CN110535796B - 一种低复杂度空频自适应抗干扰信道均衡方法 - Google Patents

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CN110535796B CN201910654838.5A CN201910654838A CN110535796B CN 110535796 B CN110535796 B CN 110535796B CN 201910654838 A CN201910654838 A CN 201910654838A CN 110535796 B CN110535796 B CN 110535796B
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Abstract

一种低复杂度空频自适应抗干扰信道均衡方法，在发送端将数据分块，在每个数据块的末尾加上UW；然后，发送信号到达接收端并经过定时同步预处理后，截取接收到的导频。分别将各路天线的接收导频经过DFT变换到频域。在频域对接收导频进行子带切分，并计算各子带的最优时域自适应权值；将接收到的数据进行分块并经过DFT变换到频域，并以同样的方法进行子带切分，求得各子带自适应权值后，接收端对每根天线上的接收数据块进行子带空频均衡并合并，然后把数据块变换到时域，进行去UW操作。本发明在无线通信系统中的视距和非视距两种环境中均有效，对多径自干扰和外部干扰具备一定抑制能力，有效提高通信链路在复杂电磁环境中的生存能力。

Description

一种低复杂度空频自适应抗干扰信道均衡方法
技术领域
本发明属于无线通信领域，涉及一种低复杂度空频自适应抗干扰信道均衡方法。
背景技术
当今社会，通信技术日新月异，而无线通信也日益得到越来越广泛的应用。集传播环境开放、接收信号的地理环境多样、通信用户随机移动三大特点于一身的无线通信信道极其复杂，这样无线通信系统的各种应用场景不能再用传统的AWGN模型一并论之。无线通信系统的电磁传输有视距(LOS)传播和非视距(NLOS)传播两种方式。NLOS传播是指发射端和接收端之间不存在直达径，发射信号经过障碍物的反射、折射、衍射、散射、绕射等作用由多条路径到达接收端的一种传播方式。NLOS传播使接收信号遭受严重的频率选择性衰落，对宽带无线传输速率和质量的提高影响很大。在NLOS传播环境下，研究对抗多径衰落和利用多径信号的技术，不但能提高传输性能，而且能提高无线覆盖范围，降低对无线设备安装的要求。因此，研究NLOS传播问题以及相关技术有着重要的意义。
在NLOS环境中，无线信道可以建模为服从瑞利衰落的多径延时信道，且来波方向存在角度扩展，具有多径干扰。子带空频自适应滤波可以有效抵抗系统本身的多径干扰，同时其对外来的窄带干扰和宽带干扰也具有一定的抵抗能力，在复杂电磁环境实现高可靠的信道均衡。另外，具有鲁棒性。由于频域实现的独特方式，相比于传统空时均衡，子带空频自适应均衡可以通过调整子带数目，以牺牲部分可靠性为代价，大幅降低计算复杂度。
发明内容
本发明的目的在于克服上述现有技术的缺点，提供一种低复杂度空频自适应抗干扰信道均衡方法。
为达到上述目的，本发明采用以下技术方案予以实现：
一种低复杂度空频自适应抗干扰信道均衡方法，包括下述步骤：
步骤一：在发送端将发送信号分块，得到数据块，在每个数据块的末尾加上UW，发送给接收端；
步骤二：接收端接收到信号后，截取各路天线的接收到的导频，并将接收到的导频经过DFT变换到频域，并在频域内将接收到的导频均匀切分为不同的子带，每个子带由相邻的子载波构成；针对每个子带计算自相关矩阵与互相关矢量，再根据相应自相关矩阵与互相关矢量计算各个子带的自适应权值；
步骤三：接收端利用各子带的自适应权值对各路天线的各个子带接收数据块进行空频均衡，再将各子带空频均衡与数据块整合，并变换到时域，进行去UW操作。
本发明进一步的改进在于，发送信号的信号帧结构包括集中式导频和数据，集中式导频和数据块长度相同。
本发明进一步的改进在于，步骤二的具体过程如下：
3-1)接收端第m根天线收到的对应导频的接收信号为ym∈CN×1，其中N为数据块的长度；经过DFT变换到频域：Ym＝Fym；F为N×N维DFT归一化矩阵；空频自适应波束形成为：
Figure BDA0002136541540000021
其中Wm∈CN×1 (1)
其中Wm∈CN×1是第m根接收天线的频域自适应权值，M为接收天线的个数；
3-2)将频域接收信号Ym、第m根接收天线的频域自适应权值Wm和发送端已知导频的频域表达S分别按照Q个子带切分为子矢量：
S＝[(S(1))T (S(2))T … (S(Q))T]T (2)
Figure BDA0002136541540000022
Figure BDA0002136541540000023
对第q个子带的频域自适应权值引入时域约束
Figure BDA0002136541540000031
得到
Figure BDA0002136541540000032
其中，
Figure BDA0002136541540000033
为第m条天线第q个子带的频域自适应权值，
Figure BDA0002136541540000034
为
Figure BDA0002136541540000035
对应的时域自适应权值，令K＝N/Q，
Figure BDA0002136541540000036
由
Figure BDA0002136541540000037
的第一列和后
Figure BDA0002136541540000038
列矢量构成，
Figure BDA0002136541540000039
是K×K维DFT归一化矩阵，LUW是UW的长度；
3-3)通过求解MMSE问题获得空频自适应的最优权值：
Figure BDA00021365415400000310
将时域自适应权值
Figure BDA00021365415400000311
代入式(1)中，得到：
Figure BDA00021365415400000312
其中：
Figure BDA00021365415400000313
Figure BDA00021365415400000314
w(q)为第q个子带的时域自适应权值；
3-4)MMSE问题分解为以下Q个并行的子问题：
Figure BDA00021365415400000315
通过式(9)得到第q个子带的时域自适应权值w(q)＝inv(R(q))p(q)，其中，自相关矩阵
Figure BDA00021365415400000316
互相关矢量
Figure BDA00021365415400000317
本发明进一步的改进在于，步骤三中的具体过程如下：
接收端第m根天线收到的对应第i个数据块的接收频域接收信号为Ym(i)∈CN×1；通过式(10)得到频域结果
Figure BDA0002136541540000041
Figure BDA0002136541540000042
其中
Figure BDA0002136541540000043
为第m根天线第i个数据块对应第q个子带的频域信号；
将所得频域结果
Figure BDA0002136541540000044
经过IDFT变换到时域，去掉末尾的UW，完成均衡。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：已有的空时/空频自适应均衡需要完成MLUW×MLUW的矩阵求逆问题，其中M为接收端天线数目，计算复杂度为
Figure BDA0002136541540000045
而本发明所提出的子带空频自适应方法则需要完成Q个
Figure BDA0002136541540000049
的矩阵求逆问题，计算复杂度满足
Figure BDA0002136541540000047
因此，所提方法的复杂度约为已有方法的
Figure BDA0002136541540000048
此外，仿真结果表明，与已有方法相比，本发明所提均衡方法的误比特性能只出现了少许下降。因此，本发明能够在损失少许性能的同时大幅度降低运算复杂度。本发明在无线通信系统中的视距和非视距两种环境中均有效，对多径自干扰和外部干扰具备一定抑制能力，有效提高通信链路在复杂电磁环境中的生存能力。
附图说明
图1为本发明采用的系统模型框图；
图2为本发明采用的信号帧结构图；
图3为本发明采用的子带空频自适应均衡处理的过程示意图；
图4为本发明在不同子带频域切分且无干扰情况下的BER性能示意图；
图5为本发明在有干扰情况下的BER性能示意图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步详细描述：
本发明的一种低复杂度空频自适应抗干扰信道均衡方法，包括下述步骤：
步骤一：在发送端将发送信号分块，得到数据块，在每个数据块的末尾加上UW，发送给接收端；其中，发送信号的信号帧结构包括集中式导频和数据，集中式导频和数据块长度相同。
步骤二：接收端接收到信号后，截取各路天线的接收到的导频，并将接收到的导频经过DFT变换到频域，并在频域内将接收到的导频均匀切分为不同的子带，每个子带由相邻的子载波构成；针对每个子带计算自相关矩阵与互相关矢量，再根据相应自相关矩阵与互相关矢量计算各个子带的自适应权值；具体过程如下：
3-1)接收端第m根天线收到的对应导频的接收信号为ym∈CN×1，其中N为数据块的长度；经过DFT变换到频域：Ym＝Fym；F为N×N维DFT归一化矩阵；空频自适应波束形成为：
Figure BDA0002136541540000051
其中Wm∈CN×1 (1)
其中Wm∈CN×1是第m根接收天线的频域自适应权值，M为接收天线的个数；
3-2)将频域接收信号Ym、第m根接收天线的频域自适应权值Wm和发送端已知导频的频域表达S分别按照Q个子带切分为子矢量：
S＝[(S(1))T (S(2))T … (S(Q))T]T (2)
Figure BDA0002136541540000052
Figure BDA0002136541540000053
对第q个子带的频域自适应权值引入时域约束
Figure BDA0002136541540000054
得到
Figure BDA0002136541540000055
其中，
Figure BDA0002136541540000056
为第m条天线第q个子带的频域自适应权值，
Figure BDA0002136541540000061
为
Figure BDA0002136541540000062
对应的时域自适应权值，令K＝N/Q，
Figure BDA0002136541540000063
由
Figure BDA0002136541540000064
的第一列和后
Figure BDA0002136541540000065
列矢量构成，
Figure BDA0002136541540000066
是K×K维DFT归一化矩阵，LUW是UW的长度；
3-3)通过求解MMSE问题获得空频自适应的最优权值：
Figure BDA0002136541540000067
将时域自适应权值
Figure BDA0002136541540000068
代入式(1)中，得到：
Figure BDA0002136541540000069
其中：
Figure BDA00021365415400000610
Figure BDA00021365415400000611
w(q)为第q个子带的时域自适应权值；
3-4)MMSE问题分解为以下Q个并行的子问题：
Figure BDA00021365415400000612
通过式(9)得到第q个子带的时域自适应权值w(q)＝inv(R(q))p(q)，其中，自相关矩阵
Figure BDA00021365415400000613
互相关矢量
Figure BDA00021365415400000614
步骤三：接收端利用各子带的自适应权值对各路天线的各个子带接收数据块进行空频均衡，再将各子带空频均衡与数据块整合，并变换到时域，进行去UW操作。具体过程如下：
接收端第m根天线收到的对应第i个数据块的接收频域接收信号为Ym(i)∈CN×1；通过式(10)得到频域结果
Figure BDA0002136541540000071
Figure BDA0002136541540000072
其中
Figure BDA0002136541540000073
为第m根天线第i个数据块对应第q个子带的频域信号；
将所得频域结果
Figure BDA0002136541540000074
经过IDFT变换到时域，去掉末尾的UW，完成均衡。
本发明适用的NLOS系统模型参见图1。在本发明的NLOS系统模型中，发送端采用单天线，接收端是由M根天线组成的天线阵列(可以是均匀线阵(ULA)或均匀弧阵(UCA)等，后续仿真结果是基于均匀线阵进行的)。无线信道模型是服从瑞利衰落的多径延时信道，用户在接收端被P＞＞1个本地散射体所环绕，发送端与接收端之间的信道矩阵为
Figure BDA0002136541540000075
其中，
Figure BDA0002136541540000076
由P个多径信道叠加而成。
Figure BDA0002136541540000077
表示入射信号在第l个信道延时处的第p条子径上的复增益，并且彼此之间都是独立同分布的。导向向量
Figure BDA0002136541540000078
具有形式：
Figure BDA0002136541540000079
这里参数
Figure BDA00021365415400000710
d是阵元间距，λ是信号波长，θl,p表示在第l个信道延时处的第p个入射信号的DOA中心角度。另外，每个用户的入射信号会被约束在角度扩展θas之内。
本发明采用的信号帧结构参见图2。发送信号的信号帧结构包括集中式导频和数据，导频和数据块长度相同。
导频用于计算各子带自适应权值；在信号帧结构的基础上，在发送端将待发送的信号进行分块，得到数据块，并在每个数据块的末尾添加UW，然后发送给接收端。后续仿真过程中，导频部分采用CHU序列，数据部分采用QPSK调制。
本发明空频均衡处理的过程示意图参见图3。其处理流程类似单载波频域均衡，不同之处在于权值的计算方式。其计算方式如下：
接收端接收到信号后，截取各路天线的接收到的导频，并将接收到的导频经过DFT变换到频域，本发明中以第m根天线为例进行说明。接收端第m根天线收到的对应导频的接收信号为ym∈CN×1，其中N为数据块的长度；经过DFT变换到频域：Ym＝Fym；F为N×N维DFT归一化矩阵；空频自适应波束形成为：
Figure BDA0002136541540000081
其中Wm∈CN×1 (1)
其中Wm∈CN×1是第m根接收天线的频域自适应权值，M为接收天线的个数；
将频域接收信号Ym、第m根接收天线的频域自适应权值Wm和发送端已知导频的频域表达S分别按照Q个子带切分为子矢量：
S＝[(S(1))T (S(2))T … (S(Q))T]T (2)
Figure BDA0002136541540000082
Figure BDA0002136541540000083
对第q个子带的频域自适应权值引入时域约束
Figure BDA0002136541540000084
得到
Figure BDA0002136541540000085
其中，
Figure BDA0002136541540000086
为第m条天线第q个子带的频域自适应权值，
Figure BDA0002136541540000087
为
Figure BDA0002136541540000088
对应的时域自适应权值，令K＝N/Q，
Figure BDA0002136541540000089
由
Figure BDA00021365415400000810
的第一列和后
Figure BDA00021365415400000811
列矢量构成，
Figure BDA00021365415400000812
是K×K维DFT归一化矩阵，LUW是UW的长度。
通过求解MMSE问题获得空频自适应的最优权值：
Figure BDA00021365415400000813
将时域自适应权值
Figure BDA00021365415400000814
代入式(1)中，可以得到：
Figure BDA0002136541540000091
其中：
Figure BDA0002136541540000092
Figure BDA0002136541540000093
w(q)为第q个子带的时域自适应权值。
因此，上述MMSE问题可以分解为以下Q个并行的子问题：
Figure BDA0002136541540000094
通过式(9)得到第q个子带的时域自适应权值w(q)＝inv(R(q))p(q)，其中，自相关矩阵
Figure BDA0002136541540000095
互相关矢量
Figure BDA0002136541540000096
接收端第m根天线收到的对应第i个数据块的接收频域接收信号为Ym(i)∈CN×1；通过式(10)得到频域结果
Figure BDA0002136541540000097
Figure BDA0002136541540000098
其中
Figure BDA0002136541540000099
为第m根天线第i个数据块对应第q个子带的频域信号；
将所得频域结果
Figure BDA00021365415400000910
经过IDFT变换到时域，去掉末尾的UW，完成均衡。
图4为本发明在不同子带频域切分且无干扰情况下的BER性能示意图。参见图4，参数设置为：接收端的天线数M＝4，每个数据块512个符号，其中UW长度为64。子带切分数Q为1、2、4、8，空时均衡权值的时域约束长度为
Figure BDA0002136541540000101
当Q为1时，所提子带自适应均衡方法退化为全频带自适应均衡。本地散射体个数P＝100，基带等效信道长度L为40，信号和来波中心角度为0度，角度扩展为180度。仿真结果可以看出：随着划分子带数的增多，子带自适应空频均衡的性能略微下降，然而通过计算可以发现，计算复杂度随着Q的增加大幅降低。因此可以进行适当的子带划分，略微损失性能来大幅降低计算复杂度。
图5为本发明在有干扰情况下的BER性能示意图。参见图5，参数设置与图4基本相同，信干比SIR＝0dB。仿真表明，所提子带空频自适应均衡方案对外部干扰也具备一定鲁棒性，有效提高通信链路在复杂电磁环境中的生存能力。
以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种低复杂度空频自适应抗干扰信道均衡方法，其特征在于，包括下述步骤：
步骤一：在发送端将发送信号分块，得到数据块，在每个数据块的末尾加上UW，发送给接收端；
步骤二：接收端接收到信号后，截取各路天线的接收到的导频，并将接收到的导频经过DFT变换到频域，并在频域内将接收到的导频均匀切分为不同的子带，每个子带由相邻的子载波构成；针对每个子带计算自相关矩阵与互相关矢量，再根据相应自相关矩阵与互相关矢量计算各个子带的自适应权值；
步骤三：接收端利用各子带的自适应权值对各路天线的各个子带接收数据块进行空频均衡，再将各子带空频均衡与数据块整合，并变换到时域，进行去UW操作；具体过程如下：
接收端第m根天线收到的对应第i个数据块的接收频域接收信号为Ym(i)∈CN×1；通过式(10)得到频域结果
Figure FDA0002560993020000011
Figure FDA0002560993020000012
其中
Figure FDA0002560993020000013
为第m根天线第i个数据块对应第q个子带的频域信号；Wm为第m根接收天线的频域自适应权值，M为接收天线的个数，
Figure FDA0002560993020000014
为时域约束，
Figure FDA0002560993020000015
为第m条天线第q个子带的频域自适应权值，N为数据块的长度；
将所得频域结果
Figure FDA0002560993020000016
经过IDFT变换到时域，去掉末尾的UW，完成均衡。
2.根据权利要求1所述的一种低复杂度空频自适应抗干扰信道均衡方法，其特征在于，步骤一中，发送信号的信号帧结构包括集中式导频和数据，集中式导频和数据块长度相同。
3.根据权利要求1所述的一种低复杂度空频自适应抗干扰信道均衡方法，其特征在于，步骤二的具体过程如下：
3-1)接收端第m根天线收到的对应导频的接收信号为ym∈CN×1，其中N为数据块的长度；经过DFT变换到频域：Ym＝Fym；F为N×N维DFT归一化矩阵，N为数据块的长度；空频自适应波束形成为：
Figure FDA0002560993020000021
其中Wm∈CN×1是第m根接收天线的频域自适应权值，M为接收天线的个数；
3-2)将频域接收信号Ym、第m根接收天线的频域自适应权值Wm和发送端已知导频的频域表达S分别按照Q个子带切分为子矢量：
S＝[(S(1))T (S(2))T … (S(Q))T]T (2)
Figure FDA0002560993020000022
Figure FDA0002560993020000023
对第q个子带的频域自适应权值引入时域约束
Figure FDA0002560993020000024
得到
Figure FDA0002560993020000025
其中，
Figure FDA0002560993020000026
为第m条天线第q个子带的频域自适应权值，
Figure FDA0002560993020000027
为
Figure FDA0002560993020000028
对应的时域自适应权值，令K＝N/Q，
Figure FDA0002560993020000029
由
Figure FDA00025609930200000210
的第一列和后
Figure FDA00025609930200000211
列矢量构成，
Figure FDA00025609930200000212
是K×K维DFT归一化矩阵，LUW是UW的长度；
3-3)通过求解MMSE问题获得空频自适应的最优权值：
Figure FDA00025609930200000213
Figure FDA00025609930200000214
为关于第m根接受天线的频域自适应权值Wm的变量；
将时域自适应权值
Figure FDA00025609930200000215
代入式(1)中，得到：
Figure FDA0002560993020000031
其中：
Figure FDA0002560993020000032
Figure FDA0002560993020000033
w(q)为第q个子带的时域自适应权值，
Figure FDA0002560993020000034
为时域约束，
Figure FDA0002560993020000035
为第m条天线第q个子带的频域自适应权值，M为接收天线数；
3-4)MMSE问题分解为以下Q个并行的子问题：
Figure FDA0002560993020000036
通过式(9)得到第q个子带的时域自适应权值w(q)＝inv(R(q))p(q)，其中，自相关矩阵
Figure FDA0002560993020000037
互相关矢量
Figure FDA0002560993020000038
inv(R(q))为矩阵求逆。
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