CN102130860A - 一种带相位补偿的二维离散傅里叶变换信道估计方法 - Google Patents

Abstract

一种带相位补偿的二维离散傅里叶变换信道估计方法包括：针对时频二维上导频非均匀分布的系统，首先接收时频二维上导频子载波处的频域接收信号；然后对所述的时频二维上导频子载波处的频域接收信号进行最小二乘估计获得时频二维导频子载波处的初始信道参数估计值；随后对时频二维导频子载波处的初始信道参数估计值进行带相位补偿的二维离散傅里叶变换，获得二维离散傅里叶变换域内的等效信道参数；最后对所述的时频二维导频子载波处的信道参数估计值进行时频二维插值，从而获得时频二维上所有子载波处的信道响应。本发明大大降低了计算复杂度，并利用信道的时间相关性和频率相关性提高信道估计性能。

Description

一种带相位补偿的二维离散傅里叶变换信道估计方法

技术领域

本发明涉及通信领域，特别涉及多天线正交频分复用(MIMO-OFDM)系统中的信道估计方法。

背景技术

多天线(Multiple Input Multiple Output，MIMO)技术和正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)技术的结合，可以有效地提高系统的吞吐率和传输效率，满足未来移动通信系统对系统容量、频谱利用率、数据传输速率等多方面的需求。MIMO技术可以在不增加带宽的前提下，成倍的提高系统容量和频谱利用率，OFDM技术将宽带信道转换为若干个并行的窄带信道，能够有效对抗多径衰落。在第三代合作伙伴计划(3GPP)制定的长期演进(Long Term Evolution，LTE)标准中，就采用了MIMO-OFDM技术作为下行链路的传输方案。

相干检测需要精准的信道信息。为了能够及时准确的估计出信道参数，常常采用基于导频辅助的信道估计方法，通过在OFDM符号的特定子载波上插入的已知导频来获得导频子载波上的信道响应，并通过后续插值获得非导频子载波上的信道响应。

同时利用信道的频率相关性和时间相关性可以有效提高信道估计的性能。针对导频非均匀分布(如菱形导频图样)的系统，传统的基于二维离散傅里叶变换的信道估计方法因过于复杂而难以实现，为解决上述问题，本发明提出了一种带相位补偿的二维离散傅里叶变换信道估计方法，该方法克服了传统方法中二维离散傅里叶变换不可分的缺点，有效降低了计算复杂度，同时利用信道的时频相关性提高信道估计性能。

发明内容

技术问题：本发明的目的是提供一种带相位补偿的二维离散傅里叶变换信道估计方法，从而克服传统的二维离散傅里叶变换信道估计方法在非均匀导频图样中不可分的问题，有效降低计算复杂度，同时利用信道的时域相关性和频域相关性提高信道估计的性能。

技术方案：本发明提供的一种带相位补偿的二维离散傅里叶变换信道估计方法，该方法包括：针对时频二维上导频非均匀分布的系统，首先接收时频二维上导频子载波处的频域接收信号；然后对所述的时频二维上导频子载波处的频域接收信号进行最小二乘估计获得时频二维导频子载波处的初始信道参数估计值；随后对时频二维导频子载波处的初始信道参数估计值进行带相位补偿的二维离散傅里叶变换，获得二维离散傅里叶变换域内的等效信道参数；进而在二维离散傅里叶变换域内对所述的等效信道参数进行滤波处理，以抑制噪声对信道估计性能的影响；对所述的经过滤波处理后的等效信道参数进行带相位补偿的二维离散傅里叶逆变换从而获得时频二维导频子载波处的信道参数估计值；最后对所述的时频二维导频子载波处的信道参数估计值进行时频二维插值，从而获得时频二维上所有子载波处的信道响应。

对所述的时频二维导频子载波处的初始信道参数估计值进行带相位补偿的二维离散傅里叶变换，具体为：首先对时频二维导频子载波处的初始信道参数进行频率方向上的离散傅里叶变换；接着通过相位项补偿导频在频率方向由于位置交错所带来的影响；然后进行时间方向上的离散傅里叶变换；最后通过相位项补偿导频在时间方向由于位置交错所带来的影响。

所述的二维离散傅里叶变换和二维离散傅里叶逆变换顺序可以改变，即既可以先进行带相位补偿的二维离散傅里叶变换，然后在变换域完成滤波后再经过带相位补偿的二维离散傅里叶逆变换；也可以先进行带相位补偿的二维离散傅里叶逆变换，然后在变换域完成滤波后经过带相位补偿的二维离散傅里叶变换返回到频域。

对所述的二维离散傅里叶变换域内的等效信道参数进行滤波，采用最小均方误差MMSE滤波，或使用最小均方误差滤波的各种简化形式。

有益效果：本发明提供的一种带相位补偿的二维离散傅里叶变换信道估计方法，克服了传统二维离散傅里叶变换不可分的问题，有效降低了计算复杂度，同时利用信道的时域相关性和频域相关性提高信道估计的性能。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅表明本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他实施例的附图。

图1为本发明实施例所采用的OFDM基带系统结构框图。

图2为本发明实施例所采用的非均匀导频图样。

图3为本发明实施例所提供的非均匀导频图样下带相位补偿的二维离散傅里叶变换信道估计方法流程图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。

图1为本实施例所使用的OFDM基带系统模型，从图中可以看出，发送端的频域信号S(k)经过离散傅里叶逆变换(IDFT)得到时域发送信号s(n)，在添加循环保护前缀(CP)之后，经过数模(DA)转换发送到无线信道中，假设CP的长度大于信道的最大延迟，CP在保证子载波间正交的同时消除了OFDM符号间干扰。

无线信道为一个时变多径衰落信道，表示为：

$h(t,\mathrm{\τ})=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_l\left(t\right)\mathrm{\δ}(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_l)$ (公式1)

其中L为信道的径数，α_l(t)为第l径信道的复路径增益，为一个宽平稳(WSS)复高斯随机过程，且不同径之间相互独立，其方差为

τ_l为相应的路径延时。可以给出信道的频域响应(CFR)为：

$H(t,f)=\underset{-\∞}{\overset{+\∞}{\∫}}h(t,\mathrm{\τ})e^{-j2\mathrm{\πft}}\mathrm{d\τ}$ (公式2)

在正确的加上循环保护前缀CP和准确定时情况下，CFR可以写为如下的离散形式：

$H(n,k)=H({\mathrm{nT}}_f,\mathrm{k\Δf})=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}h(n,l)e^{-j2\mathrm{\πkl}/N}$ (公式3)

其中h(n，l)＝h(nT_f，lt_s)，T_f是一个包括CP在内的OFDM符号的长度，Δf是子载波间隔，t_s是采样间隔，N为OFDM系统中子载波数。

假设信道变化足够慢，满足在一个ODFM符号内保持不变，在接收端去除CP并作DFT变换之后，第n个OFDM符号块上的第k个子载波上的频域接收信号可以表示为

Y(n，k)＝S(n，k)H(n，k)+W(n，k)             (公式4)

其中，W(n，k)为频域复高斯白噪声，噪声方差为

在实际的OFDM系统中，为了获得更好的接收性能，一般采用相干检测技术。为了实现相干检测，则需要获得精准的信道信息，实际的通信系统常采用基于导频辅助的信道估计方法，即在发射端已知导频序列以特定的导频图样插入到时频资源中。在本发明实施例中假设导频序列在时频资源上交错放置，如图2所示。假设X(n_q，n_p)为第n_q个OFDM符号块中第n_p个子载波上的导频符号，假设使用恒模导频，且|X(n_q，n_p)|＝1。接收端在去除CP和经过DFT后，第n_q个OFDM符号块中第n_p个子载波上的导频接收符号为

Y(n_q，n_p)＝X(n_q，n_p)H(n_q，n_p)+W(n_q，n_p)(公式5)

记

为第n_q个OFDM符号块上的N_p个导频符号所组成的矢量信号，则有

Y(n_q)＝diag(X(n_q))H(n_q)+W(n_q)          (公式6)

其中，第n_q个OFDM符号上的导频接收信号、信道频域响应、噪声项分别为：

$Y\left(n_q\right)={[Y(n_q,n_1),Y(n_q,n_2),L,Y(n_q,n_{N_p})]}^T$

$H\left(n_q\right)={[H(n_q,n_1),H(n_q,n_2),L,H(n_q,n_{N_p})]}^T$

$W\left(n_q\right)={[W(n_q,n_1),W(n_q,n_2),L,W(n_q,n_{N_p})]}^T$

为了提高信道估计性能，同时处理来自一帧内的N_q个导频接收信号，记

这样可以得到如下的表达式

(公式7)

其中，一帧内的导频信号、信道频域响应、噪声项分别为

在已知发射导频的情况下，为了从观测数据

中恢复出信道响应

从(公式7)出发，

的带相位补偿的基于二维离散傅里叶变换(2D-DFT)的信道估计为

(公式8)

其中，

为初始最小二乘信道参数估计值，

为二维变换域内的滤波矩阵，

为二维傅里叶变换域上的等效信道参数

的自相关阵，

为(N_aN_b)×(N_aN_b)维二维傅里叶变换阵F_2D中对应导频子载波位置处所对应的行和列所组成的变换阵，其中N_a为一帧中所包含的OFDM符号的个数，N_b为系统所包含的子载波个数，F_2D的元素定义为

${\left[F_{2D}\right]}_{n{N}_b+m,l{N}_b+k}=\frac{1}{\sqrt{N_a{N}_b}}{e}^{-j2\mathrm{\π}(\frac{\mathrm{mk}}{N_b}+\frac{\mathrm{nl}}{N_a})}$ (公式9)

的表达式与具体的导频图样有关，在本实施例中以图(2)所示的非均匀导频图样为例，

可以分解为

(公式10)

其中，

表示克罗内克乘积，Δ_t和Δ_f分别为时间方向和频率方向上由于导频位置交错所引起的相位修正项，具体表达式分别为

${\left[{\mathrm{\Δ}}_t\right]}_{l_1,l_2}=\left\{\begin{array}{cc}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\πl}}{7N_q}\left(\frac{1-{(-1)}^l}{2}\right)}& ,l_1=l_2\\ 0& ,l_1\≠l_2\end{array}\right.$ l₁，l₂＝0，1，L，N_q-1(公式11)

和

${\left[{\mathrm{\Δ}}_f\right]}_{k_1,k_2}=\left\{\begin{array}{cc}{e}^{-j\frac{\mathrm{\πk}}{N_p}\mathrm{\δ}}& ,k_1=k_2\\ 0& ,k_1\≠k_2\end{array}\right.$ k₁，k₂＝0，1，L N_p-1  (公式12)

其中，δ为

$\mathrm{\δ}=\left\{\begin{array}{cc}0,& n_q=\mathrm{0,7}\\ 1,& n_q=\mathrm{4,11}\end{array}\right.$

F_t和F_f分别为N_q点和N_p点的归一化傅里叶变换阵。从上式可以看出，非均匀分布导频图样下，初始最小二乘信道参数估计值的二维离散傅里叶变换可以通过如下步骤完成：

①对导频图样中对应导频子载波位置处的初始最小二乘信道参数估计值按列(频率方向)依次进行N_p点的一维离散傅里叶变换；

②对①式所得的变换结果做相位修正Δ_f，补偿频率方向由于导频位置交错所带来的影响；

③对补偿后的一维离散傅里叶变换结果按行完成时间方向上N_q点的一维离散傅里叶变换；

④进行时间方向上的相位修正Δ_t，补偿导频在时间方向上位置交错所带来的影响。

从以上过程可以看出，由于导频图样为非均匀分布，在做二维离散傅里叶变换时需要进行相应的相位修正用以补偿导频位置交错所带来的影响；然后在二维变换域内根据(公式8)进行滤波从而抑制噪声影响，接着通过带相位补偿的二维离散傅里叶逆变换获得导频子载波处的频域信道响应。最后通过插值(在频率方向利用三次样条插值，在时间方向上利用线性插值)获得所有子载波处的频率信道响应。

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，将本发明实施例所提供的信道估计方法总结成如图3所示的方法流程图。

在本申请所提供的实施例中，应该理解到，所揭露的方法，在没有超过本申请的精神和范围内，可以通过其他的方式实现。当前的实施例只是一种示范性的例子，不应该作为限制，所给出的具体内容不应该限制本申请的目的。例如，多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (4)

1.一种带相位补偿的二维离散傅里叶变换信道估计方法，其特征在于该方法包括：针对时频二维上导频非均匀分布的系统，首先接收时频二维上导频子载波处的频域接收信号；然后对所述的时频二维上导频子载波处的频域接收信号进行最小二乘估计获得时频二维导频子载波处的初始信道参数估计值；随后对时频二维导频子载波处的初始信道参数估计值进行带相位补偿的二维离散傅里叶变换，获得二维离散傅里叶变换域内的等效信道参数；进而在二维离散傅里叶变换域内对所述的等效信道参数进行滤波处理，以抑制噪声对信道估计性能的影响；对所述的经过滤波处理后的等效信道参数进行带相位补偿的二维离散傅里叶逆变换从而获得时频二维导频子载波处的信道参数估计值；最后对所述的时频二维导频子载波处的信道参数估计值进行时频二维插值，从而获得时频二维上所有子载波处的信道响应。

2.根据权利要求1所述的一种带相位补偿的二维离散傅里叶变换信道估计方法，其特征在于对所述的时频二维导频子载波处的初始信道参数估计值进行带相位补偿的二维离散傅里叶变换，具体为：首先对时频二维导频子载波处的初始信道参数进行频率方向上的离散傅里叶变换；接着通过相位项补偿导频在频率方向由于位置交错所带来的影响；然后进行时间方向上的离散傅里叶变换；最后通过相位项补偿导频在时间方向由于位置交错所带来的影响。

3.根据权利要求1所述的一种带相位补偿的二维离散傅里叶变换信道估计方法，其特征在于所述的二维离散傅里叶变换和二维离散傅里叶逆变换顺序可以改变，即既可以先进行带相位补偿的二维离散傅里叶变换，然后在变换域完成滤波后再经过带相位补偿的二维离散傅里叶逆变换；也可以先进行带相位补偿的二维离散傅里叶逆变换，然后在变换域完成滤波后经过带相位补偿的二维离散傅里叶变换返回到频域。

4.根据权利要求1所述的一种带相位补偿的二维离散傅里叶变换信道估计方法，其特征在于对所述的二维离散傅里叶变换域内的等效信道参数进行滤波，采用最小均方误差MMSE滤波，或使用最小均方误差滤波的各种简化形式。

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