CN108650007A - 一种基于空频自适应滤波的高可靠信道均衡方法 - Google Patents

Abstract

一种基于空频自适应滤波的高可靠信道均衡方法，在发送端将待发射的数据分块，然后在每个数据块的末尾加上独特字；发送端发送信号到达接收端并在接收端经过定时同步预处理后，截取接收到的导频；然后分别将各路天线的接收导频变换到频域；再在频域内计算接收导频的自相关矩阵与互相关矢量，从而计算自适应权值；接收端将接收到的数据进行分块并变换到频域，再利用自适应权值对每根天线上的接收数据块进行空频滤波合并，然后将数据块变换到时域，再进行去独特字操作，实现信道的均衡。本发明提出的方法在无线通信系统中的视距和非视距两种环境中均有效，对多径自干扰和外部干扰具备一定抑制能力，有效提高通信链路在复杂电磁环境中的生存能力。

Description

一种基于空频自适应滤波的高可靠信道均衡方法

技术领域

本发明属于无线通信领域，涉及一种基于空频自适应滤波的高可靠信道均衡方法。

背景技术

当今社会，通信技术日新月异，而无线通信也日益得到越来越广泛的应用。集传播环境开放、接收信号的地理环境多样、通信用户随机移动三大特点于一身的无线通信信道极其复杂，这样无线通信系统的各种应用场景不能再用传统的AWGN模型一并论之。无线通信系统的电磁传输有视距(LOS)传播和非视距(NLOS)传播两种方式。NLOS传播是指发射端和接收端之间不存在直达径，发射信号经过障碍物的反射、折射、衍射、散射、绕射等作用由多条路径到达接收端的一种传播方式。NLOS传播使接收信号遭受严重的频率选择性衰落，对宽带无线传输速率和质量的提高影响很大。在NLOS传播环境下，研究对抗多径衰落和利用多径信号的技术，不但能提高传输性能，而且能提高无线覆盖范围，降低对无线设备安装的要求。因此，研究NLOS传播问题以及相关技术有着重要的意义。

在NLOS环境中，无线信道可以建模为服从瑞利衰落的多径延时信道，且来波方向存在角度扩展，具有多径干扰。空频自适应滤波可以有效抵抗系统本身的多径干扰，同时其对外来的窄带干扰和宽带干扰也具有一定的抵抗能力，在复杂电磁环境实现高可靠的信道均衡。另外，具有鲁棒性。由于频域实现的独特方式，相比于传统空时均衡，空频自适应均衡的权值计算复杂度大大降低。

发明内容

本发明的目的在于克服上述现有技术的缺点，提供一种基于空频自适应滤波的高可靠信道均衡方法。

为达到上述目的，本发明采用以下技术方案予以实现：

一种基于空频自适应滤波的高可靠信道均衡方法，包括下述步骤：

步骤一：在发送端将待发射的数据分块，然后在每个数据块的末尾加上独特字；

步骤二：发送端发送信号到达接收端并在接收端经过定时同步预处理后，截取接收到的导频；然后分别将各路天线的接收导频变换到频域；再在频域内计算接收导频的自相关矩阵与互相关矢量，从而计算自适应权值；

步骤三：接收端将接收到的数据进行分块并变换到频域，再利用步骤二得到的自适应权值对每根天线上的接收数据块进行空频滤波合并，然后将数据块变换到时域，再进行去独特字操作，实现信道的均衡。

本发明进一步的改进在于，步骤一的具体过程如下：

信号帧包括集中式导频和数据两部分，导频部分用于计算自适应权值；在信号帧结构的基础上，在发送端将待发射的数据进行分块并在每个数据块的末尾添加独特字，且一个完整数据块的长度与导频的长度相同。

本发明进一步的改进在于，步骤二的具体过程如下：

2-1)接收端第m根天线收到的对应导频的接收信号为y_m，经过DFT变换到频域Y_m＝Fy_m；其中，F为DFT归一化矩阵；空频自适应波束形成为：

其中W_m∈C^N×1

其中，W_m∈C^N×1是第m个接收天线的频域自适应权值，其对应的时域变换W_m＝F_Tw_m，w_m为频域自适应权值的时域，F_T∈C^N×(T+1)由F的第一列和后T列矢量构成，从而将频域自适应权值所对应的时域权值约束为仅有T+1个抽头系数；将其带入空频自适应波束形成的表达式，得到空频自适应波束形成的结果

2-2)接收端根据接收所得到的导频Y和理想导频s通过MMSE准则：求解得其维纳解w为：

w＝R^-1p

其中，S为理想导频s频域：S＝Fs；自相关矩阵R＝Y^HY；互相关矢量p＝Y^HS；自相关矩阵R由M×M个子块构成，每个子块都为标准的托普利兹矩阵，所得维纳解即为自适应权值。

本发明进一步的改进在于，步骤三的具体过程如下：

将自适应权值w经DFT变到频域W＝F_Tw，利用自适应权值的频域W对各数据块进行频域均衡

其中，为第m根天线接收数据的第i块；将进行IDFT变换到时域，去掉数据块末尾的独特字，完成信道的均衡。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

1)与现有单载波频域均衡(SC-FDE)技术相比，本发明提供的信道均衡方法，利用期望信号与干扰信号的信道差异性，自适应地增强期望来波信号，抑制其他方向的干扰，具备一定抗干扰能力，能够在复杂电磁环境实现高可靠均衡；

2)本发明提出的方法通过空域与频域的联合处理，对频选信道进行均衡，在无线通信系统的非视距环境中有效，当信道长度一旦超过UW长度，SC-FDE性能极具恶化。相比之下，对多径自干扰和外部干扰具备一定抑制能力，有效提高通信链路在复杂电磁环境中的生存能力。

进一步的，与传统自适应空时均衡方法相比，利用本发明的空频均衡方法计算得到的接收信号自相关矩阵R由M×M个子块构成，每个子块都为标准的托普利兹矩阵。相对于现有技术中复杂度较大的对托普利兹矩阵的高效求逆方法，本发明提出的空频自适应均衡方法的实现复杂度大大降低。

附图说明

图1为本发明采用的系统模型框图；

图2为本发明采用的信号帧结构图；

图3为本发明采用的空频均衡处理的过程示意图；

图4为本发明同对比方案在不同信道长度且无干扰情况下的BER性能示意图；

图5为本发明在有干扰情况下的BER性能示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步详细描述：

本发明的方法包括以下步骤：

步骤一：发射端数据分块加独特字(Unique word，记为：UW)：在发送端将待发射的数据分块，然后在每个数据块的末尾加上独特字；具体过程如下：

信号帧包括集中式导频和数据两部分，导频部分用于计算自适应权值；在信号帧结构的基础上，在发送端将待发射的数据进行分块并在每个数据块的末尾添加独特字，且一个完整数据块的长度与导频的长度相同。

步骤二：自适应权值计算：发送端发送信号到达接收端并在接收端经过定时同步预处理后，截取接收到的导频；然后分别将各路天线的接收导频经DFT变换到频域；再在频域内计算接收导频的自相关矩阵与互相关矢量，从而计算自适应权值；具体过程如下：

2-1)接收端第m根天线收到的对应导频的接收信号为y_m，经过DFT变换到频域Y_m＝Fy_m；其中，F为DFT归一化矩阵；空频自适应波束形成为：

其中W_m∈C^N×1

其中W_m∈C^N×1是第m个接收天线的频域自适应权值，其对应的时域变换W_m＝F_Tw_m，w_m为频域自适应权值的时域，F_T∈C^N×(T+1)由F的第一列和后T列矢量构成，从而将频域自适应权值所对应的时域权值约束为仅有T+1个抽头系数；将其带入空频自适应波束形成的表达式，得到空频自适应波束形成的结果

2-2)接收端根据接收所得到的导频Y和理想导频s通过MMSE准则：求解得其维纳解w为：

w＝R^-1p

其中S为理想导频s频域：S＝Fs；自相关矩阵R＝Y^HY；互相关矢量p＝Y^HS；自相关矩阵R由M×M个子块构成，每个子块都为标准的托普利兹矩阵，所得维纳解即为自适应权值。

步骤三：空频均衡与信号合并：接收端将接收到的数据进行分块并经DFT变换到频域，再利用步骤二得到的自适应权值对每根天线上的接收数据块进行空频滤波合并，然后把数据块经IDFT变换到时域，再进行去UW操作，实现信道的均衡。具体过程如下：

计算得到自适应权值w后将其DFT变到频域W＝F_Tw，利用自适应权值的频域W对各数据块进行频域均衡

其中，为第m根天线接收数据的第i块；将进行IDFT变换到时域，去掉块末尾的UW，完成信道的均衡。

下面通过一个实施例对本发明进行详细描述。

参见图1-5，本发明适用的系统模型参见图1。在本发明的NLOS系统模型中，发射端采用单天线，接收端是由M根天线组成的天线阵列(可以是均匀线阵(ULA)或均匀弧阵(UCA)等，后续仿真结果是基于均匀线阵进行的)。无线信道模型是服从瑞利衰落的多径延时信道，用户在接收端被P＞＞1个本地散射体所环绕，发射端与接收端之间的信道矩阵为其中，由P个多径信道叠加而成。表示入射信号在第l个信道延时处的第p条子径上的复增益，并且彼此之间都是独立同分布的。导向向量具有形式：这里d是阵元间距，λ是信号波长，θ_l,p表示在第l个信道延时处的第p个入射信号的DOA中心角度。另外，每个用户的入射信号会被约束在角度扩展θ_as之内。

图2为本发明采用的信号帧结构。信号帧包括集中式导频和数据两部分，导频部分用于计算自适应权值；在信号帧结构的基础上，将待发射的数据进行分块并在数据块的末尾添加Unique word，且一个完整数据块的长度应与导频长度相同。后续仿真过程中，导频部分采用BPSK调制，数据部分采用QPSK调制。

图3为本发明空频均衡处理的过程示意图。其处理的流程类似单载波频域均衡，不同之处在于权值的计算方式。其计算方式如下：

接收端第m根天线收到的对应导频的接收信号为y_m，经过DFT变换到频域：Y_m＝Fy_m；F为DFT归一化矩阵。空频自适应波束形成为：

其中W_m∈C^N×1是第m个接收天线的频域自适应权值，其对应的时域为W_m＝F_Tw_m，w_m为频域自适应权值的时域，F_T∈C^N×(T+1)由F的第一列和后T列矢量构成，从而将频域自适应权值所对应的时域权值约束为仅有T+1个抽头系数。将其带入自适应波束形成的表达式，得到：

接收端根据所得导频Y和理想导频s计算出自适应权值；自适应权值通过MMSE准则：求解得其维纳解为：

w＝R^-1p

其中S为理想导频s频域：S＝Fs；自相关矩阵R＝Y^HY；互相关矢量p＝Y^HS。自相关矩阵R由M×M个子块构成，每个子块都为标准的托普利兹矩阵。

计算得到自适应权值w后将其DFT变到频域W＝F_Tw，利用自适应权值的频域W对各数据块进行频域均衡

其中为第m根天线接收数据的第i块。将进行IDFT变换到时域，去掉块末尾的UW完成均衡。

图4为本发明同对比方案(单载波频域均衡)的BER性能示意图。参数设置为：接收端的天线数M＝4，每个数据块512个符号，其中UW长度为64。空时均衡权值的时域约束长度为64，本地散射体个数P＝100，基带等效信道长度L分别为10、20、40、60、80、100、120，信号和来波中心角度为0度，角度扩展为180度。仿真结果可以看出：信道长度在UW长度以内时，SC-FDE可以有效均衡，BER性能优于自适应空频均衡。然而，当信道长度一旦超过UW长度，SC-FDE性能极具恶化。相比之下，自适应空频均衡可以有效抑制多径自干扰，即使信道长度远超UW长度也能实现可靠均衡。

图5为本发明在有干扰情况下的BER性能示意图。参数设置与图4基本相同，信干比SIR＝0dB。仿真表明，所提空频自适应均衡方案对外部干扰也具备一定鲁棒性，有效提高通信链路在复杂电磁环境中的生存能力。

以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种基于空频自适应滤波的高可靠信道均衡方法，其特征在于，包括下述步骤：

步骤一：在发送端将待发射的数据分块，然后在每个数据块的末尾加上独特字；

步骤二：发送端发送信号到达接收端并在接收端经过定时同步预处理后，截取接收到的导频；然后分别将各路天线的接收导频变换到频域；再在频域内计算接收导频的自相关矩阵与互相关矢量，从而计算自适应权值；

步骤三：接收端将接收到的数据进行分块并变换到频域，再利用步骤二得到的自适应权值对每根天线上的接收数据块进行空频滤波合并，然后将数据块变换到时域，再进行去独特字操作，实现信道的均衡。

2.如权利要求1所述的基于空频自适应滤波的高可靠信道均衡方法，其特征在于，步骤一的具体过程如下：

信号帧包括集中式导频和数据两部分，导频部分用于计算自适应权值；在信号帧结构的基础上，在发送端将待发射的数据进行分块并在每个数据块的末尾添加独特字，且一个完整数据块的长度与导频的长度相同。

3.如权利要求1所述的基于空频自适应滤波的高可靠信道均衡方法，其特征在于，步骤二的具体过程如下：

2-1)接收端第m根天线收到的对应导频的接收信号为y_m，经过DFT变换到频域Y_m＝Fy_m；其中，F为DFT归一化矩阵；空频自适应波束形成为：

其中W_m∈C^N×1

其中，W_m∈C^N×1是第m个接收天线的频域自适应权值，其对应的时域变换W_m＝F_Tw_m，w_m为频域自适应权值的时域，F_T∈C^N×(T+1)由F的第一列和后T列矢量构成，从而将频域自适应权值所对应的时域权值约束为仅有T+1个抽头系数；将其带入空频自适应波束形成的表达式，得到空频自适应波束形成的结果

2-2)接收端根据接收所得到的导频Y和理想导频s通过MMSE准则：求解得其维纳解w为：

w＝R^-1p

其中，S为理想导频s频域：S＝Fs；自相关矩阵R＝Y^HY；互相关矢量p＝Y^HS；自相关矩阵R由M×M个子块构成，每个子块都为标准的托普利兹矩阵，所得维纳解即为自适应权值。

4.如权利要求3所述的基于空频自适应滤波的高可靠信道均衡方法，其特征在于，步骤三的具体过程如下：

将自适应权值w经DFT变到频域W＝F_Tw，利用自适应权值的频域W对各数据块进行频域均衡

其中，为第m根天线接收数据的第i块；将进行IDFT变换到时域，去掉数据块末尾的独特字，完成信道的均衡。