CN102694709B - 基于dmt的高速1553b通信总线发送方法与装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及高速有线数字通信装置。为提供一种既能提高现有总线系统的传输速度同时又能够与原有总线通信兼容使用的高速系统解决方案，为达到上述目的，本发明采取的技术方案是，基于DMT的高速1553B通信总线发送装置，由一片FPGA内依次串接的如下模块构成：并行加扰模块、RS编码模块、QAM星座映射模块、块交织模块、导频插入模块、IFFT模块及共轭对称变换模块、循环扩展模块、训练符号生成模块。本发明主要应用于高速有线数字通信。

Description

基于DMT的高速1553B通信总线发送方法与装置

技术领域

涉及高速有线数字通信装置，特别是涉及使用了多载波调制方式的数字通信装置的发射机和发射方法，具体讲，基于DMT(即离散多音调制，以下简称DMT)的高速1553B通信总线发送方法与装置。

背景技术

1553B通信总线全称为数字式时分指令/响应多路传输数据总线，是1978年由美国军方制定的一种航空系统通信总线标准。该通信协议在传输的可靠性、使用的灵活性及数据完整性等方面具有显著优势，能够在各种严酷条件下提供可靠性要求应用。因此其在航空电子、军用舰船和装甲车辆等军用平台上得到了广泛应用，并且已经被其他工业领域广泛采用。

1553B通信总线系统通常由一个负责总线系统任务调度、管理的总线控制器，多个(小于等于31个)远程终端及用于监视总线系统运行状态的总线监视器(可选)构成。原始1553B通信总线协议规定数据采用曼彻斯特码以速率1Mbps进行基带传输。总线采用指令应答方式实现系统通讯。

尽管其具有很高的可靠性和灵活性，但由于当今武器系统，尤其是航空和地面车辆系统对于视频、音频和分布式数据传输中数据量大、传输速度高的要求，因此传输速度过低(1Mbps)是制约1553B总线继续发展的很大因素。

传输速度过低(1Mbps)制约了1553B总线的发展，虽然现有的一些高速数据传输技术可以用来取代1553B总线系统，如：分布式光纤接入技术、ATM(异步传输模式)技术、火线1394以及快速以太网等。但这些均需更换原总线系统上的设备，这样不仅成本高昂，而且原系统稳定性也会受到很多程度的影响。所以急需一种既能提高现有总线系统的传输速度同时又能够与原有总线通信兼容使用的高速系统解决方案。该解决方案能够在不可能改变原总线系统结构的情况下使用。

发明内容

本发明旨在解决克服现有技术的不足，提供一种既能提高现有总线系统的传输速度同时又能够与原有总线通信兼容使用的高速系统解决方案，为达到上述目的，本发明采取的技术方案是，基于DMT的高速1553B通信总线发送装置，由一片FPGA内依次串接的如下模块构成，Field Programmable Gate Array即现场可编程门阵列，以下简称FPGA：

并行加扰模块，通过随机序列生成器并行产生多路伪随机码流，将这些并行伪随机码流与接收到的多比特码元分别对应进行异或运算，后将多路并行加扰后的码元同时输出；

RS编码模块，Reed-Solomon即里德-所罗门编码简称RS编码，加扰后的数据被送入RS编码模块，采用面向字节的RS(246，200)对数据进行编码；

QAM星座映射模块，Quadrature Amplitude Modulatio即正交幅度调制，简称QAM，用于对数字信号进行MQAM映射，采用64QAM星座映射；

块交织模块，用于将原始数据序列结构按一定规律打乱，目的是将相邻的多个数据变得尽量隔得更远，经过这种处理后的数据序列发生长串的突发错误时可以将原本连续的错误序列变的离散化；

导频插入模块，用于在每个DMT符号中若干个导频子载波位置传送数据1+j，用以在收端完成频偏估计；

IFFT模块及共轭对称变换模块，Inverse Discrete Fourier Transform即逆快速傅立叶变换，简称IFFT，使用IDFT将星座编码器的输出调制到DMT子载波上，Inverse Discrete FourierTransform即逆傅立叶变换，简称IDFT，由星座编码器产生的N个表示频域的复数值，变换为2N个表示时域的实数值，该实数值序列是一个DMT符号的时域采样，且恰好满足奈奎斯特采样定理，对星座编码器输出的复数序列进行共轭扩展以使得输入序列具有共轭对称性：

S_i＝Z_i，i＝0，1，...，N-1

S_i＝conj(Z_2N-i)，i＝N+1，N+2，...，2N-1

其中，Z_i表示功率归一化后星座编码器输出的复数序列，S_i表示对Z_i进行共轭扩展得到的复数序列，conj()表示取共轭复数，N表示星座编码器产生的复数序列的个数，i表示共轭扩展得到的复数序列的下标，取值范围是i＝0，1，...，2N-1；

随后对S_i实施2N点的IFFT：

$x_n=\underset{i=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\Σ}}}\exp (j\·2\·\mathrm{\π}\frac{n\·i}{2\·N})\·S_i$

其中，x_n表示经过逆快速傅立叶变换得到的2N个表示时域的实数，n表示x_n的下标，取值范围是n＝0，1，...，2N-1，exp()表示求自然指数；

IFFT变换后得到调制波形的实值采样点，采样点经过数字模拟转换器D/A转换、滤波放大等操作后即可注入信道发送；

循环扩展模块：将IDFT输出的x_n最后的L_cp个样值添加到2N个输出IDFT样值x_n上，作为循环前缀CP，x_n的开头的L_cs个样值添加到x_n+L_cp样值块上，作为循环后缀CS，循环扩展CE部分的长度为L_CE＝L_CP+L_CS；

训练符号生成模块，在包含多个DMT符号每一个数据帧开始处插入一个DMT符号大小的训练符号，以便接收端利用这一已知的训练符号进行帧同步和符号同步操作，同时也用于信道估计及频域均衡。

还包括单片机MCU、时钟生成模块，时钟生成模块为各模块及单片机MCU提供时钟；单片机MCU用于：初始化各个模块，等待有效数据的到来，当外部设备需要通过高速总线发送数据时，MCU就收到发送时能信号后会在一定的时钟延迟后激活训练符号产生模块，生成一个DMT符号长度的训练符号，作为一帧的开始，外部设备将数据按一定时序传送给FIFO，FIFO在接受到数据后会通过握手信号通知并行加扰模块接受数据，随后并行加扰模块按照每次一个DMT符号，每两个DMT符号间隔80个时钟周期的时序读取FIFO内的数据，处理后发送到缓存模块中，缓存模块接收到数据后通知RS编码模块，RS编码模块按照每次一个RS编码码组200个时钟周期，按照每两个RS码组间隔46个的时序读取缓存模块内的数据进行编码，同时RS读取每两个DMT符号间隔60个时钟周期，RS编码后将数据传输给星座映射模块进行64QAM映射，并且要保证每两个DMT符号处理间隔为80个时钟周期，随后进行块交织、插入导频、共轭对称变换和IFFT调制，循环扩展后将生成的多个连续的DMT符号添加到训练符号后输出给经过D/A。

一种基于DMT的高速1553B通信总线发送方法，包括下列步骤：

并行加扰：扰码算法按下面的方程所表示的算法，在取样时间nt时，数据x(nt)的输出比特应满足下式：

x(nt)＝x(nt-18)+x(nt-23)+m(nt)

其中m(nt)是在取样时间nt时输入的数据比特，x(nt)是在取样时间nt时输出的数据比特，x(nt-18)是在取样时间nt-18时输出的数据比特，x(nt-23)是在取样时间nt-23时输出的数据比特所有的算法必须是模2加，在每个帧开始时，用序列“10010101000000010000000”初始化移位寄存器；

RS编码，加扰后的数据进行RS编码，采用面向字节的RS(246，200)；

QAM星座映射，采用64QAM星座映射，RS编码后将数据以每6bit为单位进行星座映射后变为相应的复数，该类复数用16bit有符号数表示，最高位为符号位，一位整数位，其余为小数位，且用补码表示负数，采用格雷码对星座点进行编码；星座的平均功率归一化，归一化以BPSK信号功率为基准，Binary Phase Shift Keying即双相相移键控，以下简称BPSK，对MQAM的星座点进行定标，Multiple Quadrature Amplitude Modulation即多进制正交幅度调制，简称MQAM：

Z_i＝(X_i+jY_i)λ

其中，λ表示功率归一化因子，X_i和Y_i分别表示功率归一化前的星座点的实部和虚部，Z_i表示功率归一化后星座编码器输出的复数序列；

块交织：将发送端待交织的数据均匀分成具有s个数据段的m个码组，m称为交织器深度，s称为交织器约束长度，该码组可以用一个s×m矩阵表示，待交织数据按[a₁₁，a₁₂，...a_1s，a₂₁，a₂₂...a_ms]顺序进入交织矩阵，然后按[a₁₁，a₂₁，...a_m1，a₁₂，a₂₂...a_ms]顺序输出，即可完成对数据的分组交织；

导频插入，在每个DMT符号中按若干个个导频子载波位置传送数据1+j，用以在收端完成频偏估计；

IFFT模块及共轭对称变换模块，使用IDFT将星座编码器的输出调制到DMT子载波上，它将由星座编码器产生的N个表示频域的复数值，变换为2N个表示时域的实数值，该实值序列是一个DMT符号的时域采样，且恰好满足奈奎斯特采样定理，考虑到星座编码器的输出是复数，为通过IFFT得到2N个实数，应对星座编码器输出的复数序列进行共轭扩展以使得输入序列具有共轭对称性：

S_i＝Z_i，i＝0，1，...，N-1

S_i＝conj(Z_2N-i)，i＝N+1，N+2，...，2N-1

其中，Z_i表示功率归一化后星座编码器直接输出的复数序列，S_i表示对Z_i进行共轭扩展得到的复数序列，conj()表示取共轭复数，N表示星座编码器产生的复数序列的个数，i表示共轭扩展得到的复数序列的下标，取值范围是i＝0，1，......，2N-1；

随后对S_i实施2N点的IFFT：

$x_n=\underset{i=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\Σ}}}\exp (j\·2\·\mathrm{\π}\frac{n\·i}{2\·N})\·S_i$

其中，x_n表示经过逆快速傅立叶变换得到的2N个表示时域的实数，n表示x_n的下标，取值范围是n＝1，2，......2N-1，exp()表示求自然指数；

在实载波上调制QAM符号，其余载波上补零，IFFT变换后得到调制波形的实值采样点，这些采样点经过D/A转换、滤波放大等操作后即可注入信道发送；

循环扩展，设信道冲击响应为h(t)如时延很小，即h(t)迅速达到峰值，可不加循环后缀。将IDFT输出的x_n最后的L_cp个样值添加到2N个输出IDFT样值x_n上，作为循环前缀CP；x_n的开头的L_cs个样值添加到x_n+L_cp样值块上，作为循环后缀CS；循环扩展CE部分的长度为L_CE＝L_CP+L_CS；

训练符号生成，将已知的训练符号序列经过高速1553B通信总线系统发送端的matlab仿真模型计算后得到一个DMT符号，经过定点量化后存入FPGA片内ROM中，当需要时由读地址生成器产生ROM的读地址，由于训练符号也需要进行循环扩展，因此先产生循环扩展序列的地址，后顺序产生DMT符号地址，两者组合后即完成训练符号的产生。

采用如下关键参数：

表1系统关键参数

本发明的技术特点及效果：

1、通过对系统的关键参数进行定制，譬如DMT子载波总数，实载波位置，虚载波位置，导频位置，IFFT点数，QAM进制数，RS参数，交织深度等，使得该1553B扩展系统得以在20MHz至50MHz带宽上达到近100Mbps的速度，同时不对低频带上的原始信息造成干扰，即不影响原有系统。

2、通过增大各个子信道上传输数据的持续时间(由串并转换实现)，能够有效地降低有线信道过长的冲击响应所造成的符号间串扰，使得接收端均衡器的设计与实现复杂度进一步降低；

3、频谱利用率相对于传统的频分多路复用系统大大提高。由于其调制各个子信道之间是正交的，允许各个子信道之间存在一定频谱重叠区，从而达到频谱压缩的目的，进而提高系统的频谱资源利用率；

4、利用自适应比特分配及信道辨识技术相结合，针对不同子信道的特性动态调制传输方式，提高高信噪比信道的传输效率，从而有效的提高系统传输性能；

5、无传统OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing即正交频分复用技术，以下简称OFDM)调制中载波频偏的影响。由于DMT调制不需进行上变频，IFFT后即可直接在信道中传输数据，避免了OFDM系统中负责的上变频、下变频处理，大大降低了系统的复杂度。

附图说明

图1FPGA设计框图；

图2高速1553B通信总线系统物理层信号帧结构；

图3物理层发送端设计模型；

图4加扰器原理图；

图564QAM的星座图；

图6交织按行写入示意图；

图7交织按列读出示意图；

图8虚载波、实载波以及导频的位置；

图9循环扩展示意图。

具体实施方式

本发明所开发的高速1553B通信总线系统所使用的线缆是类似于ADSL(AsymmetricDigital SubscriberLine即非对称数字用户环路，以下简称ADSL)系统中所用的双绞线，为75欧姆。因此采用在ADSL技术中已成熟应用的DMT调制技术为高速1553B通信总线系统的核心技术。采用DMT技术，即将宽带信道分解成大量的窄带子信道，每一个子信道频率特性是相对平坦的，在每个子信道可传输的数据速率较低，采用多信道并行传输技术，总的数据速率可以达到很高。

高速1553B通信总线系统的设计出发点是：在保证原有总线系统不变的情况下，为新接入到总线中的高速设备提供一个高速数据传输通道，以此构成一个新的总线系统。由以往研究所知，现有1553B总线系统采用曼彻斯特码进行基带传输，所占带宽在20MHz以下，所以为保证与原系统的兼容性及能够进行高速数据传输，本方案采用采用4096个子载波，空出低频的1370个子载波，即这些载波传输数据为零，在低频的20MHz带宽不传送DMT信号，实际占用20M～50M的带宽。

由以往研究实践结论可知，1553B总线线缆在20MHz～50MHz频段内的衰减小于14.5dB。考虑在最坏的情况下，采用VDSL(Very-high-bit-rate Digital Subscriber loop即甚高速数字用户环路)中的标准噪声模型，即假设接收端存在140mv加性高斯白噪声，综合考虑原总线系统特点，假设发射功率为2W，则可得出系统信噪比为：

$\mathrm{SNR}=10*\lg \frac{P_{\mathrm{send}}}{P_{\mathrm{noise}}}-14.4=22.8\mathrm{dB}$

其中，P_send表示信号发送功率，P_noise表示信道噪声功率，SNR表示系统信噪比。

利用香农公式计算系统理论最大容量，其中系统实际带宽约为B＝28.8MHz：

C＝B*Log₂(1+SNR)≈351.12Mbps

其中，B表示本发明实际带宽单位是赫兹(Hz)，C表示信道容量单位是比特每秒(bps)。

本发明的主要功能为将输入数据调制为DMT符号，包括数据并行加扰、RS编码、QAM星座映射、块交织、IFFT调制等部分；此外发送端还要完成将发送数据按特定帧格式处理的工作，包括插入导频、插入循环前后缀及加入训练符号等部分。其FPGA设计框图如图1所示。

本系统共有4096个子载波，采用64QAM星座映射，插入导频数为11个，循环前后缀共2048个，根据DMT调制特点，将数据进行共轭对称变换、加入循环前后缀后每次输出的一个DMT符号长度为10240*14bit。根据这些参数逆向推导，做共轭对称变换前系统共有4096个子载波(包括实载波和虚载波)，去除虚载波和11个导频实载波后，共有实载波1968个。由于采用的为64点QAM星座映射，而RS编码后数据位宽为8bit，因此QAM映射前一个DMT符号长度应为：1968*6/8＝1476个；我们采用的是(246，200)的RS编码，则这1476个数据为6个RS码组，所以RS编码前的数DMT符号长度为6*200＝1200个，并且为了提高数据传输率及简化系统设计复杂度，输入数据位宽选择为8bit，则可确定高速总线系统在进行数据传输时的最小传输单位应该为一个DMT符号包，即长度为1200*8bit。同时，发送端为了有效的兼容不同传输速度高速总线系统终端设备，设计了FIFO(First Input First Output即先入先出队列，以下简称FIFO)结构完成以外部设备和发送端的数据缓存，同时鉴于FPGA片上资源有限，FIFO缓存深度不能太大，因此设计在避免数据丢失的情况下确定系统每帧发送长度为64个DMT符号。因此，由于在信号处理过程中DMT符号长度在不断增加，如果系统只用一个处理时钟则会由于处理时间不过而造成数据对时和间断。为了保证发送端最终输出数据帧的连续性，防止数据丢失，本文设计了多时钟方案+缓存的方式解决此问题，即通过增加后续处理速度就可补偿DMT符号增长带来的符号内和符号间的不连续问题。由于多时钟易造成数据跨时钟时的建立时间及保持时间不满足要求，造成亚稳态，因此在各个跨时钟域模块中均加入了缓存模块，降低了亚稳态产生概率，提高系统的可靠性。

发送端工作流程为：上电复位后，MCU模块(详见图1)初始化各个模块，等待有效数据的到来。当外部设备需要通过高速总线发送数据时，MCU就收到发送时能信号后会在一定的时钟延迟后激活训练符号产生模块，生成一个DMT符号长度的训练符号，作为一帧的开始。外部设备将数据按一定时序传送给发送端的FIFO。FIFO在接受到数据后会通过握手信号通知并行加扰模块接受数据，随后并行加扰模块按照每次一个DMT符号，每两个DMT符号间隔80个时钟周期的时序读取FIFO内的数据，处理后发送到缓存模块中。缓存模块接收到数据后通知RS编码模块，RS编码模块按照每次一个RS编码码组(200个)，按照每两个RS码组间隔46个的时序读取缓存模块内的数据进行编码，这样操作可以保证编码后的DMT符号是连续的，同时RS读取每两个DMT符号间隔60个时钟周期。RS编码后将数据传输给星座映射模块进行64QAM映射，并且要保证每两个DMT符号处理间隔为80个时钟周期。随后进行块交织、插入导频、共轭对称变换和IFFT调制，循环扩展后将生成的多个连续的DMT符号添加到训练符号后输出给经过D/A。

高速1553B通信总线系统物理层的信号帧主要由三部分构成：训练符号区、信号区和数据区。系统采用突发模式传输，每次突发均发送完整的一帧，包括训练符号、信号字段和可变数目的DMT数据符号。其中，训练符号主要用于接收端完成系统的同步、信道估计等功能；训练符号后面是信号区，该区包含了解调本帧数据所需的必要信息，现阶段信号字段至少应包含以下信息：通信进程标识、帧序号、总帧数、DMT符号数、交织块数、QAM制式、空包数、空字节数等，该字段以可靠的BPSK进行调制；最后面是数据区。高速1553B通信总线系统物理层发送端的总控制模块会按照特定时序将这三部分封装起来。图2所示即为物理层的帧结构。

为了使系统最大能够达到100Mbps的传输速度，综合考虑原系统所占带宽，本系统采用4096个子载波进行数据传输，包括实载波和虚载波。其中虚载波不用于数据传输，调制时补零。为了与原1553B总线系统兼容，低频的1390个虚载波用于空出低频的20M带宽。另外有11个实子载波用于传输导频符号1+j。系统各个关键参数见表1。

表1系统关键参数

高速1553B通信总线物理层发送端实际设计实现为一个能够为原1553B总线系统中的高速设备提供大数据量高速传输的控制电路。该控制电路主要负责将高速设备的数据帧发送到总线网络中的目的终端设备或者从其它终端设备接收数据后传输到高速设备中，其只参与数据传输发送工作，而并不对相关协议进行解析。作为总线接口板块的设计实现的关键，本发明给出了物理层发送端的设计实现模型，如图3所示。

发送端主要包括以下模块：

并行加扰模块。并行加扰主要有两个作用，一是通过加扰将数据的顺序打乱，使其具有随机性，防止过长的连续1或0序列对接收机同步的建立和保持产生影响；二是数据加扰后可在不增加冗余比特的前提下，改变原数据的统计特性，使其具有近似白噪声统计特性，以此获得可预测的功率谱和峰均功率比。加扰器的原理图如图4所示。扰码器是自同步的，使得扰码能够自主发生，而不需要特定的与加扰序列同步的码。本发明采用了在光传输系统中常用的加扰技术——并行加扰。并行加扰技术不同于传统的串行加扰的只产生串行伪随机码流与输入比特进行异或运算，而是通过精心设计随机序列生成器，使其能够并行产生多路伪随机码流，将这些并行伪随机码流与接收到的多比特码元分别对应进行异或运算，后将多路并行加扰后的码元同时输出即可。经过这种处理的并行加扰数据经并串转换所产成的码流与直接进行串行加扰后的码流是相同的，即两者实现功能是一致的，只是实现的方式不同而已。

扰码算法按下面的方程所表示的算法，扰码算法按下面的方程所表示的算法，在取样时间nt时，数据x(nt)的输出比特应满足下式：

x(nt)＝x(nt-18)+x(nt-23)+m(nt)

其中m(nt)是在取样时间nt时输入的数据比特，x(nt)是在取样时间nt时输出的数据比特，x(nt-18)是在取样时间nt-18时输出的数据比特，x(nt-23)是在取样时间nt-23时输出的数据比特所有的算法必须是模2加，在每个帧开始时，用序列“10010101000000010000000”初始化移位寄存器；具体实施时，加扰模块数据入口端口位宽是8bit，模块内部有一个23bit的移位寄存器作为伪随机码产生器，加扰器按照15MHz的时钟节拍工作，每个时钟周期输入8bit数据，将该数据并行传入移位寄存器，移位寄存器移位8次并产生8位输出，将移位寄存器的8位并行输出作为并行加扰模块的输出，同时产生一个握手信号输出给下一个模块：当输出有效时，握手信号为高电平，否则为低电平。参考图4。

RS编码模块。加扰后的数据被送入RS编码模块。RS码既可以纠正随机错误也有一定的抗突发错误能力。本方案采用面向字节的RS(246，200)，它是RS(255，209)码的缩短码，码长是246个字节，其中包括200个信息字节、46个校验字节，最大可纠正t＝(n-k)/2＝23个字节的错误。选用该码的原因之一是我们希望每个DMT符号都包含整数个码字。当子载波采用16QAM、64QAM或256QAM调制时，每个DMT符号包含的码字分别是4、6、8。RS(255，209)码的性能拐点出现在误比特率百分之一上下。即在未编码的情况下，如果误比特率低于百分之一，那么采用该码后系统误比特率将大幅降低，此时再提高信噪比并不能明显提升性能。否则，该码于系统无益。具体实施时，采用Altera公司提供的IP核(Intellectual Property core即IP核)Reed-Solomon Compiler v10.1，该模块在18MHz的时钟下工作，输入位宽和输出位宽均是8bit，该模块将每200个8位输入编码为246个8位RS码输出。

QAM星座映射模块。由于高速1553B通信总线系统需要在有限的频谱上进行高速的数据传输。因此为了提高系统频谱利用率，使系统能够在更窄的频段内能获得更高的传输速度，本发明选择正交幅度调制(QAM)作为系统各个子信道的调制方式。在数字系统内主要是对数字信号进行多进制正交幅度调制映射，选用不同的调制阶数M即可通信系统的传输速率，本发明主要采用64QAM星座映射，RS编码后将数据以每6bit为单位进行星座映射后变为相应的复数。该类复数我们用16bit有符号数表示，最高位为符号位，一位整数位，其余为小数位，且用补码表示负数。为了尽量减小星座映射过程中星座点变化时产生的过度噪声，使得相邻星座点的不同位数最少，采用格雷码对星座点进行编码。输入6bit数据b₅b₄b₃b₂b₁b₀进行星座映射，其中b₂b₁b₀对应映射后数据的虚部Q，b₅b₄b₃对应映射后数据的实部I，映射遵循高位优先的原则，得到的符号对应于某个星座点(I，Q)，星座编码器的输出结果为I+jQ。星座点用(I，Q)来表示，I和Q必须位于奇整数±1，±3，±5等上。本发明使用格雷码星座图，采用16QAM、64QAM和256QAM三种调制方式，它们的星座图均为正方形，图5是64QAM的格雷码星座图。由于本文设计的训练符号和信号字段均采用BPSK调制，而其后的数据段则采用了多进制正交幅度调制方式，这将导致发送信号功率不平坦，不利于同步和均衡等操作。因此，应当将星座的平均功率归一化，使得不管星座的大小如何，所有的星座都有相同的平均功率。归一化以BPSK信号功率为基准，对多进制正交幅度调制星座点进行定标：

Z_i＝(X_i+jY_i)λ

其中，λ表示功率归一化因子，X_i和Y_i分别表示功率归一化前的星座点的实部和虚部，Z_i表示功率归一化后星座编码器输出的复数序列，其值见表2。具体实施时，首先将位宽8bit的数据转换为位宽6bit的数据，即建立一个24bit的寄存器，在18MHz的时钟下向该寄存器存放8bit位宽数据，存满后再在24MHz时钟节拍下按照6bit位宽读取该寄存器，再重复以上过程完成位宽的转换；然后，输入6bit数据b₅b₄b₃b₂b₁b₀利用分支选择语句进行星座映射，其中b₂b₁b₀对应映射后数据的虚部Q，b₅b₄b₃对应映射后数据的实部I，映射遵循高位优先的原则，得到的符号对应于某个星座点(I，Q)，映射结果参照图5和表2。

表2功率归一化因子λ对照表

块交织模块。块交织主要功能是将原始数据序列结构按一定规律打乱，目的是将相邻的多个数据变得尽量隔得更远。经过这种处理后的数据序列发生长串的突发错误时可以将原本连续的错误序列变的离散化，如果交织的深度很大时，离散化后的突发错误就可近似为随机错误了。由于RS码仅能纠正较短暂的突发误码，为增强抵御突发和的频率选择性衰落，本发明采用块交织以便将误码扩散到大量RS码字上，以期误码均匀分布在各码字内从而获得频率分集。其原理为：将发送端待交织的数据均匀分成具有s个数据段的m个码组，m称为交织器深度，s称为交织器约束长度，该码组可以用一个s×m矩阵表示，待交织数据按[a₁₁，a₁₂，...a_1s，a₂₁，a₂₂...a_ms]顺序进入交织矩阵，然后按[a₁₁，a₂₁，...a_m1，a₁₂，a₂₂...a_ms]顺序输出，即可完成对数据的分组交织。由上述分组交织的原理可知，当经过交织的数据在信道中受到突发干扰发生连续1个误码时，经过解交织处理后这1个连续的错误码字被离散到每个码组中，两个相邻的错误码字之间的间隔为n，再利用RS纠错码就能够将所有发生错误的码字纠正。由于块交织会产生较大延时，交织块不宜过大。具体实施时，建立一个临时存储器作为交织器，交织器为246行、8列，每个单元存储一个字节，交织和解交织产生的延时为3936个字节。交织时按行写入按列读出，读写时钟均为24MHz，采用64QAM时每个交织块恰好填充一个DMT符号。假设进入交织器的一组数据流：r表示行(row)、c表示列(colomn)，则数据按行写入存储器的顺序为：r1c1，r1c2，......，r1c7，r1c8，r2c1，r2c2，......，r246c7，r246c8；按列从RAM中读出的顺序为：r1c1，r2c1，r3c1，......，r245c1，r246c1，r1c2，r2c2，......，r1c8，r2c8，......，r245c8，r246c8。

图6和图7给出了交织模块按行写入按列读出的示意图。

导频插入。在多载波系统中，通常在某些子载波上传送已知的导频数据以便接收机利用这些已知的导频数据进行信道估计、相位跟踪等操作。本文在每个DMT符号中按表1中列出的11个导频子载波位置传送数据1+j，用以在收端完成频偏估计。具体实施时，设置一个13bit的计数器，用来对当前频点的序号进行计数，利用分支选择语句，对相应频点下的数据进行分配，当前频点计数结果为虚载波时传0，当前频点计数结果为实载波时传相应的实际数据，当前频点计数结果为导频时传送数据1+j，表1中列出了实载波，虚载波和导频的位置，图8也指示了虚载波、实载波以及导频的位置。

IFFT模块及共轭对称变换模块，使用IDFT将星座编码器的输出调制到DMT子载波上，它将由星座编码器产生的N个表示频域的复数值，变换为2N个表示时域的实数值。该实值序列是一个DMT符号的时域采样，且恰好满足奈奎斯特采样定理。考虑到星座编码器的输出是复数，为通过IFFT得到2N个实数，应对星座编码器输出的复数序列进行共轭扩展以使得输入序列具有共轭对称性：

S_i＝Z_i，i＝0，1，...，N-1

S_i＝conj(Z_2N-i)，i＝N+1，N+2，...，2N-1

其中，Z_i表示星座编码器输出的复数序列，S_i表示对Z_i进行共轭扩展得到的复数序列，conj()表示取共轭复数，N表示星座编码器产生的复数序列的个数，i表示共轭扩展得到的复数序列的下标，取值范围是(i＝0，1，...，2N-1)。

随后对S_i实施2N点的IFFT：

$x_n=\underset{i=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\Σ}}}\exp (j\·2\·\mathrm{\π}\frac{n\·i}{2\·N})\·S_i$

其中，x_n表示经过逆快速傅立叶变换得到的2N个表示时域的实数，n表示x_n的下标，取值范围是(n＝0，1，...，2N-1)，exp()表示求自然指数，其他符号意义同上式。

根据本发明的参数，在1968个实载波上调制QAM符号，其余载波上补零，IFFT变换后得到调制波形的8192个实值采样点，这些采样点经过D/A(即数字模拟转换器，以下简称D/A)转换、滤波放大等操作后即可注入信道发送。具体实施时，先进行共轭扩展再进行IFFT变换。首先建建立一个13bit的计数器，用来对频点序号进行计数，当计数器计数结果在1～4096时，输出结果和输入结果相同，当计数器计数结果在4097～8192时，说明是在共轭扩展部分，则按照共轭对称性公式将共轭变换后的结果赋给输出，此时数据位宽为16bit；IFFT部分采用Altera公司提供的IP核(Intellectual Property core即IP核)FFT MegaCore Function v10.1，该模块在120MHz的时钟下工作，经过配置输入位宽和输出位宽均是16bit且在块浮点和逆变换模式下工作，利用该IP核可以得到非常高效的IFFT实现。

循环扩展模块。与主要应用于无线通信领域的OFDM不同，DMT主要应用于有线通信环境。由于不存在无线信道的时延扩展、载波频偏等因素，码间串扰成为影响DMT系统性能的主要因素。为最大限度地减少码间串扰，本发明采用的循环扩展不仅包括添加循环前缀，同时还需要添加循环后缀。设信道冲击响应为h(t)，该响应是收发两端滤波器、放大器和信道的卷积。把从产生响应到达到峰值的这段响应称为“时延”，从峰值到响应消失的这段响应称为“拖尾”。时延将导致前串扰，拖尾导致后串扰。理论上，循环前缀的长度应等于拖尾长度、循环后缀的长度应等于时延长度，才可以完全消除码间串扰，接收端定时算法只需定位在冲击响应峰值处。如时延很小，即h(t)迅速达到峰值，可不加循环后缀。将IDFT输出的x_n最后的L_cp个样值添加到2N个输出IDFT样值x_n上，作为循环前缀(CP)。x_n的开头的L_cs个样值添加到x_n+L_cp样值块上，作为循环后缀(CS)。循环扩展(CE)部分的长度为L_CE＝L_CP+L_CS。如图6所示。具体实施时，建立一块8192*16bit的缓存，将IFFT变换的结果按顺序缓存起来。接着，建立一个14位计数器，当计数器计数结果为1～1920时，按顺序读取缓存器6273～8192数据作为循环前缀，当计数器计数结果为1921～10112时，按顺序读取缓存器1～8192数据，当计数器计数结果为10113～10240时，按顺序读取缓存器1～128数据作为循环后缀。

训练符号生成模块。本文在每一个数据帧(包含多个DMT符号)开始处插入一个DMT符号大小的训练符号，以便接收端利用这一已知的训练符号进行帧同步和符号同步操作，同时也用于信道估计及频域均衡。训练符号由m序列经BPSK调制得到，m序列中的零应置换为-1。选取的m序列抽头系数为[1 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 0]。具体实施时，由于训练符号是已知的，采用读ROM的方式实现训练符号的生产，即先将已知的训练符号序列经过高速1553B通信总线系统发送端的matlab仿真模型计算后得到一个DMT符号，经过定点量化后存入FPGA片内ROM中，当需要时由读地址生成器产生ROM的读地址，由于训练符号也需要进行循环扩展，因此先产生循环扩展序列的地址，后顺序产生DMT符号地址，两者组合后即完成训练符号的产生。

系统关键参数的选择：为了使系统最大能够达到100Mbps的传输速度，综合考虑原系统所占带宽，本系统采用4096个子载波进行数据传输，包括实载波和虚载波。其中虚载波不用于数据传输，调制时补零。虚载波序号为0～1389、3369～4095，为了与原1553B总线系统兼容，低频的1390个虚载波用于空出低频的20M带宽，高频的虚载波用于提高采样率。另外有11个实子载波用于传输导频符号1+j。详细参数参见表1。RS编码选择(246，200)，它是(255，209)的缩短码，选用该码的原因之一是因为我们希望每个DMT符号都包含整数个码字，当子载波采用16QAM，64QAM或256QAM时，每个DMT符号包含的码字分别为4，6和8。由于交织产生延时，交织深度的选择是一个权衡过程，本发明设置的交织器为246列和8行，采用64QAM时，每个交织块恰好填充一个DMT符号。

Claims (4)

1.一种基于DMT的高速1553B通信总线发送装置，其特征是，由一片FPGA内依次串接的如下模块构成，Field Programmable Gate Array即现场可编程门阵列，以下简称FPGA：

并行加扰模块，通过随机序列生成器并行产生多路伪随机码流，将这些并行伪随机码流与接收到的多比特码元分别对应进行异或运算，后将多路并行加扰后的码元同时输出；

RS编码模块，Reed-Solomon即里德-所罗门编码简称RS编码，加扰后的数据被送入RS编码模块，采用面向字节的RS(246,200)对数据进行编码；

QAM星座映射模块，Quadrature Amplitude Modulatio即正交幅度调制，简称QAM，用于对数字信号进行MQAM映射，采用64QAM星座映射；

块交织模块，用于将原始数据序列结构按一定规律打乱，目的是将相邻的多个数据变得尽量隔得更远，经过这种处理后的数据序列发生长串的突发错误时可以将原本连续的错误序列变的离散化；

导频插入模块，用于在每个DMT符号中若干个导频子载波位置传送数据1+j，用以在收端完成频偏估计；

IFFT模块及共轭对称变换模块，Inverse Fast Fourier Transform即逆快速傅立叶变换，简称IFFT，使用IDFT将星座编码器的输出调制到DMT子载波上，Inverse Discrete FourierTransform即逆离散傅立叶变换，简称IDFT，由星座编码器产生的N个表示频域的复数值，变换为2N个表示时域的实数值，该实数值序列是一个DMT符号的时域采样，且恰好满足奈奎斯特采样定理，对星座编码器输出的复数序列进行共轭扩展以使得输入序列具有共轭对称性：

S_i＝Z_i，i＝0,1,...,N-1

S_i＝conj(Z_2N-i)，i＝N+1,N+2,...,2N-1

其中，Z_i表示功率归一化后星座编码器输出的复数序列，S_i表示对Z_i进行共轭扩展得到的复数序列，conj()表示取共轭复数，N表示星座编码器产生的复数序列的个数，i表示共轭扩展得到的复数序列的下标；

随后对S_i实施2N点的IFFT:

$x_n=\underset{i=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\Σ}}}\exp (j\·2\·\mathrm{\π}\frac{n\·i}{2\·N})\·S_i$

其中，x_n表示经过逆快速傅立叶变换得到的2N个表示时域的实数，n表示x_n的下标，取值范围是n＝0,1,...,2N-1，exp()表示求自然指数；

IFFT变换后得到调制波形的实值采样点，采样点经过数字模拟转换器D/A转换、滤波放大操作后即可注入信道发送；

循环扩展模块：将IDFT输出的x_n最后的L_cp个样值添加到2N个输出IDFT样值x_n上，作为循环前缀CP，x_n的开头的L_cs个样值添加到x_n+L_cp样值块上，作为循环后缀CS，循环扩展CE部分的长度为L_CE＝L_CP+L_CS；

训练符号生成模块，在包含多个DMT符号每一个数据帧开始处插入一个DMT符号大小的训练符号，以便接收端利用这一已知的训练符号进行帧同步和符号同步操作，同时也用于信道估计及频域均衡。

2.如权利要求1所述的基于DMT的高速1553B通信总线发送装置，其特征是，还包括单片机MCU、时钟生成模块，时钟生成模块为各模块及单片机MCU提供时钟；单片机MCU用于：初始化各个模块，等待有效数据的到来，当外部设备需要通过高速总线发送数据时，MCU在收到发送使能信号后会在一定的时钟延迟后激活训练符号生成模块，生成一个DMT符号长度的训练符号，作为一帧的开始，外部设备将数据按一定时序传送给FIFO，FIFO在接受到数据后会通过握手信号通知并行加扰模块接受数据，随后并行加扰模块按照每次一个DMT符号，每两个DMT符号间隔80个时钟周期的时序读取FIFO内的数据，处理后发送到缓存模块中，缓存模块接收到数据后通知RS编码模块，RS编码模块按照每次一个RS编码码组200个时钟周期，按照每两个RS编码码组间隔46个时钟周期的时序读取缓存模块内的数据进行编码，同时RS编码模块读取每两个DMT符号间隔60个时钟周期，RS编码模块编码后将数据传输给星座映射模块进行64QAM映射，并且要保证每两个DMT符号处理间隔为80个时钟周期，随后进行块交织、插入导频、共轭对称变换和IFFT调制，循环扩展后将生成的多个连续的DMT符号添加到训练符号后输出给D/A。

3.一种基于DMT的高速1553B通信总线发送方法，其特征是，包括下列步骤：

并行加扰：扰码算法按下面的方程所表示的算法，在取样时间nt时，数据x(nt)的输出比特应满足下式：

x(nt)＝x(nt-18)+x(nt-23)+m(nt)

其中m(nt)是在取样时间nt时输入的数据比特，x(nt)是在取样时间nt时输出的数据比特，x(nt-18)是在取样时间nt-18时输出的数据比特，x(nt-23)是在取样时间nt-23时输出的数据比特，所有的算法必须是模2加，在每个帧开始时，用序列“10010101000000010000000”初始化移位寄存器；

RS编码，加扰后的数据进行RS编码，采用面向字节的RS(246,200)；

QAM星座映射，采用64QAM星座映射，RS编码后将数据以每6bit为单位进行星座映射后变为相应的复数，该类复数用16bit有符号数表示，最高位为符号位，一位整数位，其余为小数位，且用补码表示负数，采用格雷码对星座点进行编码；星座的平均功率归一化，归一化以BPSK信号功率为基准，Binary Phase Shift Keying即双相相移键控，以下简称BPSK，对MQAM的星座点进行定标，Multiple Quadrature Amplitude Modulation即多进制正交幅度调制，简称MQAM：

Z_i＝(X_i+jY_i)λ

其中，λ表示功率归一化因子，X_i和Y_i分别表示功率归一化前的星座点的实部和虚部，Z_i表示功率归一化后星座编码器输出的复数序列；

块交织：将发送端待交织的数据均匀分成具有s个数据段的m个码组，m称为交织器深度，s称为交织器约束长度，该码组可以用一个s×m矩阵表示，待交织数据按[a₁₁，a₁₂，...a_1s，a₂₁，a₂₂...a_ms]顺序进入交织矩阵，然后按[a₁₁，a₂₁，...a_m1，a₁₂，a₂₂...a_ms]顺序输出，即可完成对数据的分组交织；

导频插入，在每个DMT符号中按若干个导频子载波位置传送数据1+j，用以在收端完成频偏估计；

IFFT模块及共轭对称变换模块，使用IDFT将星座编码器的输出调制到DMT子载波上，它将由星座编码器产生的N个表示频域的复数值，变换为2N个表示时域的实数值，该实值序列是一个DMT符号的时域采样，且恰好满足奈奎斯特采样定理，考虑到星座编码器的输出是复数，为通过IFFT得到2N个实数，应对星座编码器输出的复数序列进行共轭扩展以使得输入序列具有共轭对称性：

S_i＝Z_i，i＝0,1,...,N-1

S_i＝conj(Z_2N-i)，i＝N+1,N+2,...,2N-1

其中，Z_i表示功率归一化后星座编码器直接输出的复数序列，S_i表示对Z_i进行共轭扩展得到的复数序列，conj()表示取共轭复数，N表示星座编码器产生的复数序列的个数，i表示共轭扩展得到的复数序列的下标；

随后对S_i实施2N点的IFFT:

$x_n=\underset{i=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\Σ}}}\exp (j\·2\·\mathrm{\π}\frac{n\·i}{2\·N})\·S_i$

其中，x_n表示经过逆快速傅立叶变换得到的2N个表示时域的实数，n表示x_n的下标，取值范围是n=1，2，……2N-1，exp()表示求自然指数；

在实载波上调制QAM符号，其余载波上补零，IFFT变换后得到调制波形的实值采样点，这些采样点经过D/A转换、滤波放大操作后即可注入信道发送；

循环扩展，设信道冲击响应为h(t)，如时延很小，即h(t)迅速达到峰值，不加循环后缀，将IDFT输出的x_n最后的L_cp个样值添加到2N个输出IDFT样值x_n上，作为循环前缀CP；x_n的开头的L_cs个样值添加到x_n+L_cp样值块上，作为循环后缀CS；循环扩展CE部分的长度为L_CE＝L_CP+L_CS；

训练符号生成，将已知的训练符号序列经过高速1553B通信总线系统发送端的matlab仿真模型计算后得到一个DMT符号，经过定点量化后存入FPGA片内ROM中，当需要时由读地址生成器产生ROM的读地址，由于训练符号也需要进行循环扩展，因此先产生循环扩展序列的地址，后顺序产生DMT符号地址，两者组合后即完成训练符号的产生。

4.如权利要求3所述的基于DMT的高速1553B通信总线发送方法，其特征是，采用如下关

键参数：

子载波总数为4096，序号为：0～4095；

导频子载波位置序号为：1442,1641,1830,2019,2208,2397，2586,2775,2964,3153,3343；

虚载波序号为0～1389、3389～4095；

实载波序号为1390～3388；

载波间隔(Δf)为14.65KHz；

IFFT/FFT周期为68.27μs；

数据符号循环前缀长度为17.07μs；

数据符号循环后缀长度为2.133μs；

数据符号长度87.47μs；

训练符号循环前缀长度为20.83μs；

训练符号长度为91.23μs；

IFFT变换后得到调制波形的实值采样点个数为8192个；

QAM进制数为64QAM；

交织深度为246。

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