非正交上行多址接入方法

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