KR20080073801A - 셀룰러 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 동일 채널간섭 제거 시스템 및 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 발생하는 동일 채널 간섭, 특히 셀 경계에서 발생하는 동일 채널 간섭을 효과적으로 제거하기 위하여, 폐루프 전력 제어 방식에 기반을 둔 최대 우도 추정 (MLE) 동일 채널 간섭 (CCI) 제거 시스템 및 방법을 제공한다. 본 발명에 따른 동일 채널 간섭 제거 시스템은 기지국의 송신 프레임의 송신 전력을 제어하는 피드백을 생성하여 상기 기지국에 제공하는 피드백 생성 수단, 및 최대 우도 추정 (MLE) 방식을 이용하여 상기 송신 프레임의 심볼들로부터 동일 채널 간섭을 제거하는 MLE 동일 채널 간섭 제거기를 구비하는 이동국 수신기; 및 상기 이동국에서 수신되는 소망의 신호의 수신 전력과 간섭 신호의 수신 전력이 상이하게 되도록, 상기 이동국으로부터 수신된 피드백에 따라 상기 송신 프레임의 송신 전력을 제어하는 폐루프 전력 제어부를 구비하는 기지국 송신기를 포함한다. 또한, 본 발명은 서로 다른 2 개의 서브 캐리어를 통해 송신 심볼들의 에너지를 확산시켜 주파수 다이버시티를 획득함으로써, 협대역 간섭의 효과를 감소시키며, 그 결과 동일 채널 간섭에 의한 BER 저하를 감소시킬 수 있다.
Figure P1020070012088
동일 채널 간섭, 최대 우도 추정, MLE, 폐루프 전력 제어

Description

셀룰러 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 동일 채널 간섭 제거 시스템 및 방법 {System and Method for co-channel interference cancellation in cellular OFDM systems}
도 1 은 육각형 셀 내에 도시된 송신 인터리빙 패턴을 구비한 셀룰러 시스템의 일 실시형태를 나타내는 예시도.
도 2 는 본 발명의 일 실시형태에 따라 도 1 에 도시된 서빙 기지국 A의 송신기 구조도.
도 3 은 본 발명의 일 실시형태에 따라 도 1 에 도시된 간섭 기지국 C의 송신기 구조도.
도 4 는 본 발명의 일 실시형태에 따라 도 1 에 도시된 간섭 기지국 B의 송신기 구조도.
도 5 는 본 발명의 일 실시형태에 따라 MLE (maximum likelihood estimator) CCI (co-channel interference) 제거기 및 PR (power ratio) 산출부를 구비한 이동국의 수신기 구조도.
도 6 은 본원의 도 5에 도시된 l 번째 MLE CCI 제거기의 구조도.
도 7 은 하나의 송신 인터리빙 패턴만을 구비한 통상적인 셀룰러 OFDM 시스템에서 본 발명에 따른 동일 채널 간섭 제거 시스템을 적용한 예시도.
도 8 은 2 개의 송신 인터리빙 패턴을 구비한 통상적인 셀룰러 OFDM 시스템에서 본 발명에 따른 동일 채널 간섭 제거 시스템을 적용한 예시도.
도 9 는 3 개의 송신 인터리빙 패턴을 구비한 통상적인 셀룰러 OFDM 시스템에서 본 발명에 따른 동일 채널 간섭 제거 시스템을 적용한 예시도.
※ 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
210: 저역통과필터 220: 고역통과필터
230, 240: 인터리빙부 250: 데이터 합성부
260: 전력 제어부 270: IFFT 변조부
280: CP 삽입부 280: 병렬-직렬 변환부
510: CP 제거부 530: FFT 복조부
540: 심볼 패턴 형성부 550: 다운-샘플링부
560: 채널 추정부 570: 전력비 산출부
580: 평균값 산출부 590: 동일 채널 간섭 제거기
본 발명은 셀룰러 직교 주파수 분할 다중화 (OFDM) 시스템에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 동일 채널 간섭을 제거하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.
OFDM 방식은 제 4 세대 무선 통신 시스템에 요구되고 있는 고속, 고품질, 및 대용량 통신을 중촉시킬 수 있는 한 방법으로서 주목받고 있다. OFDM 신호는 주파수 영역에서 최소 간격의 다수 서브 캐리어를 가지며, 데이터는 병렬로 전송된다. 따라서, OFDM 방식에 의한 신호 전송은 전체 전송 속도는 그대로 유지하면서, 서브 캐리어 당 전송 속도를 감소시킬 수 있다. 또한, OFDM 방식은 서브 캐리어의 수를 증가시킴으로써, 고속, 고품질 및 대용량의 데이터 통신을 제공할 수 있다.
또한, OFDM 시스템은 다중 경로 페이딩 환경하의 무선 시스템에서 효과적으로 이용되고, CP (cyclic prefix) 를 이용하여 서브 캐리어들 사이에 직교성을 유지하면서 심볼간 간섭 (ISI: intersymbol interference) 을 제거한다. 또한, OFDM 수신기는 일반적으로 많은 탭을 갖는 등화기 또는 레이크 수신기를 적용하는 단일 캐리어 시스템보다 그 구조가 덜 복잡하다.
한편, OFDM 방식이 셀룰러 통신 시스템에 적용되는 경우, 그 시스템에서의 주파수 스펙트럼 이용 효율을 향상시키기 위하여 주파수 재사용이 매우 필요하다. 그러나, 셀룰러 시스템에서 주파수를 재사용함으로써, 다른 셀로부터 수신되는 신호들에 의해 동일 채널 간섭이 야기되며, 이러한 동일 채널 간섭은 전체 시스템의 용량을 제한하는 요인 중 하나로 여겨진다. 즉, 주파수 재사용이 셀룰러 OFDM 네트워크에서 적용될 때, 이동국은 소망하는 기지국의 신호뿐만 아니라 동일한 서브 캐리어 주파수를 사용하는 간섭 기지국들로부터 신호를 수신하고, 이는 BER 성능을 크게 저하시키며 간섭이 심한 상황에서는 이동국과 서빙 기지국 사이에 링크 드롭 (link drop), 즉 통신 두절을 초래할 수 있다.
따라서, 이러한 동일 채널 간섭 (co-channel interference) 의 효과를 제거하기 위하여, CCI 제거기가 제안되어 왔다. 예를 들어, 최소 평균 제곱 오차 (minimum mean squared error:MMSE), 직렬 간섭 제거기 (serial interference canceller:SIC) 와 결합된 MMSE, 병렬 간섭 제거기 (parallel interference canceller:PIC)와 결합된 MMSE, 및 최대 우도 추정 (maximum likelihood estimation: MLE) 을 채택한 여러 방식들이 CCI 제거기를 구현하는데 제안되어 왔다.
이러한 방식들 중 최고의 성능을 갖는 MLE 방식은 소망하는 신호 및 동일 채널 간섭 신호의 후보로부터 수신 신호의 레플리카 (replica) 를 생성한다. 레플리카 신호는 소망하는 신호와 CCI 신호의 가능한 모든 조합으로부터 생성되며, 이러한 레플리카는 수신 신호와 비교된다. 그 후, 수신 신호로부터 최소 유클리드 거리를 갖는 레플리카를 선택하여 데이터를 검출한다.
이러한 MLE 방식을 채택한 CCI 제거기를 구비한 종래의 수신기에서는, 소망하는 신호 및 간섭 신호의 수신 전력이 상이한 경우, MLE CCI 제거기는 소망하는 신호와 간섭 신호들을 용이하게 구별할 수 있으며, 그 결과, 검출 에러는 낮아지게 된다. 반면, 특히, 셀 경계에서와 같이 높은 간섭 환경에서, 소망하는 신호와 간섭 신호의 수신 전력이 거의 동일한 경우, MLE CCI 제거기의 데이터 검출 에러 확률은 높아지게 된다. 이는 신호 후보의 몇몇 조합들이 최소 유클리드 거리를 갖는 유사 레플리카를 형성할 수 있기 때문이다. 따라서, 이와 같이 소망하는 신호의 수신 전력과 간섭 신호의 수신 전력이 거의 동일한 경우, 종래의 MLE CCI 제거기는 소망하는 신호와 간섭 신호를 구별하기가 어려운 문제점을 가진다.
본 발명은 상술한 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 본 발명의 목적은 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 발생하는 동일 채널 간섭, 특히 셀 경계에서 발생하는 동일 채널 간섭을 효과적으로 제거하기 위하여, 폐루프 전력 제어 (CPC: closed-loop power control) 방식에 기반을 둔 최대 우도 추정 동일 채널 간섭 시스템 및 방법을 제공하는 것이다.
또한, 본 발명의 다른 목적은, 특히, 셀 경계에서 발생하는 높은 간섭 환경에서도 효과적으로 동작하는 동일 채널 간섭 제거 시스템 및 이에 따른 변형된 기지국 송신기 및 이동국 수신기를 제공하는 것이다.
또한, 본 발명의 또 다른 목적은 서로 다른 2 개의 서브 캐리어를 통해 송신 심볼들의 에너지를 확산시켜 주파수 다이버시티를 획득함으로써, 협대역 간섭의 효과를 감소시키며, 그 결과 동일 채널 간섭에 의한 BER 저하를 감소시키는 것이다.
상술한 바와 같은 본 발명의 목적을 달성하기 위하여, 본 발명에 따른 동일 채널 간섭 제거 시스템은 기지국의 송신 프레임의 송신 전력을 제어하는 피드백을 생성하여 상기 기지국에 제공하는 피드백 생성 수단, 및 최대 우도 추정 (MLE) 방식을 이용하여 상기 송신 프레임의 심볼들로부터 동일 채널 간섭을 제거하는 MLE 동일 채널 간섭 제거기를 구비하는 이동국 수신기; 및 상기 이동국에서 수신되는 소망의 신호의 수신 전력과 간섭 신호의 수신 전력이 상이하게 되도록, 상기 이동 국으로부터 수신된 피드백에 따라 상기 송신 프레임의 송신 전력을 제어하는 폐루프 전력 제어부를 구비하는 기지국 송신기를 포함한다.
바람직하게, 상기 기지국 송신기는 상기 송신 프레임의 심볼들의 에너지를 확산시켜, 에너지 확산된 상기 심볼들을 상기 폐루프 전력 제어부로 전송하는 에너지 확산 수단을 더 포함하는, 동일 채널 간섭 제거 시스템.
바람직하게, 상기 에너지 확산 수단은 상기 심볼들 각각을 고주파대역 및 저주파대역에서 필터링하여 확산시키는 저역통과필터 및 고역통과필터; 상기 저역통과필터의 출력 중 사용되지 않는 심볼들을 0으로 설정함으로써, 상기 저역통과필터의 출력에 대해 인터리빙을 수행하는 제 1 인터리빙 수단; 상기 고역통과필터의 출력 중 사용되지 않는 심볼들을 0으로 설정함으로써, 상기 고역통과필터의 출력에 대해 인터리빙을 수행하는 제 2 인터리빙 수단; 및 상기 제 1 인터리빙 수단 및 제 2 인터리빙 수단으로부터 출력된 동일 에너지의 심볼들이 (N/2)Δf 만큼 분리된 서브 캐리어들에 의해 확산되도록 합성시키는 데이터 합성부를 포함하며, 여기서, N은 데이터 서브 캐리어의 개수이며, Δf 는 인접 서브 캐리어 간의 간격을 나타낸다.
또한, 바람직하게, 상기 이동국 수신기는 상기 기지국과 상기 이동국 간의 채널전달함수를 추정하는 채널 추정 수단을 포함하며, 상기 피드백 생성 수단은 상기 채널 추정 수단에서 추정된 서빙 기지국과 상기 이동국 사이의 제 1 채널전달함수의 전력 대 간섭 기지국과 상기 이동국 사이의 제 2 채널전달함수의 전력비를 산출하는 전력비 산출 수단을 포함한다.
또한, 바람직하게, 상기 전력비는 SIR = 0 ㏈ 인 서브 캐리어들의 확률을 나타내며, 상기 피드백 값은 상기 전력비에 기초하여 결정되어, 서빙 기지국의 폐루프 전력 제어부로 전송된다.
또한, 바람직하게, 상기 전력비가 소정 임계값 이하인 경우, 상기 피드백 값은 1 로 설정되고, 상기 전력비가 소정 임계값보다 큰 경우, 상기 피드백 값은 0 으로 설정된다.
다음으로, 본원 발명에 따라 셀룰러 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 동일 채널 간섭을 제거하기 위한 방법은 (a) 이동국에서, 기지국의 송신 프레임의 송신 전력을 제어하는 피드백을 생성하여, 상기 피드백을 상기 기지국으로 전송하는 단계; (b) 상기 기지국에서, 상기 이동국에서 수신되는 소망의 신호의 수신 전력과 간섭 신호의 수신 전력이 상이하게 되도록 상기 이동국으로부터 수신된 피드백에 따라 다음 번째 송신 프레임의 송신 전력을 제어하는 단계; 및 (c) 상기 이동국에서, 최대 우도 추정 (MLE) 기반 동일 채널 간섭 제거기를 이용하여 전력 제어된 상기 다음 번째 송신 프레임의 심볼들에 대하여 동일 채널 간섭 제거를 수행하는 단계를 포함한다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시형태에 대해 상세히 설명한다.
도 1 은 육각형 셀 내에 도시된 송신 인터리빙 패턴을 구비한 셀룰러 시스템의 일 실시형태를 나타낸다.
본 실시형태에서는 A, B, C 로 표시되는 3개의 기지국들이 고려되며, 육각형 내의 숫자 (1 또는 2) 는 송신 인터리빙 패턴을 나타낸다. 기지국 A는 특정 이동국에서 수신받고자 하는 소망의 신호를 송신하는 서빙 기지국이며, 기지국 B, C 는 서빙 기지국 A 에 인접하여, 기지국 A로부터 송신되는 소망의 신호에 간섭하는 간섭 신호를 송신하는 간섭 기지국을 나타낸다. 기지국 A 및 C는 송신 인터리빙 패턴 #1을 제공하며, 기지국 B는 송신 인터리빙 패턴 #2를 제공한다.
이하, 도 2 내지 6을 참조하여, 도 1 에 도시된 셀룰러 시스템에 적용된 본 발명의 기지국 송신기 및 이동국 수신기에 대해 상세히 설명하도록 한다. 또한, 이동 통신 시스템의 일반적인 셀 배치에 대한 본원 발명의 적용은 도 7 내지 9 를 참조하여 설명하도록 한다.
도 2 는 본 발명의 일 실시형태에 따라, 도 1 에 도시된 서빙 기지국 A의 송신기 구조도를 도시한다.
서빙 기지국 A의 송신기 (200)는 입력된 심볼들을 각각 저역 및 고역으로 필터링하여 각 심볼의 에너지를 확산시키는 필터링부 (210. 220), 필터링된 심볼들을 인터리빙하는 인터리빙부 (230, 240), 인터리빙된 심볼들의 각 에너지가 (N/2)Δf 만큼 이격된 2 개의 서브 캐리 상에 유지되도록 인터리빙된 심볼들을 합성하는 데이터 합성부 (250), 이동국으로부터 수신된 피드백값에 따라 데이터 합성부 (250) 로부터 출력된 출력값의 전력을 제어하는 전력제어부 (260; PCU), IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) 을 이용하여 부반송파를 생성하는 IFFT 변조부 (270), 각각의 부반송파에 CP (cyclic prefix) 를 삽입하는 CP 삽입부 (280), 및 CP 삽입된 심볼들을 병렬에서 직렬로 변환하는 병렬-직렬 변환부 (290)를 포함한다.
먼저, 본원의 도 2 에 도시된 바와 같이, 변조된 심볼들 A0[N/2×1]이 서빙 기지국 A의 송신기 (200)에 입력되며, A0[N/2×1]는 다음의 식 (1)과 같이 주어진다.
Figure pat00001
식 (1)
입력된 변조 심볼들 A0는 각각 저역통과필터 (210; LPF) 와 고역 통과 필터 (220; HPF) 로 입력되어 필터링되며, 이를 통해 심볼들의 에너지는 확산된다.
본 발명의 일 실시형태에서, 저역통과필터 (210)의 계수는 다음의 식 (2)와 같이 주어진다.
Figure pat00002
식 (2)
그리고, 고역통과필터 (220)의 계수는 다음의 식 (3)과 같이 주어진다.
Figure pat00003
식 (3)
따라서, 상술한 식 (1) 및 (2)로부터 저역통과필터 (210)의 출력, 즉 A1[N/2×1] 은 다음의 식 (4)와 같이 주어진다.
Figure pat00004
식 (4)
또한, 상술한 식 (1) 및 (3)으로부터 고역통과필터 (220)의 출력, 즉 A2[N/2 ×1] 은 다음의 식 (5)와 같이 주어진다.
Figure pat00005
식 (5)
다음으로, 저역통과필터 (210)의 출력 A1은 인터리빙부 (230) 으로 입력되고, 고역통과필터 (220)의 출력은 인터리빙부 (240)으로 전송된다. 인터리빙부 (230) 및 (240) 은 각각 저역통과필터 (210) 및 고역통과필터 (220)의 출력 중 짝수번 째 값들을 0으로 설정한다. 이는 필터링된 심볼들이 홀수번 째 샘플들로 인터리빙된다는 것을 의미하며, 이와 같은 인터리빙 패턴을 본원의 도 1 에 도시된 바와 같이, 인터리빙 패턴 #1로 간주한다.
따라서, 인터리빙부 (230) 에서 인터리빙되어 출력되는 A3[N/2×1] 은 다음과 같다.
Figure pat00006
식 (6)
또한, 인터리빙부 (230)에서의 인터리빙 방식과 동일한 방식에 따라, 인터리빙부 (240)에서 필터링된 심볼들이 인터리빙되며, 그 출력 A4[N/2×1] 은 다음과 같다
Figure pat00007
식 (7)
다음으로, 데이터 합성부 (250)에서는, 인터리빙부 (230) 및 (240)로부터 각각 출력된 A3 및 A4가 각 심볼의 에너지가 (N/2)Δf 만큼 분리된 서브 캐리어들을 통해 확산되도록 합성된다. 여기서, N은 데이터 서브 캐리어의 수이고, Δf는 인접하는 서브 캐리어들 사이의 간격을 나타낸다. 이러한 심볼 합성 처리의 출력, A5[N×1]는 다음과 같이 주어진다.
Figure pat00008
식 (8)
이와 같이, 본원 발명에 따른 기지국 송신기는 저역 통과필터와 고역 통과 필터를 이용하여 전송할 심볼들을 각각 필터링하며, 저역통과필터 및 고역통과필터의 각각 출력이 각 심볼의 에너지가 (N/2)Δf 만큼 이격된 두 개의 서브 캐리어 상에 유지되도록 연결한다.
다음으로, 합성 출력 (A5) 는 전력 제어부 (260; PCU)로 전달된다. 전력제어부 (260)는 폐루프 전력 제어 방식을 채택하여 이동국으로부터 수신된 피드백값에 따라 합성 출력 (A5)의 전력 제어를 수행한다.
구체적으로, 이동국으로부터 전력제어부 (260)로 전송된 피드백 값 = 0 인 경우, 전력 제어부 (260)의 출력 (A6[N×1]) 은 합성 출력 (A5)과 동일하게 되며, 다음의 식 (9)와 같이 주어진다.
Figure pat00009
식 (9)
즉, 이 경우에는 전력 제어부 (260)가 송신 전력을 상승시키지 않는다.
반면, 이동국으로부터 전력제어부 (260)로 전송된 피드백 값 =1 인 경우 (3 ㏈ 만큼 송신 전력 상승), 전력 제어부 (260)의 출력 (A6[N×1])은 합성 출력 (A5)의 2 배가 되며, 다음의 식 (10)과 같이 주어진다.
Figure pat00010
식 (10)
즉, 이 경우에는 전력 제어부 (260)가 송신 전력을 2 배, 즉 3 ㏈만큼 상승시킨다. 한편, 이동국으로부터 전송되는 피드백 값이 어떻게 설정되는지에 대해서는 후술하도록 한다.
다음으로, 전력 제어부 (260) 의 출력 (A6)은 IFFT 변조부 (270)로 입력되어 시간 영역 신호로 변환된다. 이와 같은 시간 영역 신호는 CP 삽입부 (280)에 입력되고, CP 삽입부 (280)는 입력된 시간 영역 신호에 CP (cyclic prefix)를 부가한다. OFDM 방식에서 심볼의 전송은 심볼 단위로 이루어지나 OFDM 심볼이 다중 경로 채널을 통해 전송되는 동안 이전 심볼에 의한 영향을 받게 되며 이러한 OFDM 심볼간 간섭을 방지하기 위해 연속된 심볼 사이에 채널의 최대 지연 확산보다 긴 보호 구간을 삽입한다. 한편, OFDM 심볼 주기는 실제 데이터가 전송되는 유효 심볼 주기와 보호구간의 합이 되며, 수신단에서는 보호구간을 제거한 후 유효 심볼 주기 동안의 데이터를 획득하여 복조를 수행한다. 보호 구간에는 부반송파의 지연에 의해 발생할 수 있는 직교성의 파괴를 방지하기 위하여 유효 심볼 구간에서 마지막 구간의 신호를 복사하여 삽입하게 되며 이를 CP라고 한다.
CP가 부가된 시간 영역 신호는 병렬-직렬 변환부 (290; P/S (Parallel to Serial) 변환부) 로 전송되며, 병렬-직별 변환부 (290) 는 병렬로 입력된 시간 영역의 신호를 직렬로 변환한 후, 이를 이동국으로 송신한다.
도 3 은 본 발명의 일 실시형태에 따른, 도 1 에 도시된 간섭 기지국 C의 송신기 구조도이다.
본 발명의 일 실시형태에 따른 간섭 기지국 C의 송신기 (300)는 서빙 기지국 A의 송신기와 동일한 구조로서, 입력된 심볼들을 각각 저역 및 고역으로 필터링하여 각 심볼의 에너지를 확산시키는 필터링부 (310. 320), 필터링된 심볼들을 인터리빙하는 인터리빙부 (330, 340), 인터리빙된 심볼들의 각 에너지가 (N/2)Δf 만큼 이격된 2 개의 서브 캐리 상에 유지되도록 인터리빙된 심볼들을 합성하는 데이터 합성부 (350), 이동국으로부터 수신된 피드백값에 따라 데이터 합성부 (350) 로부터 출력된 출력값의 전력을 제어하는 전력제어부 (360; PCU), IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) 을 이용하여 부반송파를 생성하는 IFFT 변조부 (370), 각각의 부반송파에 CP (cyclic prefix) 를 삽입하는 CP 삽입부 (380), 및 CP 삽입된 심볼들을 병렬에서 직렬로 변환하는 병렬-직렬 변환부 (390)를 포함한다.
본원의 도 3 에 도시된 바와 같이, 변조된 심볼들 C0 [N/2×1]의 입력은 다음과 같이 주어진다.
Figure pat00011
식 (11)
입력된 변조 심볼들 C0는 각각 저역 통과 필터 (310)와 고역 통과 필터 (320)로 입력되어 필터링되며, 이를 통해 심볼들의 에너지는 확산된다.
본 발명의 일 실시형태에서, 저역 통과 필터 (310) 의 계수 및 고역 통과 필터 (320) 의 계수는 각각 상술한 수식 (2) 및 (3)과 같이 주어진다.
이에 따라, 저역 통과 필터의 출력, 즉, C1 [N/2×1]은 다음의 식 (12)와 같이 주어진다.
Figure pat00012
식 (12)
또한, 고역 통과 필터의 출력, 즉 C2 [N/2×1] 은 다음의 식 (13)과 같이 주어진다.
Figure pat00013
식 (13)
다음으로, 저역통과필터 (310)의 출력 A1은 인터리빙부 (330) 으로 입력되고, 고역통과필터 (320)의 출력은 인터리빙부 (240)으로 전송된다. 인터리빙부 (330) 및 (340)은 각각 저역통과필터 (310) 및 고역통과필터 (320)의 출력 중 짝수번째 값들을 0으로 설정한다. 이는 필터링된 심볼들이 홀수번째 샘플들로 인터리빙된다는 것을 의미하며, 이와 같은 인터리빙 패턴을 본원의 도 1에 도시된 바와 같이 인터리빙 패턴 #1이라 한다.
따라서, 인터리빙부 (330) 에서 인터리빙되어 출력되는 C3 [N/2×1] 은 다음 의 식 (14)와 같다.
Figure pat00014
식 (14)
그리고, 인터리빙부 (330) 에서의 인터리빙 방식과 동일한 방식에 따라, 인터리빙부 (340) 에서 필터링된 심볼들 또한 인터리빙되며, 그 출력 C4 [N/2×1] 은 다음의 식 (15)와 같다
Figure pat00015
식 (15)
다음으로, 데이터 합성부 (250)에서, 인터리빙부 (330) 및 (340)로부터 각각 출력된 C3 및 C4는 각 심볼들의 에너지가 (N/2)Δf 만큼 분리된 서브 캐리들을 통해 확산되도록 합성된다. 이러한 심볼 합성 처리의 출력, C5 [N×1]는 다음의 식 (16)과 같이 주어진다.
Figure pat00016
식 (16)
다음으로, 심볼 합성된 출력 (C5) 는 전력 제어 유닛 (PCU) 으로 전달된다. 전력 제어부 (360)는 폐루프 전력 제어 방식을 채택하여 이동국으로 부터 수신 된 피드백 값에 따라 합성 출력 (C5) 의 전력 제어를 수행한다.
구체적으로, 이동국으부터 전력 제어부 (360)로 전송된 피드백 값 = 0 인 경우, 전력 제어부 (360) 의 출력 (C6[N×1]) 은 합성 출력 (C5)와 동일하게 되며 다음의 식 (17)과 같이 주어진다.
Figure pat00017
식 (17)
즉, 이 경우에 전력 제어부 (360)는 송신 전력을 상승시키지 않는다.
반면, 이동국으로부터 전력 제어부 (360)로 전송된 피드백 값 = 1 인 경우 (3 ㏈ 만큼 송신 전력 상승), 전력 제어부 (360)의 출력 (C6[N×1]) 은 합성 출력 (C5)의 2 배가 되며, 다음의 식 (10)과 같이 주어진다.
Figure pat00018
식 (18)
즉, 이 경우에는 전력 제어부 (360) 가 송신 전력을 2 배, 즉, 3 ㏈만큼 상승시킨다. 한편, 이동국으로부터 전송되는 피드백 값이 어떻게 설정되는지에 대해서는 후술하도록 한다.
다음으로, 전력 제어부 (360)의 출력 (C6) 은 IFFT 변조부 (370)로 입력되어 시간 영역 신호로 변환된다. 이와 같은 시간 영역 신호는 CP 삽입부 (380)에 입력되고, CP 삽입부 (380)는 입력된 시간 영역 신호에 CP를 부가한다. CP가 부가된 시간 영역 신호는 병렬-직렬 변환부 (390) 로 전송되며, 병렬-직렬 변환부 (390)는 병렬로 입력된 사간 영역의 신호를 직렬로 변환한 후, 이를 이동국으로 송신한다.
다음으로, 도 4는 본 발명의 일 실시형태에 따른, 도 1 에 도시된 간섭 기지국 B의 송신기 구조도이다.
본 발명의 일 실시형태에 따른 간섭 기지국 B의 송신기 (400)는 서빙 기지국 A 및 C의 송신기와 유사한 구조로서, 입력된 심볼들을 각각 저역 및 고역으로 필터링하여 각 심볼의 에너지를 확산시키는 필터링부 (410. 420), 필터링된 심볼들을 인터리빙하는 인터리빙부 (430, 440), 인터리빙된 심볼들의 각 에너지가 (N/2)Δf 만큼 이격된 2 개의 서브 캐리 상에 유지되도록 인터리빙된 심볼들을 합성하는 데이터 합성부 (450), 이동국으로부터 수신된 피드백값에 따라 데이터 합성부 (450) 로부터 출력된 출력값의 전력을 제어하는 전력제어부 (460; PCU), IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) 을 이용하여 부반송파를 생성하는 IFFT 변조부 (470), 각각의 부반송파에 CP (cyclic prefix) 를 삽입하는 CP 삽입부 (480), 및 CP 삽입된 심볼들을 병렬에서 직렬로 변환하는 병렬-직렬 변환부 (490)를 포함한다.
다만, 간섭 기지국 B의 송신기 또한 서빙 기지국 A 및 간섭 기지국 C의 송신기와 유사한 구조를 채택하고 있으나, 본원의 도 1에 도시된 바와 같이, 인터리빙 패턴 #2를 적용하는 점에서 서빙 기지국 A 및 간섭 기지국 C의 송신기와 차이를 가진다. 즉, 본원의 도 2 및 3 를 참조하여 상술한 바와 같이, 서빙 기지국 A 및 간섭 기지국 C에서 인터리빙부 (230, 330) 및 (240, 340)는 각각 저역통과필터 (210, 310) 및 고역통과필터 (220, 320)의 출력 중 짝수번째 값들을 0으로 설정하여 인터리빙 패턴 #1을 생성하는 반면, 본원의 도 4에 도시된 바와 같이, 간섭 기지국 B의 인터리빙부 (430, 440)는 데이터 합성부 (450) 에서 필터링된 심볼을 합 성하기 전에, 저역통과필터 (410) 및 고역통과필터 (420) 의 출력 B1, 및 B2를 오른쪽으로 1 샘플 이동시키고, 그 후 짝수번 째 심볼 값 대신에 홀수번째 심볼값을 0으로 설정되는데 차이점이 있다. 이와 같이, 기지국 B의 인터리링부 (430, 440)는 필터링된 심볼 B1 및 B2에 대해 각각 인터리빙 패턴 #2를 적용한다.
다음으로, 도 5 는 본 발명의 일 실시형태에 따라 MLE (maximum likelihood estimator) CCI (co-channel interference) 제거기 및 PR (power ratio) 산출부를 구비한 이동국 수신기의 구조도를 도시한다.
기지국 A, B, 및 C로부터 이동국 (500) 으로 수신된 시간 영역 신호는 CP 제거부 (510) 에서 CP가 제거된 후, 직렬-병렬 변환부 (520) 로 전송되어 직렬 신호는 N 개의 병렬 신호로 변환된다. 다음으로, FFT 복조부 (530) 에서는 N 개의 병렬 신호에 FFT를 적용하여 주파수 영역 신호가 생성된다. 한편, 상술한 바와 같이, 소망하는 기지국 (A 기지국) 에 대해서는 인터리빙 패턴 #1을 적용하고 있기 때문에, 심볼 패턴 형성부 (540) 에서는 사용되지 않는 짝수번째 심볼들이 0으로 설정된다. 따라서, 심볼 패턴 형성부 (540) 에서 출력된 벡터 D0 [N×1] 에서, 짝수번 째 값들은 0으로 설정되고 홀수번 째 값들만 인터리빙된 기지국 A 및 C 의 송신 심볼들만이 존재하는 반면, 홀수번째 값들은 0으로 설정되고 짝수번째 값들만 존재하는 인터리빙된 기지국 B의 송신 심볼은 심볼 패턴 형성부 (540) 에서 0으로 설정되어, 결과적으로 출력 벡터 D0에는 기지국 B의 송신 심볼이 존재하지 않게 된다. 그 결과, 본 발명의 일 실시형태에서 동일 채널 간섭은 기지국 A 와 기지국 B의 송신 심볼들 사이에만 문제가 된다. 구체적으로, 심볼 패턴 형성부 (540) 의 출력 데이터 벡터 D0 [N×1]는 다음의 식 (19) 와 같이 주어진다.
Figure pat00019
식 (19)
여기서, h X ,i 는 i 번째 서브 캐리어에서 이동국과 X 번째 기지국 간의 채널 전달 함수이다.
다음으로, 데이터 벡터 D0는 다운-샘플링부 (550) 으로 전송되며, 다운 샘플링부는 데이터 벡터 D0 중에서 필요한 값들, 즉, 홀수번 째 값들만을 다운-샘플링하여, 0으로 설정된 짝수번째 값들을 제거하며, 또한, 도 5에 도시된 바와 같이, 다운 샘플링된 데이터 값들을 같은 길이의 2개의 데이터 벡터 D1 및 D2으로 분리한다.
구체적으로, 다운-샘플링부 (550) 에서 출력된 데이터 벡터 D1 [N/4×1]은 다음의 식 (20)과 같이 주어진다.
Figure pat00020
식 (20)
또한, 데이터 벡터 D2 [N/4×1]는 다음의 식 (21)과 같이 주어진다.
Figure pat00021
식 (21)
다음으로, 데이터 벡터 D1 및 D2는 채널 추정부 (560) 에 전송되며, 기지국 A 와 이동국 사이의 채널 전달 함수 HA 및 기지국 C와 이동국 사이의 채널 전달 함수 HB 가 각각 추정된다. 구체적으로, 추정된 채널 전달 함수 H A [N/2×1] 및 H C [N/2×1]는 각각 다음의 식 (22) 및 식 (23) 과 같이 주어진다.
Figure pat00022
식 (22)
Figure pat00023
식 (23)
한편, 추정된 채널 전달 함수 HA 및 HB 는 전력비 산출부 (570)으로 전송되며, 전력비 산출부 (570)은 본원 발명에서 새롭게 도입한 전력비 (PR) 를 다음의 식 (24)와 같이 계산한다.
Figure pat00024
(단, i는 홀수) 식 (24)
전력비 (PR) 값은 서브 캐리어들이 SIR=0 ㏈를 갖는 확률을 나타내는데 이용된다. SIR=0 ㏈를 가지는 서브 캐리어의 개수가 증가함에 따라, BER 성능은 저하된다. PR 값이 이동국에서 알려진 특정 평균 SIR 및 이동도에 의존하는 특정 임계값 이하로 감소하면, SIR=0 ㏈을 갖는 서브 캐리어들의 개수는 증가하며, 그 결과 BER 성능은 저하된다. 이러한 상태가 검출될 때, 이동국은 피드백 "1"을 서빙 기지국에 전송하여, 서빙 기지국으로 하여금 다음 프레임에 대한 송신 전력을 상승시킬 것을 요청한다. 송신 전력이 증가하면, 전력비가 증가한다. 따라서, SIR=0 ㏈을 갖는 서브 캐리어들의 개수가 감소하여 BER 성능이 향상된다. 만약, 전력비가 소정 임계값 이하로 감소하지 않는다면, 이동국은 피드백 "0"을 전송하며, 송신 전력은 상승되지 않는다.
이와 같이, 특히 셀 경계에서 서빙 기지국 A로부터 수신되는 소망의 신호와 간섭 기지국 C로부터 수신되는 간섭 신호의 수신 전력이 거의 동일한 경우, 상술한 바와 같이 정의된 전력비에 따라 피드백 "1"을 서빙 기지국 A로 전송하여 서빙 기지국 A의 송신 전력을 증가하게 함으로써, 소망의 신호의 수신 전력과 간섭 신호의 수신 전력이 상이하게 되도록 제어한다. 그 결과, 소망의 신호의 수신 전력과 간섭 신호의 수신 전력이 동일한 경우, 특히 셀 경계 영역에서, 종래 MLE CCI 제거기가 소망의 신호와 간섭 신호를 명확히 구별하지 못하는 문제점을 해결할 수 있다.
다음으로, 채널 추정부 (560) 에서 출력된 데이터 벡터 D1 및 D2와 추정된 채널 전달 함수 HA 및 HB 는 최대 우도 추정 동일 채널 간섭 (MLE CCI) 제거기 (590: IC) 으로 입력된다. 이 때, 평균값 산출부 (580) 에서 데이터 벡터 D1 및 D2의 평균값 D3가 산출되어 IC (590) 에 입력되며, 구체적으로 데이터 벡터 D3는 다음의 식 (25)와 같이 주어진다.
Figure pat00025
식 (25)
여기서, 합산 처리 [D1+D2] 는 원소-단위 (element-wise) 합산, 즉, 데이터 벡터 D1과 D2에서 서로 대응하는 원소들끼리 합산하는 것을 의미한다.
다음으로, 도 6 은 본원의 도 5에 도시된 l 번째 MLE CCI 제거기의 구조도를 도시하며, IC (590) 은 수식 (25) 에 따라 설계된다.
최대 우도 추정부 (620: MLE)는 기지국 A 및 C로부터 전송된 비트 스트림의 모든 신호 후보 조합들을 생성한다. MLE (620) 에서 생성된 모든 신호 후보들은 A 기지국 및 C 기지국의 송신기에서 사용된 동일한 변조기, 즉 기지국 A에서 사용된 소망 신호용 변조기 (630) 및 기지국 C에서 사용된 간섭 신호용 변조기 (640) 에서 각각 변조된다. 변조기 (630) 및 (640) 에서 변조된 심볼들 al ,m, al +1,m, cl ,m 및 cl +1,m 은 채널 전달 함수 (650) 에서 추정된 채널 전달 함수 ①, ②, ③ 및 ④ 와 각각 곱해진 후 결합되며, 그 결과, l 번째 IC (590) 에 수신된 l 번째 서브 캐리어 수신 신호인 Yl = D3(l) 과 비교되는 레플리카 Xl ,m이 생성된다. 여기서, 채널 전달 함수 ① =
Figure pat00026
, ② =
Figure pat00027
, ③ =
Figure pat00028
, 및 ④ =
Figure pat00029
이다.
다음으로, 실제로 수신된 l 번째 서브 캐리어 수신 신호인 Yl 로부터 상술한 m 번째 레플리카 Xl ,m을 감하여, 그 결과 유클리드 거리 │αl,m│을 획득하고, 제곱 유클리드 생성부 (610) 에서 유클리드 거리 │αl,m│를 제곱하여, 제곱 유클리드 거리 │αl,m│2를 생성한다. 수신된 신호 (yl) 와 생성된 m번째 레플리카 (Xl ,m)간의 제곱 유클리드 거리는 다음의 식 (26)과 같이 주어진다.
Figure pat00030
식 (26)
다음으로, 최대 우도 추정부 (620: MLE)는 최소 제곱 유클리드 거리 │αl,m│2를 갖는 레플리카를 선택하고, 이 레플리카를 이용하여 서빙 기지국 A에서 전송 되는 데이터 열 D4 [N/2×1]을 추정하며, 이 때 추정된 데이터 열 D4는 다음의 식 (27)과 같이 주어진다.
Figure pat00031
식 (27)
여기서,
Figure pat00032
는 심볼
Figure pat00033
에 의해 표시되는 추정된 비트들이다.
이와 같이, 본원 발명에 따른 이동국 수신기에서는 MLE CCI 제거기가 각 서브 캐리어에서 CCI 신호를 제거하기 위해 적용된다. 즉, 채널 전달 함수가 곱해진 신호 후보들을 이용하여 레플리카를 발생시키고, 그런 다음, 최소 유클리드 거리를 가지는 레플리카를 선택하여 데이터를 검출한다. 한편, 소망하는 신호들과 간섭 신호들의 수신전력이 거의 동일할 때, 즉, 신호 대 간섭비 (signal to interference ratio (SIR))≒0 ㏈ 일 때 (특히, 셀 경계에 이동국이 있는 경우임), 서로 다른 레플리카들이 동일한 최소 유클리드 거리를 초래할 수 있다. 그 결과, 통상의 MLE CCI 제거기에서는 그 모호성으로 인해 BER 성능은 저하될 수 있으나, 상술한 바와 같이, 본원 발명에 따른 MLE CCI 제거기는 폐루프 전력 제어 (closed-loop control) 방식과 결합됨으로써, SIR ≒0 ㏈ 경우 발생할 수 있는 MLE CCI 제거기의 문제점을 제거할 수 있다. 즉, 예를 들어, 프레임 k에서, 이동국은 본원 발명에 따라 새롭게 도입된 파라미터로서, 서브 캐리어들이 SIR))≒0 ㏈를 가질 확률에 관한 전력비 (PR) 를 계산한다. 그 결과, 간섭 신호의 수신 전력과 소망의 신호의 수신 전력이 거의 동일하여, 전력비가 특정 임계값 이하로 감소하는 경우, 즉, SIR=0 ㏈일 확률이 증가하는 경우, 이동국은 폐루프 전력 제어 방식에 의하여, 전력비의 결과에 관한 피드백 값을 서빙 기지국으로 피드백하면, 서빙 기지국은 그 피드백에 따라 프레임 k+1의 송신 전력을 송신 전력을 3 ㏈ 만큼 (즉, 송신 전력을 2배로) 상승시킨다. 그 결과, 소망하는 신호의 수신 전력과 간섭 기지국의 수신 전력이 거의 동일하게 됨으로써 통상의 MLE CCI 제거기에 발생하는 데이터 검출의 부정확성은 저하된다.
다음으로, 상술한 본원 발명의 동일 채널 간섭 제거 시스템을 통상적인 셀룰러 OFDM 시스템에 확장 적용한 경우에 대해 설명한다. 구체적으로, 보다 일반적이고 현실적인 OFDM 셀룰러 네트워크로서, 다수의 인접 셀이 존재하는 OFDM 네트워크에 본 발명을 적용한 예로서, 후술하는 바와 같은 3 개의 상이한 실시형태를 제안한다.
1. 하나의 송신 인터리빙 패턴만을 이용하는 경우
먼저, 도 7 은 하나의 송신 인터리빙 패턴만을 구비한 통상적인 셀룰러 OFDM 시스템에서 본 발명에 따른 동일 채널 간섭 제거 시스템을 적용한 예시도이다.
도 7에 도시된 바와 같이, 각각의 셀은 3 개의 섹터로 분할되어 있고, 각 섹터는 하나의 송신 인터리빙 패턴 #1만을 사용하는 경우에, 네트워크는 통신 인터리빙 패턴들을 이용하지 않으며, 그 결과 심볼 에너지 확산은 적용되지 않는다. 이 경우, 하나 이상의 간섭이 MLE CCI 제거기에서 제거될 간섭으로서 고려될 수 있다. 즉, 도 7에 도시된 바와 같이, 서빙 셀 (710) 에 대하여 2 개의 간섭 셀 (720, 730) 이 이동국 (740) 의 MLE CCI 제거기에서 제거될 간섭으로서 고려된다 (간섭 셀 (720, 730)의 인터리빙 패턴은 다이아몬드 형상에 포함되어 있으며, 서빙 셀 (710) 의 인터리빙 패턴은 사각형 형상에 포함되어 있다).
따라서, 간섭 셀이 하나인 경우를 고려한 전력비의 식 (24) 는 더 많은 간섭 신호들을 고려하도록 변형되며, 변형된 전력비 값은 다음의 식 (28)과 같이 주어진다.
Figure pat00034
식 (28)
여기서, K는 MLE CCI 제거기에 의해 제거될 간섭 신호들의 수를 나타내며, 이 경우 K=2 이다.
2. 2 개의 송신 인터리빙 패턴을 이용하는 경우
도 8 은 2 개의 송신 인터리빙 패턴을 구비한 통상적인 셀룰러 OFDM 시스템에서 본 발명에 따른 동일 채널 간섭 제거 시스템을 적용한 예시도이다.
도 8에 도시된 바와 같이, 각각의 셀은 3개의 섹터로 분할되어 있으며, 각각의 셀은 2 개의 송신 인터리빙 패턴 #1 및 # 2를 이용하고 있다 (간섭 셀 (820, 830)의 인터리빙 패턴은 다이아몬드 형상에 포함되어 있으며, 서빙 셀 (810) 의 인터리빙 패턴은 사각형 형상에 포함되어 있다). 이 경우에는, 도 1 에 도시된 OFDM 시스템에 적용된 바와 같이, 2 개의 서브 캐리어들을 통해 각 심볼의 에너지를 확산 전송함으로써 주파수 다이버시티를 얻는다. 또한, 폐-루프 전력 제어 기반 MLE CCI 제거기가 간섭 셀 (820, 830)의 기지국들로부터 이동국 (840) 에 도달한 간섭 신호들을 제거하는데 이용된다. MLE CCI 제거기에서, 하나 이상의 간섭 신호가 고려될 수 있으며 이는 BER 성능을 더욱 향상시킨다. 이 경우에도 2 이상의 간섭 신호들이 고려될 수 있으므로, PR 값은 상술한 수식 (28) 과 같이 주어진다. 한편, 도 7 에 도시된 바와 같이 송신 인터리빙을 하나만 이용하는 경우에 비해, 도 8 에 도시된 바와 같이 인터리빙 패턴을 2 개 이용하는 경우, 동일한 주파수를 이용하는 셀들간의 거리는 커지며 간섭 레벨은 하나의 인터리빙 패턴을 이용하는 경우보다 낮아진다
3. 3 개의 송신 인터리빙 패턴을 이용하는 경우
도 9 는 3 개의 송신 인터리빙 패턴을 구비한 통상적인 셀룰러 OFDM 시스템에 본 발명의 동일 채널 간섭 제거 시스템을 적용한 예시도이다.
도 9에 도시된 바와 같이, 각각의 셀은 3개의 섹터로 분할되어 있으며, 각각의 셀은 각 섹터당 대응하는 송신 인터리빙 패턴 #1, # 2 및 #3을 이용하고 있다 (간섭 셀 (920, 930) 의 인터리빙 패턴은 다이아몬드 형상에 포함되어 있으며, 서빙 셀 (910) 의 인터리빙 패턴은 사각형 형상에 포함되어 있다). 이 경우에도, 도 1 에 도시된 OFDM 시스템에 적용된 바와 같이, 2 개의 서브 캐리어들을 통해 각 심볼의 에너지를 확산 전송함으로써 주파수 다이버시티를 얻는다. 또한, 폐-루프 전력 제어 기반 MLE CCI 제거기는 간섭 셀 (920, 930)의 기지국들로부터 이동국 (940) 에 도달한 하나 이상의 간섭 신호들을 제거하는데 이용된다. 이 경우 또한 2 이상의 간섭 신호들이 고려될 수 있으므로, PR 값은 상술한 수식 (28) 과 같이 주어진다. 한편, 도 7 및 8에 도시된 바와 같이 송신 인터리빙을 하나 또는 2개를 이용하는 경우에 비해, 도 9 에 도시된 바와 같이 인터리빙 패턴을 3 개 이용하는 경우, 동일한 주파수를 이용하는 셀들간의 거리는 커지며 간섭 레벨은 더욱 낮아진다
이와 같이, 도 7 내지 9 에 도시된 셀 구조 및 인터리빙 패턴을 참조하면, 송신 인터리빙 패턴의 개수가 증가함에 따라, 동일한 주파수를 이용하는 셀들간의 거리는 커지며 간섭 레벨은 하나의 인터리빙 패턴을 이용하는 경우보다 더욱 낮아진다. 즉, 송신 인터리빙 패턴의 개수가 증가함에 따라 전체 네트워크 스펙트럼 효율은 감소하지만, 그 결과 동일 채널 간섭은 더욱 효과적으로 제거할 수 있다. 따라서, 본 발명에 따른 동일 채널 간섭 제거기를 적용할 때에는, 사용된 송신 인터리빙 패턴의 개수와 간섭 레벨 사이의 트레이드 오프가 고려되어야 한다.
이와 같이 개시된 본 발명에 따른 여러 실시형태에 대한 상술한 설명은 당업자라면 누구나 본 발명을 이용할 수 있도록 제공된다. 이 실시형태들의 여러 변형은 당업자에게 명백히 이해될 것이며, 여기서 정의된 일반적 원리는 본 발명의 사상 또는 범위를 벗어나지 않는 범위에서 다른 실시형태에 적용될 수 있는 사항이다. 따라서, 본 발명은 여기서 개시된 실시형태들에 한정되지 않으며, 본 발명의 권리범위에는 여기서 개시된 원리 및 신규한 기술적 특징을 포함하는 최광의 범위가 부여된다.
본 발명에 따라 폐루프 전력 제어 방식에 기반을 둔 최대 우도 추정 동일 채널 간섭 시스템을 이용하면, 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 발생하는 동일 채널 간섭, 특히 셀 경계에서 발생하는 동일 채널 간섭을 효과적으로 제거할 수 있 다.
또한, 본 발명에 따르면, 특히 셀 경계에서 발생하는 높은 간섭 환경에서도 효과적으로 동작하는 동일 채널 간섭 제거 시스템 및 이에 따른 변형된 기지국 송신기 및 이동국 수신기를 제공할 수 있다.
또한, 본 발명에 따르면, 서로 다른 2 개의 서브 캐리어를 통해 송신 심볼들의 에너지를 확산시켜 주파수 다이버시티를 획득함으로써, 협대역 간섭의 효과를 감소시키며, 그 결과 동일 채널 간섭에 의한 BER 저하를 감소시킬 수 있다.

Claims (28)

  1. 셀룰러 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 동일 채널 간섭을 제거하기 위한 시스템으로서,
    기지국의 송신 프레임의 송신 전력을 제어하는 피드백을 생성하여 상기 기지국에 제공하는 피드백 생성 수단, 및 최대 우도 추정 (MLE) 방식을 이용하여 상기 송신 프레임의 심볼들로부터 동일 채널 간섭을 제거하는 MLE 동일 채널 간섭 제거기를 구비하는 이동국 수신기; 및
    상기 이동국에서 수신되는 소망의 신호의 수신 전력과 간섭 신호의 수신 전력이 상이하게 되도록, 상기 이동국으로부터 수신된 피드백에 따라 상기 송신 프레임의 송신 전력을 제어하는 폐루프 전력 제어부를 구비하는 기지국 송신기를 포함하는, 동일 채널 간섭 제거 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 기지국 송신기는 상기 송신 프레임의 심볼들의 에너지를 확산시켜, 에너지 확산된 상기 심볼들을 상기 폐루프 전력 제어부로 전송하는 에너지 확산 수단을 더 포함하는, 동일 채널 간섭 제거 시스템.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 에너지 확산 수단은,
    상기 심볼들 각각을 고주파대역 및 저주파대역에서 필터링하여 확산시키는 저역통과필터 및 고역통과필터;
    상기 저역통과필터의 출력 중 사용되지 않는 심볼들을 0으로 설정함으로써, 상기 저역통과필터의 출력에 대해 인터리빙을 수행하는 제 1 인터리빙 수단;
    상기 고역통과필터의 출력 중 사용되지 않는 심볼들을 0으로 설정함으로써, 상기 고역통과필터의 출력에 대해 인터리빙을 수행하는 제 2 인터리빙 수단; 및
    상기 제 1 인터리빙 수단 및 제 2 인터리빙 수단으로부터 출력된 동일 에너지의 심볼들이 (N/2)Δf 만큼 분리된 서브 캐리어들에 의해 확산되도록 합성시키는 데이터 합성부를 포함하는 (여기서, N은 데이터 서브 캐리어의 개수이며, Δf 는 인접 서브 캐리어 간의 간격임), 동일 채널 간섭 제거 시스템.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 저역통과필터의 계수는 {1/2, 1/2}이고, 상기 고역통과필터의 계수는 {1/2, -1/2}인, 동일 채널 간섭 제거 시스템.
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 인터리빙 패턴의 종류는 하나의 셀 내에 2 이상 존재하는, 동일 채널 간섭 제거 시스템.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항에 있어서,
    상기 폐루프 전력 제어부는 상기 이동국으로부터 수신된 피드백에 따라 송신 전력을 3 ㏈ 만큼 상승시키는, 동일 채널 간섭 제거 시스템.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 폐루프 전력 제어부는 상기 이동국의 피드백에 따라 프레임 송신 전력을 상승시키며, 상기 피드백이 1 인 경우는 송신 전력을 상승시키고, 상기 피드백이 0 인 경우는 송신 전력을 상승시키지 않는, 동일 채널 간섭 제거 시스템.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 이동국 수신기는 상기 기지국과 상기 이동국 간의 채널전달함수를 추정하는 채널 추정 수단을 포함하며,
    상기 피드백 생성 수단은 상기 채널 추정 수단에서 추정된 서빙 기지국과 상기 이동국 사이의 제 1 채널전달함수의 전력 대 간섭 기지국과 상기 이동국 사이의 제 2 채널전달함수의 전력비를 산출하는 전력비 산출 수단을 포함하는, 동일 채널 간섭 제거 시스템.
  9. 제 1 항 또는 제 8 항에 있어서,
    상기 전력비는 SIR = 0 ㏈ 인 서브 캐리어들의 확률을 나타내며, 상기 피드백 값은 상기 전력비에 기초하여 결정되어 서빙 기지국의 폐루프 전력 제어부로 전송되는, 동일 채널 간섭 제거 시스템.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 전력비가 소정의 임계값 이하인 경우 상기 피드백 값은 1 로 설정되고, 상기 전력비가 소정 임계값보다 큰 경우 상기 피드백 값은 0 으로 설정되는, 동일 채널 간섭 제거 시스템.
  11. 제 9 항에 있어서,
    상기 소정의 임계값은 상기 이동국에 알려진 특정 평균 SIR 및 이동도에 의존하는, 동일 채널 간섭 제거 시스템.
  12. 제 1 항 또는 제 8 항에 있어서,
    상기 이동국 수신기는 상기 기지국에서 형성된 인터리빙 패턴에 따라, 사용되지 않는 샘플들을 0으로 설정하고, 필요한 샘플만을 다운 샘플링하여 상기 O 값을 제거하는 다운 샘플링 수단, 및 상기 다운-샘플링된 출력을 동일한 길이의 2 개의 벡터들로 분리하는 데이터 분리수단을 더 포함하며,
    상기 데이터 분리수단으로부터의 출력은 상기 채널 추정 수단으로 입력되는 , 동일 채널 간섭 제거 시스템.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 이동국 수신기는 상기 2 개의 벡터들의 출력의 평균값을 산출하여, 상 기 MLE 동일 채널 간섭 제거기로 출력하는 평균값 산출 수단을 포함하는, 동일 채널 간섭 제거 시스템.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 MLE 동일 채널 간섭 제거기는 상기 채널 추정 수단으로부터 출력된 상기 제 1 채널 전달 함수, 상기 제 2 채널 전달 함수, 및 상기 평균값 산출 수단으로부터 출력된 데이터값을 이용하여 동일 채널 간섭을 제거함으로써 소망하는 신호의 데이터 열을 추정하는, 동일 채널 간섭 제거 시스템.
  15. 셀룰러 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 동일 채널 간섭을 제거하기 위한 방법으로서,
    (a) 이동국에서, 기지국의 송신 프레임의 송신 전력을 제어하는 피드백을 생성하여, 상기 피드백을 상기 기지국으로 전송하는 단계;
    (b) 상기 기지국에서, 상기 이동국에서 수신되는 소망의 신호의 수신 전력과 간섭 신호의 수신 전력이 상이하게 되도록 상기 이동국으로부터 수신된 피드백에 따라 다음 번째 송신 프레임의 송신 전력을 제어하는 단계; 및
    (c) 상기 이동국에서, 최대 우도 추정 (MLE) 기반 동일 채널 간섭 제거기를 이용하여 전력 제어된 상기 다음 번째 송신 프레임의 심볼들에 대하여 동일 채널 간섭 제거를 수행하는 단계를 포함하는, 동일 채널 간섭 제거 방법.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 단계 (b) 는 상기 다음 번째 송신 프레임의 송신 전력을 제어하기 전에, 상기 다음 번째 송신 프레임의 심볼들의 에너지를 확산시키는 단계를 더 포함하는, 동일 채널 간섭 제거 방법.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 에너지 확산 단계는,
    상기 심볼들 각각을 고주파대역 및 저주파대역에서 필터링하여 확산시키는 필터링 단계;
    상기 저역통과필터의 출력 중 사용되지 않는 심볼들을 0으로 설정함으로써, 상기 저역통과필터의 출력에 대해 인터리빙을 수행하는 제 1 인터리빙 단계;
    상기 고역통과필터의 출력 중 사용되지 않는 심볼들을 0으로 설정함으로써, 상기 고역통과필터의 출력에 대해 인터리빙을 수행하는 제 2 인터리빙 단계; 및
    상기 제 1 인터리빙 단계 및 제 2 인터리빙 단계로부터 출력된 동일 에너지의 심볼들이 (N/2)Δf 만큼 분리된 서브 캐리어들에 의해 확산되도록 합성시키는 단계 (여기서, N은 데이터 서브 캐리어의 개수이며, Δf 는 인접 서브 캐리어 간의 간격임)를 포함하는, 동일 채널 간섭 제거 방법.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 저역통과필터의 계수는 {1/2, 1/2}이고, 상기 고역통과필터의 계수는 {1/2, -1/2}인, 동일 채널 간섭 제거 방법.
  19. 제 17 항에 있어서,
    상기 인터리빙 패턴의 종류는 하나의 셀 내에 2 이상 존재하는, 동일 채널 간섭 제거 방법.
  20. 제 15 항 내지 제 19 항에 있어서,
    상기 단계 (b)에서의 송신 전력 제어는, 상기 이동국으로부터 수신된 피드백에 따라 송신 전력을 3 ㏈ 만큼 상승시킴으로써 수행되는, 동일 채널 간섭 제거 방법.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 송신 전력 제어는 상기 이동국의 피드백에 따라 프레임 송신 전력을 상승시키며, 상기 피드백이 1 인 경우는 송신 전력 상승시키고, 상기 피드백이 0 인 경우는 송신 전력 상승시키지 않는, 동일 채널 간섭 제거 방법.
  22. 제 15 항에 있어서,
    상기 단계 (a)는, 상기 피드백을 생성하기 전에, 상기 기지국과 상기 이동국 간의 채널전달함수를 추정하는 단계를 포함하며,
    상기 피드백 생성은 상기 채널 추정 수단에서 추정된 서빙 기지국과 상기 이 동국 사이의 제 1 채널전달함수의 전력 대 간섭 기지국과 상기 이동국 사이의 제 2 채널전달함수의 전력비를 산출함으로써 수행되는, 동일 채널 간섭 제거 방법.
  23. 제 15 항 또는 제 22 항에 있어서,
    상기 전력비는 SIR = 0 ㏈ 인 서브 캐리어들의 확률을 나타내며, 상기 피드백 값은 상기 전력비에 기초하여 결정되어 서빙 기지국의 폐루프 전력 제어부로 전송되는, 동일 채널 간섭 제거 방법.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 전력비가 소정의 임계값 이하인 경우 상기 피드백 값은 1 로 설정되고, 상기 전력비가 소정 임계값보다 큰 경우 상기 피드백 값은 0 으로 설정되는, 동일 채널 간섭 제거 방법.
  25. 제 24 항에 있어서,
    상기 소정의 임계값은 상기 이동국에 알려진 특정 평균 SIR 및 이동도에 의존하는, 동일 채널 간섭 제거 방법.
  26. 제 15 항 또는 제 22 항에 있어서,
    상기 단계 (a)는 상기 기지국에서 형성된 인터리빙 패턴에 따라, 사용되지 않는 샘플들을 0으로 설정하고, 필요한 샘플만을 다운 샘플링하여 상기 O 값을 제 거하는 단계, 및 상기 다운-샘플링된 출력을 동일한 길이의 2 개의 데이터 벡터들로 분리하는 단계를 더 포함하며,
    상기 채널 함수 추정은 상기 분리된 2개의 데이터 벡터들을 이용하여 수행되는, 동일 채널 간섭 제거 방법.
  27. 제 26 항에 있어서,
    상기 단계 (a)는 상기 2 개의 벡터들의 출력의 평균값을 산출하고, 최대 우도 추정 기반 동일 채널 간섭기에 전송하는 단계를 더 포함하는, 동일 채널 간섭 제거 방법.
  28. 제 27 항에 있어서,
    상기 단계 (c)는, MLE 기반 동일 채널 간섭 제거기에서 상기 제 1 채널 전달 함수, 상기 제 2 채널 전달 함수, 및 상기 평균값을 이용하여 소망하는 신호의 데이터 열을 추정함으로써 수행되는, 동일 채널 간섭 제거 방법.
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