CN103491035A - 一种基于对称扩展的长期演进系统上行链路信道估计方法 - Google Patents

Abstract

一种基于对称扩展的长期演进系统上行链路信道估计方法包括：提取经过离散傅里叶变换的频域导频接收信号；对所述的频域导频接收信号进行相位修正；对所述相位修正的频域导频接收信号进行多相分解，获取多相信号；对所述多相信号进行对称扩展；对扩展后的信号进行变换域滤波；滤波后的信号进行插值处理，获取各频点上多天线信道参数线性组合的估计值；根据发送天线的导频结构获取解相关矩阵，利用解相关矩阵对各频点上多天线信道估计参数线性组合的估计值进行解相关处理，获取各频点上导频符号处的信道参数；根据所述导频符号处的信道参数，获取数据符号处的信道参数。本发明利用多相分解和对称扩展傅里叶变换方法在降低了计算复杂度同时获得很好的估计性能。

Description

一种基于对称扩展的长期演进系统上行链路信道估计方法

技术领域

本发明涉及通信领域，特别涉及信道估计方法。

背景技术

为了满足未来移动通信系统对系统容量、频谱效率、数据传输速率等多方面越来越高的需求，现有LTE（Long Term Evolution，长期演进）标准中，采用了多天线（MultipleInput Multiple Output，多输入多输出）技术和OFDM（Orthogonal Frequency DivisionMultplexing，正交频分复用）技术。其中MIMO技术可以在不增加带宽的前提下，成倍地提高系统容量和频谱利用率，另一方面，OFDM技术是宽带传输中的代表技术，具有抗多径衰落能力强，对窄带干扰和噪声不敏感、带宽扩展灵活等一系列优点。

在无线通信系统中，为了获得更好的接收性能，一般采用相干检测技术。为了实现相干检测，则需要获得信道参数，因此需要在接收端进行信道估计。为了能够及时准确的估计出信道参数，实际的通信系统常采用基于导频辅助的信道估计方法。在多天线系统中，对于每个接收信道，需要估计多个信道参数；在OFDM系统中，带估计的信道参数一般是指信道频域响应参数。

针对在同一时频资源上采用码分导频的多天线系统存在多种信道估计方法，在现有的信道估计方法中，信道参数的精确估计都牵扯到复杂的矩阵运算，如大维度的矩阵求逆或者复杂域变换，而这种复杂矩阵运算会给整个通信系统增加巨大的负担，同时也会降低出处理速度。为解决以上问题，本发明提出信道估计方法，利用对称扩展和多相抽取方法使得多天线信道估计方法实现复杂度变低同时保持较高的估计精度。

发明内容

技术问题：本发明提供了一种基于对称扩展的长期演进系统上行链路信道估计方法，以解决现有技术中信道估计的性能较差，且复杂度较高的问题，利用多相分解、对称扩展、离散傅里叶变换及反变换、插值和解相关等方法，以较低的复杂度避免了多天线信道估计求逆问题，并保持较高的估计精度。

技术方案：本发明实例提供了一种基于对称扩展的长期演进系统上行链路信道估计方法，包括：

a.提取经过离散傅里叶变换的频域导频接收信号；

b.对所述的频域导频接收信号进行相位修正；

c.对所述相位修正的频域导频接收信号进行多相分解，获取多相信号；

d.对所述多相信号进行对称扩展并变换域滤波；

e.对所述滤波后多相信号进行插值，获得各频点上多天线信道参数线性组合估计值；

f.根据发送天线的导频结构获取解相关矩阵，利用该解相关阵对各频点上多天线信道参数线性组合的估计值进行解相关处理，获取各频点上导频符号处的信道参数；

g.根据所述导频符号处的信道参数，获取数据符号处的信道参数。

所述对频域接收信号进行相位修正包括：

利用已知的导频符号的基本序列对频域接收信号进行相位修正，导频符号为幅度归一化的，相位修正的接收信号矢量为

其中，

表示导频符号的基本序列矢量，Diag{·}表示以括号内的矢量为主对角元素的对角阵，(·)^H表示对于矩阵进行共轭转置，y＝[y(1),y(2),...,y(N_b)]^T表示频域接收信号，y(k)为矢量y的第k个元素，表示第k个频点的接收信号，k＝1,2,...,N_b，N_b为导频符号和数据符号在频域方向的个数，(·)^T表示对矩阵进行转置。

所述对相位修正的接收信号进行多相分解，获取多相信号包括：

多相分解是指对相位修正的接收信号矢量

的前

个频点分别为起始点，

为抽取间隔，分解出

组多相信号，第p组多相信号矢量为s_p，表示为s_p＝[s_p(1)，s_p(2)，...，s_p(N)]^T，其中s_p的第i个元素s_p(i)与

的元素对应关系为： $s_p\left(i\right)=\tilde{y}((i-1)\×\stackrel{\‾}{P}+p),i=\mathrm{1,2},...,N,\stackrel{\‾}{P}=P/\mathrm{GCD}(n_2,...,n_{N_T},P),$ n_i表示第i个发送天线所发导频的循环时间移位地址，P表示系统可以支持的等间隔循环移位个数，N_T表示多天线系统中发送天线的个数，GCD(·)表示括号内所有元素的最大公约数,N为每组信号的元素个数。

所述对多相信号进行对称扩展并进行变换域滤波包括：

对每组多相分解信号进行可选点数的双边对称扩展,扩展后的第p组信号为

其第n个元素

可以表述为

$s_p^{\mathrm{se}}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{s}_p(M-1-n),& 0\≤n\≤M-1\\ s_p(n-M),& M\≤n\≤N+M-1\\ s_p(2N+M-1-n),& N+M\≤n\≤N+2M-1\end{array}\right.$

其中M为对阵扩展点数；

对每组扩展信号进行离散逆傅里叶变换，将信号变换到变换域进行处理，第p组变换结果为

可以表述为，

$s_p^{\mathrm{dft}}=F_{N+2M}^H{s}_p^{\mathrm{se}}$

其中

为N+2M点归一化离散逆傅里叶变换。

对每组变换域矢量进行单点滤波，第p组滤波结果为

可以表述为

${\stackrel{\‾}{s}}_p^{\mathrm{dft}}={\mathrm{\Γ}}_p\·s_p^{\mathrm{dft}}$

其中第p组滤波矩阵Γ_p为(N+2M)×(N+2M)的对角阵，其第k个对角元素[Γ_p]_k，k为：

${\left[{\mathrm{\Γ}}_p\right]}_{k,k}=\frac{E\left\{{\left|s_p^{\mathrm{dft}}\left(k\right)\right|}^2\right\}-{\mathrm{\σ}}_z^2}{E\left\{{\left|s_p^{\mathrm{dft}}\left(k\right)\right|}^2\right\}},k=\mathrm{1,2},...,N+2M$

其中E{·}表示取期望，|·|²表示取绝对值平方，

表示噪声方差。

对滤波后的信号进行离散傅里叶变换，将信号变回频域，同时去除由于扩展带来的多余元素，第p相返回频域的信号表示为

${\tilde{s}}_p^{\mathrm{dft}}=Q\·F_{N+2M}\·{\stackrel{\‾}{s}}_p^{\mathrm{dft}}$

其中F_N+2M为归一化离散傅里叶变换矩阵，Q为N×(N+2M)的取值矩阵，其第(i,j)个元素[Q]_i，j可以表示为

述滤波后多相信号进行插值方法可以采用线性插值或样条插值，将各相差值结果组合为矩阵形式

其中

为第p相返回频域信号

插值结果。

所述根据发送天线的导频结构获取相关矩阵包括：

根据发送天线导频结构中的循环移位矢量的周期特性，计算解相关矩阵U

$U=\frac{1}{\sqrt{\stackrel{\‾}{P}}}[I_{N_T\×N_T},0_{N_T\×\stackrel{\‾}{P}}]\·{[w_1,w_2,\·\·\·,w_{N_T}]}^{*}$

其中表示N_T×N_T的单位阵，

表示

的全零阵，w_i为表示第i个发送天线的导频符号的循环移位矢量，[·]^*表示对矩阵进行共轭操作。

所述利用解相关矩阵对各频点上多天线信道参数不同线性组合的估计值进行解相关处理，获得各频点上导频处的信道参数包括：

利用解相关矩阵U各频点上多天线信道参数不同线性组合的估计值进行解相关，获得发送天线的信道频域响应参数的估计值，第i个发送天线的信道频域相应参数的估计值为

其中u_i表示解相关矩阵U的第i列。

所述根据所述导频符号上的信道参数，获取数据符号处的信道参数具体包括：根据所述导频符号上的信道频域响应参数，采用线性插值方式，获取数据符号处的信道频域响应参数。

有益效果：本发明实例提供的信道估计方法，由于考虑了发送天线上的导频具有循环移位的特性，接收端的频域接收信号为多相混合信号，利用多相分解和解相关的方法使得多天线信道估计方法实现复杂度降低，而多相分解后的插值采用对称扩展及离散傅里叶变换及滤波方法使得多天线信道估计方法性能更加准确同时复杂度进一步降低。

附图说明

图1为本发明实例提供的一种信道估计方法的流程图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。

如图1本发明实例提供的一种信道估计方法的流程图，其方法包括：

101.提取经过离散傅里叶变换的频域导频接收信号。

在本发明实例中，可以是对接收天线上的导频符号处的接收信号去循环前缀操作后，再对其进行离散傅里叶变换，可以得到频域的接收信号，而信道估计器接收该频域信号后，对该频域信号进行进一步处理。

102.对所述频域导频接收信号进行相位修正。

在本发明实例中，导频符号的幅度是归一化的，并且接收端已知导频符号的基本序列，因此可以利用导频符号的基本序列对接收信号进行相位修正。

103.对所述相位修正的接收信号进行多相分解，获取多相信号。

多相分解是指对相位修正的接收信号矢量

的前个频点分别为起始点，

为抽取间隔，分解出组多相信号，第p组多相信号矢量为s_p，表示为s_p＝[s_p(1)，s_p(2)，...，s_p(N)]^T，其中s_p的第i个元素s_p(i)与

的元素对应关系为： $s_p\left(i\right)=\tilde{y}((i-1)\×\stackrel{\‾}{P}+p),i=\mathrm{1,2},...,N,\stackrel{\‾}{P}=P/\mathrm{GCD}(n_2,...,n_{N_T},P),$ n_i表示第i个发送天线所发导频的循环时间移位地址，P表示系统可以支持的等间隔循环移位个数，N_T表示多天线系统中发送天线的个数，GCD(·)表示括号内所有元素的最大公约数,N为每组信号的元素个数。

104.对所述多相信号进行对称扩展并进行变换域滤波包括：

对每组多相分解信号进行可选点数的双边对称扩展,扩展后的第p组信号为

其第n个元素

可以表述为

$s_p^{\mathrm{se}}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{s}_p(M-1-n),& 0\≤n\≤M-1\\ s_p(n-M),& M\≤n\≤N+M-1\\ s_p(2N+M-1-n),& N+M\≤n\≤N+2M-1\end{array}\right.$

其中M为对阵扩展点数。

对每组扩展信号进行离散逆傅里叶变换，将信号变换到变换域进行处理，第p组变换结果为

可以表述为，

$s_p^{\mathrm{dft}}=F_{N+2M}^H{s}_p^{\mathrm{se}}$

其中为N+2M点归一化离散逆傅里叶变换。

对每组变换域矢量进行单点滤波，第p组滤波结果为

可以表述为

${\stackrel{\‾}{s}}_p^{\mathrm{dft}}={\mathrm{\Γ}}_p\·s_p^{\mathrm{dft}}$

其中第p组滤波矩阵Γ_p为(N+2M)×(N+2M)的对角阵，其第k个对角元素[Γ_p]_k,k为：

${\left[{\mathrm{\Γ}}_p\right]}_{k,k}=\frac{E\left\{{\left|s_p^{\mathrm{dft}}\left(k\right)\right|}^2\right\}-{\mathrm{\σ}}_z^2}{E\left\{{\left|s_p^{\mathrm{dft}}\left(k\right)\right|}^2\right\}},k=\mathrm{1,2},...,N+2M$

其中E{·}表示取期望，|·|²表示取绝对值平方，

表示噪声方差。

对滤波后的信号进行离散傅里叶变换，将信号变回频域，同时去除由于扩展带来的多余元素，第p相返回频域的信号表示为

${\tilde{s}}_p^{\mathrm{dft}}=Q\·F_{N+2M}\·{\stackrel{\‾}{s}}_p^{\mathrm{dft}}$

其中F_N+2M为归一化离散傅里叶变换矩阵，Q为N×(N+2M)的取值矩阵，其第(i,j)个元素[Q]_i,j可以表示为

105.所述滤波后多相信号进行插值方法可以采用线性插值或样条插值，将各相差值结果组合为矩阵形式其中

为第p相返回频域信号

插值结果。

106.根据发送天线的导频结构获取相关矩阵包括：

根据发送天线导频结构中的循环移位矢量的周期特性，计算解相关矩阵U

$U=\frac{1}{\sqrt{\stackrel{\‾}{P}}}[I_{N_T\×N_T},0_{N_T\×\stackrel{\‾}{P}}]\·{[w_1,w_2,\·\·\·,w_{N_T}]}^{*}$

其中

表示N_T×N_T的单位阵，

表示的全零阵，w_i为表示第i个发送天线的导频符号的循环移位矢量，[·]^*表示对矩阵进行共轭操作。

107.利用解相关矩阵对各频点上多天线信道参数线性组合的估计值进行解相关处理，获得各频点上导频处的信道参数包括：

利用解相关矩阵U各频点上多天线信道参数不同线性组合的估计值进行解相关，获得发送天线的信道频域响应参数的估计值，第i个发送天线的信道频域相应参数的估计值为

其中u_i表示解相关矩阵U的第i列。

108.根据权利要求1所述的基于对称扩展和多相分解的多天线信道估计方法，其特征在于，根据所述导频符号上的信道参数，获取数据符号处的信道参数具体包括：根据所述导频符号上的信道频域响应参数，采用线性插值方式，获取数据符号处的信道频域响应参数。

本发明实例提供的多天线信道估计方法，由于考虑了发送天线上的导频具有循环移位的特性，接收端的频域接收信号为多相混合信号，利用多相分解和解相关的方法使得多天线信道估计方法实现复杂度降低，而多相分解后的插值采用对称扩展及离散傅里叶变换及滤波方法使得多天线信道估计方法性能更加准确同时复杂度进一步降低。

虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明。本发明所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种的更动与润饰。因此，本发明的保护范围当视权利要求书所界定者为准。

Claims (8)

1.一种基于对称扩展的长期演进系统上行链路信道估计方法，其特征在于该方法包括：

a.提取经过离散傅里叶变换的频域导频接收信号；

b.对所述的频域导频接收信号进行相位修正；

c.对所述相位修正的频域导频接收信号进行多相分解，获取多相信号；

d.对所述多相信号进行对称扩展并进行变换域滤波；

e.对所述滤波后多相信号进行插值，获得各频点上多天线信道参数线性组合估计值；

f.根据发送天线的导频结构获取解相关矩阵，利用该解相关阵对各频点上多天线信道参数线性组合的估计值进行解相关处理，获取各频点上导频符号处的信道参数；

g.根据所述导频符号处的信道参数，获取数据符号处的信道参数。

2.根据权利要求1所述的基于对称扩展的长期演进系统上行链路信道估计方法，其特征在于所述对频域导频接收信号进行相位修正包括：

利用已知的导频符号的基本序列对频域接收信号进行相位修正，导频符号为幅度归一化的，相位修正的接收信号矢量为其中，

表示导频符号的基本序列矢量，Diag{·}表示以括号内的矢量为主对角元素的对角阵，(·)^H表示对于矩阵进行共轭转置，y＝[y(1),y(2),...,y(N_b)]^T表示频域接收信号，y(k)为矢量y的第k个元素，表示第k个频点的接收信号，k＝1,2,...,N_b，N_b为导频符号和数据符号在频域方向的个数，(·)^T表示对矩阵进行转置。

3.根据权利要求1所述的基于对称扩展的长期演进系统上行链路信道估计方法，其特征在于，所述对相位修正的频域导频接收信号进行多相分解，获取多相信号包括：

多相分解是指对相位修正的接收信号矢量的前

个频点分别为起始点，

为抽取间隔，分解出

组多相信号，第p组多相信号矢量为s_p，表示为s_p＝[s_p(1),s_p(2),...,s_p(N)]^T,其中s_p的第i个元素s_p(i)与

的元素对应关系为： $s_p\left(i\right)=\tilde{y}((i-1)\×\stackrel{\‾}{P}+p),i=\mathrm{1,2},...,N,\stackrel{\‾}{P}=P/\mathrm{GCD}(n_2,...,n_{N_T},P),$ n_i表示第i个发送天线所发导频的循环时间移位地址，P表示系统可以支持的等间隔循环移位个数，N_T表示多天线系统中发送天线的个数，GCD(·)表示括号内所有元素的最大公约数,N为每组信号的元素个数。

4.根据权利要求1所述的基于对称扩展的长期演进系统上行链路信道估计方法，其特征在于，所述多相信号进行对称扩展并进行变换域滤波包括：

4a.对每组多相分解信号进行可选点数的双边对称扩展,扩展后的第p组信号为

其第n个元素

可以表述为

$s_p^{\mathrm{se}}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{s}_p(M-1-n),& 0\≤n\≤M-1\\ s_p(n-M),& M\≤n\≤N+M-1\\ s_p(2N+M-1-n),& N+M\≤n\≤N+2M-1\end{array}\right.$

其中M为对阵扩展点数；

4b.对每组扩展信号进行离散逆傅里叶变换，将信号变换到变换域进行处理，第p组变换结果为

可以表述为，

$s_p^{\mathrm{dft}}=F_{N+2M}^H{s}_p^{\mathrm{se}}$

其中

为N+2M点归一化离散逆傅里叶变换；

4c.对每组变换域矢量进行单点滤波，第p组滤波结果为

可以表述为

${\stackrel{\‾}{s}}_p^{\mathrm{dft}}={\mathrm{\Γ}}_p\·s_p^{\mathrm{dft}}$

其中第p组滤波矩阵Γ_p为(N+2M)×(N+2M)的对角阵，其第k个对角元素[Γ_p]_k，k为：

${\left[{\mathrm{\Γ}}_p\right]}_{k,k}=\frac{E\left\{{\left|s_p^{\mathrm{dft}}\left(k\right)\right|}^2\right\}-{\mathrm{\σ}}_z^2}{E\left\{{\left|s_p^{\mathrm{dft}}\left(k\right)\right|}^2\right\}},k=\mathrm{1,2},...,N+2M$

其中E{·}表示取期望，|·|²表示取绝对值平方，

表示噪声方差；

4d.对滤波后的信号进行离散傅里叶变换，将信号变回频域，同时去除由于扩展带来的多余元素，第p相返回频域的信号

表示为

${\tilde{s}}_p^{\mathrm{dft}}=Q\·F_{N+2M}\·{\stackrel{\‾}{s}}_p^{\mathrm{dft}}$

其中F_N+2M为归一化离散傅里叶变换矩阵，Q为N×(N+2M)的取值矩阵，其第(i,j)个元素[Q]_i，j可以表示为

5.根据权利要求1所述的基于对称扩展的长期演进系统上行链路信道估计方法，其特征在于，所述滤波后多相信号进行插值方法采用线性插值或样条插值，将各相差值结果组合为矩阵形式

其中为第p相返回频域信号

插值结果。

6.根据权利要求1所述的基于对称扩展的长期演进系统上行链路信道估计方法，其特征在于，所述根据发送天线的导频结构获取解相关矩阵包括：

根据发送天线导频结构中的循环移位矢量的周期特性，计算解相关矩阵U

$U=\frac{1}{\sqrt{\stackrel{\‾}{P}}}[I_{N_T\×N_T},0_{N_T\×\stackrel{\‾}{P}}]\·{[w_1,w_2,\·\·\·,w_{N_T}]}^{*}$

其中表示N_T×N_T的单位阵

表示

的全零阵，w_i为表示第i个发送天线的导频符号的循环移位矢量，[·]^*表示对矩阵进行共轭操作。

7.根据权利要求1所述的基于对称扩展的长期演进系统上行链路信道估计方法，其特征在于，所述利用该解相关阵对各频点上多天线信道参数线性组合的估计值进行解相关处理，获取各频点上导频符号处的信道参数包括：

利用解相关矩阵U各频点上多天线信道参数不同线性组合的估计值进行解相关，获得发送天线的信道频域响应参数的估计值，第i个发送天线的信道频域相应参数的估计值为

其中u_i表示解相关矩阵U的第i列。

8.根据权利要求1所述的基于对称扩展的长期演进系统上行链路信道估计方法，其特征在于，根据所述导频符号处的信道参数，获取数据符号处的信道参数具体包括：根据所述导频符号上的信道频域响应参数，采用线性插值方式，获取数据符号处的信道频域响应参数。

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