CN104348765A - 信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种信道估计方法，利用当前子帧的导频信号进行信道估计，得到各导频点处OFDM符号信道估计结果，利用两相邻导频所在OFDM符号信道估计结果进行插值操作，确定出当前子帧其他非导频OFDM符号的信道估计结果；对于当前子帧各OFDM符号，将该OFDM符号的所述信道估计结果确定为其最后一个采样时刻的频率响应；利用该频率响应和其相邻OFDM符号最后一个采样时刻的频率响应，计算该符号的其他各采样时刻的频率响应；对于当前子帧的各OFDM符号，利用该OFDM符号的各采样时刻的频率响应，构造频率传输矩阵H；利用频率传输矩阵H和该OFDM符号对应的接收信号矢量Y，对该OFDM符号对应的发射符号矢量S进行估计。本发明可以确保OFDM系统快速时变信道的信道估计准确度。

Description

信道估计方法

技术领域

本发明涉及移动通信技术，特别是涉及一种OFDM系统的信道估计方法。

背景技术

信道估计，即是估计从发送天线到接收天线之间的无线信道的频率响应，对于OFDM系统，信道估计算法可以分为基于导频的信道估计算法和盲信道估计算法两大类。基于导频的信道估计算法是在发送端信道的某些固定位置插入一些已知的导频符号，在接收端利用这些已知的导频信号按照某些准则进行信道估计；而盲信道估计需要在接收端接收到足够多的数据情况下才能得到一个相对可靠的信道估计。一般在LTE系统中，均采用基于导频的信道估计算法，且导频位置有明确的规定。

上述基于导频的信道估计算法中，以假设信道为时不变信道为前提，也就是说，在一个OFDM符号内，信道增益是保持不变的，在导频点简单地利用最小二乘（LS）算法得到信道系数，然后利用在频率方向进行插值获得不同子载波上的信道增益，在时间方向插值获得每个OFDM符号的信道系数。

然而，在实际应用中存在快速时变信道，由于信道的相干时间小于OFDM符号的持续周期，因此信道增益在一个OFDM符号周期内是变化的，且相邻子载波之间互相干扰。

因此，采用传统的基于导频的信道估计方法，在进行信道估计时简单地把OFDM符号内的信道增益近似相等，将会影响信道估计结果的准确性。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种信道估计方法，该方法可以确保OFDM系统快速时变信道的信道估计准确度。

为了达到上述目的，本发明提出的技术方案为：

一种信道估计方法，包括：

利用当前子帧的导频信号进行信道估计，得到各导频点处OFDM符号的信道估计结果，利用相邻两个导频所在的OFDM符号的信道估计结果进行插值操作，确定出当前子帧的其他非导频OFDM符号的信道估计结果；

对于当前子帧的各OFDM符号，将该OFDM符号的所述信道估计结果确定为该OFDM符号内最后一个采样时刻的频率响应；利用该频率响应和其相邻OFDM符号内最后一个采样时刻的频率响应，计算该OFDM符号的其他各采样时刻的频率响应；

对于当前子帧的各OFDM符号，利用该OFDM符号的各采样时刻的频率响应，构造频率传输矩阵H；利用所述频率传输矩阵H和该OFDM符号对应的接收信号矢量Y，对该OFDM符号对应的发射符号矢量S进行估计。

综上所述，本发明提出的信道估计方法，利用由导频点信号估计得到的信道频率响应来构造信道传输矩阵，从而可以使该信道传输矩阵能充分体现出信道的时变特性，因此，可以提高基于该矩阵所得到的发射符号矢量S估计值的准确性，从而可以确保OFDM系统快速时变信道的信道估计准确度。

附图说明

图1为本发明实施例一的流程示意图；

图2为本发明一仿真结果图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例对本发明作进一步地详细描述。

在对本发明实施例进行阐述之前，首先对本发明的实现原理分析如下：

OFDM发射机中，信源输出比特经信道编码、交织器送入调制器，调制器输出复符号利用逆傅里叶变换（IFFT）实现多载波调制，然后插入循环前缀，发射时域信号可以表示为：

$x\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}S\left(m\right)e^{j\frac{2\mathrm{\πnm}}{N}},0\≤n\≤N-1---\left(1\right)$

其中，S(m)代表第m个子载波信道传输的复符号，N代表FFT运算的点数。发送信号与时变信道冲激响应进行卷积运算，在接收机中，接收信号y(n)表示为：

$y\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}h(n,l)\·x(n-{\mathrm{\τ}}_l)+v\left(n\right)---\left(2\right)$

其中，h(n,l)代表第n个采样时刻第l径信道的衰落系数，L为系统预设的多径总数，τ_l代表第l径的传输迟延，v(n)代表第n个采样时刻信道输入复高斯白噪声，其均值为零，噪声方差为

假设接收机与发射机保持理想定时同步，接收机在移出循环前缀后，进行N点FFT运算得到第k个子载波信道接收信号Y(k)为：

$Y\left(k\right)=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}h(n,l)x(n-{\mathrm{\τ}}_l)+v\left(n\right))\·e^{-j\frac{2\mathrm{\πnk}}{N}}---\left(3\right)$

$Y\left(k\right)=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}h(n,l)S\left(k\right)e^{j\frac{-2{\mathrm{\π\τ}}_{l}k}{N}}$

$+\frac{1}{N}\underset{m=0,m\≠k}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}S\left(m\right)\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}h(n,l)e^{-j\frac{2\mathrm{\πnk}}{N}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}(n-{\mathrm{\τ}}_l)m}{N}}---\left(4\right)$

$+\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}v\left(n\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\πnk}}{N}}$

式（4）进一步表示为：

其中有用信号，

$S\left(k\right)\·H_{k,k}=S\left(k\right)\·\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}h(n,l)e^{j\frac{-2{\mathrm{\π\τ}}_{l}k}{N}}---\left(6\right)$

所以有

$H_{k,k}=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}h(n,l)e^{j\frac{-2{\mathrm{\π\τ}}_{l}k}{N}}---\left(7\right)$

子载波间干扰有

所以有，

$H_{k,m}=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left\{\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}h(n,l)e^{j\frac{-2{\mathrm{\π\τ}}_{l}m}{N}}\right\}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\πn}(k-m)}{N}}---\left(9\right)$

其中，H_k,m代表频域传输矩阵H的第k行第m列元素，表示k子载波对m子载波的影响。

$H=\left[\begin{array}{cccc}{H}_{\mathrm{0,0}}& H_{\mathrm{0,1}}& \·\·\·& H_{0,N-1}\\ H_{\mathrm{1,0}}& H_{\mathrm{1,1}}& \·\·\·& H_{1,N-1}\\ \·& \·& & \·\\ \·& \·& \·\·\·& \·\\ \·& \·& & \·\\ H_{N-\mathrm{1,0}}& H_{N-\mathrm{1,1}}& \·\·\·& H_{N-1,N-1}\end{array}\right]---\left(10\right)$

其计算公式为：

$H_{k,m}=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{U}_m\left(n\right)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}n\·(k-m)}---\left(11\right)$

其中，U_m(n)代表第n个采样时刻第m个子载波处的瞬时频率响应，U_m(n)计算公式为：

$U_m\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}h(n,l)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}{\mathrm{m\τ}}_l}---\left(12\right)$

式(10)中，H_k,k进一步表示为： $H_{k.k}=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{U}_k\left(n\right)={\stackrel{\‾}{U}}_k---\left(13\right)$

式(13)表明：H_k,k为U_k(n)的时间平均。式(3)进一步表示为矩阵形式为：

Y＝HS+V   (14)

其中，Y代表频率接收信号矢量，H代表频域传输矩阵，S代表OFDM发射符号矢量，V代表信道输入复高斯白噪声矢量，频域传输矩阵H矩阵形式为：

$H=\frac{1}{\sqrt{N}}F\·\left[\begin{array}{cccc}{U}_0\left(0\right)& U_1\left(0\right)& \·\·\·& U_{N-1}\left(0\right)\\ U_0\left(1\right)& U_1\left(1\right)e^{j2\mathrm{\π}/N}& \·\·\·& U_{N-1}\left(1\right)e^{j2\mathrm{\π}(N-1)/N}\\ \·& \·& & \·\\ \·& \·& \·\·\·& \·\\ \·& \·& & \·\\ U_0(N-1)& U_1(N-1)e^{j2\mathrm{\π}(N-1)/N}& \·\·\·& U_{N-1}(N-1)e^{j2\mathrm{\π}(N-1)(N-1)/\mathrm{\π}}\end{array}\right]---\left(15\right)$

其中，F代表傅里叶矩阵，其第p行q列元素注意：当信道为快速时变信道时，频率信道矩阵H不再呈现为对角阵，非对角线元素表现为ICI干扰。

在第d个OFDM符号中，利用导频信号通过LS信道估计可得到导频OFDM符号子载波k最后时刻频率响应进一步通过频域线性插值得到第d个符号各个子信道最后采样时刻频率响应。

基于上述原理，本发明的核心思想是：利用存在导频OFDM符号的瞬时频率响应，构造不同采样点信道瞬时频率响应的斜率，并通过线性插值的方法得到第d个OFDM符号各个采样点处的瞬时频率响应，然后再基于不同采样时刻的信道增益，构造信道传输函数，进而得到相应的信道估计值。这里，由于充分考虑不同采样时刻的信道增益来构造信道传输函数，该信道传输函数体现出了信道的时变特性，因此，可以确保OFDM系统快速时变信道的信道估计准确度。

图1为本发明实施例一的流程示意图，如图1所示，该实施例主要包括：

步骤101、利用当前子帧的导频信号进行信道估计，得到各导频点处OFDM符号的信道估计结果，利用相邻两个导频所在的OFDM符号的信道估计结果进行插值操作，确定出当前子帧的其他非导频OFDM符号的信道估计结果。

本步骤中可以采用现有的信道估计方法如最小二乘（LS）信道估计法得到导频点处的信道估计。这里，得到导频点处OFDM符号的信道估计结果后，可以进一步通过插值操作得到其他OFDM符号的信道估计结果，具体插值方法的实现为本领域技术人员所掌握，在此不再赘述。

步骤102、对于当前子帧的各OFDM符号，将该OFDM符号的所述信道估计结果确定为该OFDM符号内最后一个采样时刻的频率响应；利用该频率响应和其相邻OFDM符号内最后一个采样时刻的频率响应，计算该OFDM符号的其他各采样时刻的频率响应。

本步骤中，将步骤101中得到的各OFDM符号的信道估计结果看做OFDM符号的最后一个采样时刻的频率响应，这样，利用该频率响应和相邻OFDM符号内最后一个采样时刻的频率响应就可以得到相邻频率响应的斜率（具体实现时，可优先使用前一个相邻OFDM符号最后一个采样时刻的频率响应来计算该斜率，以获得较高的斜率值），根据该斜率采用插值方法即可得到其他各采样时刻的频率响应。这里，利用线性插值方法对不同每个OFDM符号内的不同采样时刻的信道进行信道近似，得到了不同时刻不同子载波的瞬时信道频率响应，如此使基于此得到的传输矩阵能够反映出不同的子载波间的信道干扰，体现出了信道的时变特性。

较佳地，对于当前子帧的各OFDM符号，可以采用一阶线性插值方法、二阶线性插值方法或泰勒级数展开方法，计算该OFDM符号的其他各采样时刻的频率响应。具体计算过程为本领域技术人员所掌握，在此不再赘述。

步骤103、对于当前子帧的各OFDM符号，利用该OFDM符号的各采样时刻的频率响应，构造频率传输矩阵H；利用所述频率传输矩阵H和该OFDM符号对应的接收信号矢量Y，对该OFDM符号对应的发射符号矢量S进行估计。

本步骤中，对于每个OFDM符号构造对应的频率传输矩阵H。由于构造频率传输矩阵H的各采样时刻的频率响应是在前述步骤中根据导频点处的信号估计得到的，因此能够反映出不同的子载波间的信道干扰，体现出了信道的时变特性，从而可以提高发射符号矢量的估计结果的准确性，使快速时变信道的性能得到显著改善。

这里，利用该频率传输矩阵H和对应的接收信号矢量Y，构造MMSE均衡器（其中，系统的噪声方差，I为单位矩阵）即可得到发射符号矢量S的估计值具体构造矩阵H以及对发射符号矢量S进行估计的方法，为本领域技术人员所掌握，在此不再赘述。

从上述技术方案可以看出，本发明中利用由导频点信号估计得到的信道频率响应来构造信道传输矩阵，如此能够使该信道传输矩阵反映出不同子载波间的信道干扰，充分体现出信道的时变特性，因此，可以确保OFDM系统快速时变信道的信道估计准确度。

下面通过一仿真示例进一步说明本发明的上述效果。上述方案应用于高铁信道模型下，采用64QAM高阶调制，速度为480km/h的用户终端的BER性能如图2中仿真结果所示。图中横坐标为信噪比，纵坐标为误块率，从图中可以看出相对传统的方法本发明对快速时变信道具有显著的性能改善。

综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种信道估计方法，其特征在于，包括：

利用当前子帧的导频信号进行信道估计，得到各导频点处OFDM符号的信道估计结果，利用相邻两个导频所在的OFDM符号的信道估计结果进行插值操作，确定出当前子帧的其他非导频OFDM符号的信道估计结果；

对于当前子帧的各OFDM符号，将该OFDM符号的所述信道估计结果确定为该OFDM符号内最后一个采样时刻的频率响应；利用该频率响应和其相邻OFDM符号内最后一个采样时刻的频率响应，计算该OFDM符号的其他各采样时刻的频率响应；

对于当前子帧的各OFDM符号，利用该OFDM符号的各采样时刻的频率响应，构造频率传输矩阵H；利用所述频率传输矩阵H和该OFDM符号对应的接收信号矢量Y，对该OFDM符号对应的发射符号矢量S进行估计。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，采用最小二乘信道估计法，得到各导频点处OFDM符号的信道估计结果。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，对于当前子帧的各OFDM符号，采用一阶线性插值方法、二阶线性插值方法或泰勒级数展开方法，计算该OFDM符号的其他各采样时刻的频率响应。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，按照对所述子帧的OFDM发射符号矢量S进行估计，其中，所述系统的噪声方差，I为单位矩阵。