CN106941383B - 一种基于空时滤波的突发干扰抑制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于空时滤波的突发干扰抑制方法。首先，发射端重构信号帧结构，打散部分理想导频，将分散式导频均匀镶嵌在数据块中，形成新的信号帧结构；然后，基于最小化加权均方误差准则来设计空时滤波系数，根据接收导频中含有的突发干扰信息，即接收导频的功率自适应调整权值，相当于对受到突发干扰污染的数据部分进行相应的增强加权，从而有效抑制突发干扰的影响；最后利用空时二维处理恢复数据，即先对每根天线上的接收信号进行时间滤波，然后再在各天线间进行合并，这样能够在时间和空间两个维度上去对抗非视距环境中的噪声和多径干扰。本发明提出的方法在无线通信系统中的视距和非视距两种环境中均有效，且实现难度和成本较低。

Description

一种基于空时滤波的突发干扰抑制方法
【技术领域】
本发明属于无线通信领域，涉及一种基于空时滤波的突发干扰抑制方法。
【背景技术】
当今社会，通信技术日新月异，而无线通信也日益得到越来越广泛的应用。集传播环境开放、接收信号的地理环境多样、通信用户随机移动三大特点于一身的无线通信信道极其复杂，这样无线通信系统的各种应用场景不能再用传统的AWGN模型一并论之。无线通信系统的电磁传输有视距(LOS)传播和非视距(NLOS)传播两种方式。NLOS传播是指发射端和接收端之间不存在直达径，发射信号经过障碍物的反射、折射、衍射、散射、绕射等作用由多条路径到达接收端的一种传播方式。NLOS传播使接收信号遭受严重的频率选择性衰落，对宽带无线传输速率和质量的提高影响很大。在NLOS传播环境下，研究对抗多径衰落和利用多径信号的技术，不但能提高传输性能，而且能提高无线覆盖范围，降低对无线设备安装的要求。因此，研究NLOS传播问题以及相关技术有着重要的意义。
在传统的LOS环境中，收发端之间存在一条“看得见”的通路——直达径，接收端在处理环境噪声以及外界干扰时，只需在空间一个维度上进行滤波处理即可。然而，在NLOS环境中，接收端需在时域和空域两个维度入手来改善系统性能。
在NLOS环境中，无线信道可以建模为服从瑞利衰落的多径延时信道，且来波方向存在角度扩展，具有多径干扰。空时二维处理可以有效抵抗系统本身的多径干扰，难能可贵的是其对外来的窄带干扰和宽带干扰也具有一定的抵抗能力。然而，在实际的无线通信传输环境中，突发干扰也比较常见，且突发干扰到来的时间和强度具有不确定性，此时如何保障通信系统的性能无疑是一个巨大的挑战，因此研究对抗突发干扰的技术可以有效改善NLOS通信系统的性能。
抗干扰历来是无线通信领域的重要研究课题。在无线信道中，除了存在各式各样的环境噪声外，还存在大量的无线通信系统产生的干扰，如邻道干扰、共道干扰和互调干扰等，甚至还存在一些人为的恶意干扰。传统的对抗突发干扰的手段是交织和信道编码技术相结合，交织技术将成串出错的比特分散成长度较短或单个错误比特，再利用信道编码技术进行纠正。然而，这种比特级的方式纠错能力十分有限，而且还带来了较大的时延，增加了相关通信设备的复杂性。
在持续性干扰下，前置导频和数据会同时遭受干扰，故导频中携带干扰信息，因此采用传统的集中式导频加数据的信号帧结构能够有效的对抗这种干扰。然而，当突发干扰到来时，这种传统信号帧结构的前置导频很可能不携带突发干扰的信息，这样的通信系统在NLOS环境中随时都会有瘫痪的风险，如图2-1所示。
【发明内容】
本发明的目的在于克服上述现有技术的缺点，提供一种基于空时滤波的突发干扰抑制方法。
为达到上述目的，本发明采用以下技术方案予以实现：
一种基于空时滤波的突发干扰抑制方法，包括下述步骤：
1)重构帧结构：在无线通信过程中，发射端对信号帧帧头的集中式导频块进行重构，将末端部分导频打散并均匀镶嵌于信号帧的数据块中；
2)自适应权值计算：发送信号到达接收端并经过定时同步预处理后，对接收导频进行一系列延时抽取构成导频扩展矩阵，而后依据其中蕴含的功率信息和理想导频自适应地计算用于抑制突发干扰的权值；接收导频为与导频符号相应的接收信号；
3)空时处理：求得自适应权值后，接收端利用此权值对每根天线上的接收数据分别进行时间滤波，然后再对各个天线上时间滤波后的数据进行合并。
本发明进一步的改进在于：
步骤1)发射端对信号帧帧头的集中式导频块进行重构的具体方法如下：
信号帧包括集中式导频和数据两部分，导频部分由用于进行时间和频率同步的导频1和用于计算自适应权值的导频2构成；在信号帧结构的基础上，将导频2打散并使其均匀分布在信号帧的数据部分，形成新的信号帧结构；重构后的信号帧由集中式导频1和含分散式导频2的数据两部分构成，重构前后信号帧的导频符号数及总帧长保持不变。
步骤2)计算自适应权值的具体方法如下：
2-1)接收端对每根天线上不同延迟时刻开始的接收导频进行提取，时间分集权系数的个数由时间滤波器的长度Tf决定，Tf≥1，即对第m根天线上的接收导频xm依次延时一位进行提取，形成如下Tf×Np维时间扩展矩阵：
Figure GDA0002374847040000031
其中，
Figure GDA0002374847040000032
Figure GDA0002374847040000033
为第m根天线上延迟k位得到的1×Np维提取信号；M为接收端天线个数，
Figure GDA0002374847040000034
为经信道弥散后的接收导频长度，Np为提取后的每路接收导频的长度，且有
Figure GDA0002374847040000035
Tf＝1时无时间分集，对应传统的空间分集；
将不同天线上的时间扩展矩阵按行叠放，得到如下MTf×Np维导频扩展矩阵Yp：
Figure GDA0002374847040000041
2-2)接收端根据所得导频扩展矩阵Yp和理想导频d计算出自适应权值；自适应权值求解为：
Figure GDA0002374847040000042
其中，d为1×Np维理想导频信号，di为d的第i个元素，Np为所提取接收导频的符号长度，
Figure GDA0002374847040000043
为测试MTf×1维空时自适应权矢量，
Figure GDA0002374847040000044
是最小化上面表达式的最优自适应权矢量；ψ为Np×Np的对角矩阵，
Figure GDA0002374847040000045
为对角阵ψ中主对角线上的元素，ai为
Figure GDA0002374847040000046
的第i个元素；上标H为共轭转置操作；
利用接收导频中对应部分导频1和分散式导频2的功率值确定对角阵ψ的主对角线元素，分散式导频2中含有受到突发干扰污染的数据部分的信息；此时，最优自适应权值表示为：
Figure GDA0002374847040000047
其中，R＝YpψYp H，P＝YpψdH，
Figure GDA0002374847040000048
为第m根天线上的Tf×1维时间滤波权值。
信号帧中部分导频1和分散式导频2的功率值求解，具体如下：
Yp为由部分接收导频按时间滤波器长度依次延迟一个时刻开始滑动的抽取值所组成，因而求取Yp中每列元素的功率均值作为对角阵ψ中主对角线元素的值。
步骤3)接收端进行空时处理的具体方法如下：
空时处理包括时间滤波和空间合并两个步骤；
时间滤波：接收端对M根天线上接收到的含分散式导频2的数据分别进行截取，得到如下M×Nd维数据扩展矩阵Yd：
Figure GDA0002374847040000051
其中，
Figure GDA0002374847040000052
是第m根天线上的1×Nd维接收数据行矢量，m＝0,1,…,M；
利用各个天线对应的自适应权矢量分别进行时间滤波处理，即：
Figure GDA0002374847040000053
其中，
Figure GDA0002374847040000054
为各天线分别进行时间滤波后的含分散式导频2的数据信号，
Figure GDA0002374847040000055
为各天线时间滤波后的含分散式导频2的数据信号的符号长度，
Figure GDA0002374847040000056
是第m根天线上的Tf个时间滤波权值，
Figure GDA0002374847040000057
是
Figure GDA0002374847040000058
的翻转，
Figure GDA0002374847040000059
为线性卷积操作；
空间合并：接收端将M个接收天线上时间滤波后的含分散式导频2的数据进行合并，然后再将数据中的分散式导频2进行剔除得到数据矢量
Figure GDA00023748470400000510
从中恢复出发送数据信号；
其中，
Figure GDA00023748470400000511
Figure GDA00023748470400000512
为空间合并后的纯数据信号的符号长度。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
本发明利用空时二维处理的思想对抗无线通信环境(特别是NLOS环境)下可能出现的突发干扰。空时二维处理充分利用了时间和空间两个方向上的自由度，在时间上通过提取在不同延迟开始的接收导频符号，使得接收端在处理数据时所利用的接收导频携带有多径干扰的信息，进而对每根天线分别进行时间滤波；在空间上通过对各个天线进行合并，可以有效对抗NOLS环境中的噪声和系统本身的多径干扰，并具有一定对抗外来的连续性窄带干扰和宽带干扰的能力。考虑具有一定持续期的突发干扰，且假定突发干扰主要污染含有分散式导频2的数据部分，本发明提出了一种利用空时二维滤波进行突发干扰抑制的自适应方法，例如可以利用接收导频中相应分散式导频2的功率值来自适应地调整空时滤波的权值。功率这一指标就包含了突发干扰与多径干扰的信息，相当于对受到突发干扰污染的数据进行相应的增强加权，从而有效抑制突发干扰的影响。这种方法可以对信号帧中数据部分上任意位置出现的连续突发干扰进行抑制，而不必预先判断遭受突发干扰的数据位置。此外，传统的交织、信道编码技术是在比特级进行处理，而本发明则从符号级入手对抗突发干扰。经仿真验证，本发明提出的方法在无线通信系统，特别是在非视距环境中具有一定的对抗突发干扰的能力，且实现难度和成本较低。
【附图说明】
图1为本发明采用的系统模型框图；
图2-1为传统信号帧结构及其受到突发干扰污染时的对比示意图；
图2-2为本发明采用的重构信号帧结构示意图；
图3为本发明采用的空时二维处理结构图；
图4为本发明同对比方案的BER性能示意图；
图5为本发明在SIR＝0dB及SIR＝-5dB的BER性能示意图。
【具体实施方式】
下面结合附图对本发明做进一步详细描述：
参见图1-5，本发明适用的系统模型参见图1。在本发明的NLOS系统模型中，发射端采用单天线，接收端是由M根天线组成的天线阵列(可以是均匀线阵(ULA)或均匀弧阵(UCA)等，后续仿真结果是基于均匀线阵进行的)。无线信道模型是服从瑞利衰落的多径延时信道，用户在接收端被P＞＞1个本地散射体所环绕，发射端与接收端之间的信道矩阵为
Figure GDA0002374847040000071
其中，
Figure GDA0002374847040000072
由P个多径信道叠加而成。
Figure GDA0002374847040000073
表示入射信号在第l个信道延时处的第p条子径上的复增益，并且彼此之间都是独立同分布的。导向向量
Figure GDA0002374847040000074
具有形式：
Figure GDA0002374847040000075
这里
Figure GDA0002374847040000076
d是阵元间距，λ是信号波长，θl,p表示在第l个信道延时处的第p个入射信号的DOA中心角度。另外，每个用户的入射信号会被约束在角度扩展θas之内。
图2-2为本发明采用的重构信号帧结构示意图。传统信号帧由导频和数据两部分组成，导频又细分为导频1(主要用于时间和频率同步)和导频2(主要用于数据恢复)两块。为抵抗针对信号帧数据部分的外界突发干扰，在保证重构信号帧同传统信号帧的总帧长和导频符号总数保持不变的前提下，将导频2打散后均匀嵌入数据部分，重构后的信号帧包括导频1和含分散式导频2的数据两部分。分布在数据块中的分散式导频2在受到突发干扰污染时，会携有突发干扰的信息，利用该信息可以对抗外界突发干扰。后续仿真过程中，导频部分采用BPSK调制，数据部分采用QPSK调制。
突发干扰的生成方式和数据相同，基带突发干扰符号也采用QPSK调制，受到突发干扰污染的数据部分的位置随机发生变化，每个信号帧只受到单次且具有一定持续期的突发干扰的污染，即突发干扰基带符号之间保持连续。
由图易知，传统信号帧的数据部分在遭受突发干扰污染时，集中式导频完全没有携带突发干扰的信息；而重构信号帧在遭受突发干扰污染时，相应位置嵌入的分散式导频2携有突发干扰的信息。
图3为本发明采用的空时二维处理结构图。空时处理包括时间滤波和空间合并两个步骤。
时间滤波：接收端对M根天线上接收到的含分散式导频2的数据分别进行截取，得到如下M×Nd维数据扩展矩阵Yd：
Figure GDA0002374847040000081
其中，
Figure GDA0002374847040000082
是第m根天线上的1×Nd维接收数据行矢量。
利用各个天线对应的自适应权矢量分别进行时间滤波处理，即：
Figure GDA0002374847040000083
其中，
Figure GDA0002374847040000084
为各天线分别进行时间滤波后的含分散式导频2的数据信号，
Figure GDA0002374847040000085
为各天线时间滤波后的含分散式导频2的数据信号的符号长度，
Figure GDA0002374847040000086
是第m根天线上的Tf个时间滤波权值，
Figure GDA0002374847040000087
是
Figure GDA0002374847040000088
的翻转，
Figure GDA0002374847040000089
为线性卷积操作。
空间合并：接收端将M个接收天线时间滤波后的含分散式导频2的数据进行合并，然后再将数据中的分散式导频2进行剔除得到数据矢量
Figure GDA00023748470400000810
从中恢复出发送数据信号。
空时二维处理充分利用了时间和空间两个方向上的自由度，可以有效应对信号帧数据部分遭受的突发干扰，并具有一定对抗NLOS环境中系统本身的多径干扰的能力。
图4为本发明同对比方案的BER性能示意图。参数设置为：接收端的天线数M＝4，时间滤波器的长度Tf＝20，本地散射体个数P＝100，基带等效信道长度L＝10，信号和突发干扰的来波中心方向分别是θs＝90°和θi＝60°，角度扩展均为θas＝80°，
Figure GDA0002374847040000091
SIR＝0dB。对比方案采用导频集中式的信号帧结构，即传统信号帧结构。本方案在无突发干扰时的BER性能和对比方案基本一致。当信号帧的数据部分受到具有不同持续期的突发干扰的污染时，对比方案的BER性能显著下降，对突发干扰几乎没有抵抗能力，原因是导频没有包含突发干扰的信息。本方案对信号帧中数据部分遭受的突发干扰具有一定程度的抵抗能力，在突发干扰持续时间较短时BER性能明显优于对比方案，原因是嵌入数据部分的分散式导频2携带的突发干扰信息可以自适应调整权值，以抑制突发干扰的影响。
图5为本发明在SIR＝0dB及SIR＝-5dB的BER性能示意图。参数设置与图3基本相同，本方案在SIR＝-5dB下的BER性能很接近SIR＝0dB的情况，对信号帧中数据部分遭受的突发干扰具有一定程度的抵抗能力。仿真表明，本方案在应对突发干扰的过程中具有较强的鲁棒性。
以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种基于空时滤波的突发干扰抑制方法，其特征在于，包括下述步骤：
1)重构帧结构：在无线通信过程中，发射端对信号帧帧头的集中式导频块进行重构，将末端部分导频打散并均匀镶嵌于信号帧的数据块中；发射端对信号帧帧头的集中式导频块进行重构的具体方法如下：
信号帧包括集中式导频和数据两部分，导频部分由用于进行时间和频率同步的导频1和用于计算自适应权值的导频2构成；在信号帧结构的基础上，将导频2打散并使其均匀分布在信号帧的数据部分，形成新的信号帧结构；重构后的信号帧由集中式导频1和含分散式导频2的数据两部分构成，重构前后信号帧的导频符号数及总帧长保持不变；
2)自适应权值计算：发送信号到达接收端并经过定时同步预处理后，对接收导频进行一系列延时抽取构成导频扩展矩阵，而后依据其中蕴含的功率信息和理想导频自适应地计算用于抑制突发干扰的权值；接收导频为与导频符号相应的接收信号；
3)空时处理：求得自适应权值后，接收端利用此权值对每根天线上的接收数据分别进行时间滤波，然后再对各个天线上时间滤波后的数据进行合并。
2.如权利要求1所述的基于空时滤波的突发干扰抑制方法，其特征在于，步骤2)计算自适应权值的具体方法如下：
2-1)接收端对每根天线上不同延迟时刻开始的接收导频进行提取，时间分集权系数的个数由时间滤波器的长度Tf决定，Tf≥1，即对第m根天线上的接收导频xm依次延时一位进行提取，形成如下Tf×Np维时间扩展矩阵：
Figure FDA0002393157510000021
其中，
Figure FDA0002393157510000022
Figure FDA0002393157510000023
为第m根天线上延迟k位得到的1×Np维提取信号；M为接收端天线个数，
Figure FDA0002393157510000024
为经信道弥散后的接收导频长度，Np为提取后的每路接收导频的长度，且有
Figure FDA0002393157510000025
Tf＝1时无时间分集，对应传统的空间分集；
将不同天线上的时间扩展矩阵按行叠放，得到如下MTf×Np维导频扩展矩阵Yp：
Figure FDA0002393157510000026
2-2)接收端根据所得导频扩展矩阵Yp和理想导频d计算出自适应权值；自适应权值求解为：
Figure FDA0002393157510000027
其中，d为1×Np维理想导频信号，di为d的第i个元素，Np为所提取接收导频的符号长度，
Figure FDA0002393157510000028
为测试MTf×1维空时自适应权矢量，
Figure FDA0002393157510000029
是最小化上面表达式的最优自适应权矢量；ψ为Np×Np的对角矩阵，
Figure FDA00023931575100000210
为对角阵ψ中主对角线上的元素，ai为
Figure FDA00023931575100000211
的第i个元素；上标H为共轭转置操作；
利用接收导频中对应部分导频1和分散式导频2的功率值确定对角阵ψ的主对角线元素，分散式导频2中含有受到突发干扰污染的数据部分的信息；此时，最优自适应权值表示为：
Figure FDA0002393157510000031
其中，
Figure FDA0002393157510000032
P＝YpψdH，
Figure FDA0002393157510000033
为第m根天线上的Tf×1维时间滤波权值。
3.如权利要求2所述的基于空时滤波的突发干扰抑制方法，其特征在于，信号帧中部分导频1和分散式导频2的功率值求解，具体如下：
Yp为由部分接收导频按时间滤波器长度依次延迟一个时刻开始滑动的抽取值所组成，因而求取Yp中每列元素的功率均值作为对角阵ψ中主对角线元素的值。
4.如权利要求1所述的基于空时滤波的突发干扰抑制方法，其特征在于，步骤3)接收端进行空时处理的具体方法如下：
空时处理包括时间滤波和空间合并两个步骤；
时间滤波：接收端对M根天线上接收到的含分散式导频2的数据分别进行截取，得到如下M×Nd维数据扩展矩阵Yd：
Figure FDA0002393157510000034
其中，
Figure FDA0002393157510000035
是第m根天线上的1×Nd维接收数据行矢量，m＝0,1,…,M；
利用各个天线对应的自适应权矢量分别进行时间滤波处理，即：
Figure FDA0002393157510000036
其中，
Figure FDA0002393157510000037
为各天线分别进行时间滤波后的含分散式导频2的数据信号，
Figure FDA0002393157510000041
为各天线时间滤波后的含分散式导频2的数据信号的符号长度，
Figure FDA0002393157510000042
是第m根天线上的Tf个时间滤波权值，
Figure FDA0002393157510000043
是
Figure FDA0002393157510000044
的翻转，
Figure FDA0002393157510000045
为线性卷积操作；
空间合并：接收端将M个接收天线上时间滤波后的含分散式导频2的数据进行合并，然后再将数据中的分散式导频2进行剔除得到数据矢量
Figure FDA0002393157510000046
从中恢复出发送数据信号；
其中，
Figure FDA0002393157510000047
Figure FDA0002393157510000048
为空间合并后的纯数据信号的符号长度。
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