KR20050036996A

KR20050036996A - 확장 알고리즘 데이터 추정기

Info

Publication number: KR20050036996A
Application number: KR1020057004006A
Authority: KR
Inventors: 중-린 판; 유진 후앙; 아리엘라 제이라
Original assignee: 인터디지탈 테크날러지 코포레이션
Priority date: 2002-09-09
Filing date: 2003-09-09
Publication date: 2005-04-20
Also published as: CA2498020A1; TW200502787A; EP1540849A4; NO20051520L; EP1540849B1; US20040131010A1; KR100713794B1; KR20050096204A; CN1698286A; US7408978B2; DE60326149D1; AU2003270429A8; KR20080089674A; US7539238B2; TWI250731B; WO2004023704A2; JP4111953B2; TW200404416A; NO20051520D0; EP1540849A2

Abstract

본 발명은 절삭 알고리즘(TA) 보다는 확장 알고리즘(EA)을 이용하여 시분할 이중화(TDD) 코드 분할 다중 접속(CDMA) 시스템 또는 임의의 다른 시스템을 위한 데이터 추정 방법을 제공한다. EA는 적절한 확장 행렬을 선택함으로써 구현 에러들을 회피하고, 하나의 하드웨어 이용을 용인한다. EA는 또한 각 데이터 영역의 끝 부분에서 다중 신호의 손실을 미연에 방지하고, 토에플리츠 행렬의 순환 행렬로의 변환으로 인한 에러를 회피한다.

Description

확장 알고리즘 데이터 추정기{EXTENDED ALGORITHM DATA ESTIMATOR}

본 발명은 일반적으로 무선 통신 시스템을 위한 데이터 추정에 관한 것이며, 보다 구체적으로는 이러한 시스템에서 데이터 추정을 위한 확장 알고리즘(EA)에 관한 것이다.

몇몇 제안된 무선 시스템에 있어서, 데이터는 연속적인 블록들 사이에 분리 간격을 가진채 블록 단위로 무선으로 전송된다. 이러한 속성은 수신기에서 결합 검출(JD)을 적용하여 심볼간 간섭(ISI) 및 다중 접속 간섭(MAI)를 억제할 수 있도록 한다. 단일 사용자 검출기(SUD)를 이용하여 단일 다운링크 채널을 통해 흐르는 신호들의 데이터를 추정할 수 있다. SUD의 이점은 고속 푸리에 변환(FFT)에 의해 효율적으로 구현될 수 있다는 것이며, 이는 정방 토에플리츠 행렬(square Toeplitz matrix)가 동일한 사이즈의 순환 대응부(circulant counterpart)로서 근사화될 수 있다는 원리에 기초한다.

토에플리츠 행렬들이 행렬들을 정방화하기 위해 그들의 더 긴 치수를 따라 짧아지고 그들의 순환 대응부로 대체될 때, 근사화 에러가 발생된다. 이러한 에러는 대부분 행렬의 앞(head) 및 끝(tail) 부분에서 우세하다. 다수의 시스템에 있어서, 앞 및 끝 부분과 관련된 데이터는 수신기에 의해 요구되는 시스템 정보(예컨데, 제안된 제3 세대 파트너쉽 프로젝트(3GPP) 광대역 코드 분할 다중 접속(WCDMA) 시분할 이중화(TDD) 시스템에서의 전력 제어 비트 및 전송 포맷 조합 표시자)를 운반한다.

이러한 시스템에서 데이터 추정을 향상시키는 것이 바람직하다.

도 1은 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 오버 샘플링으로 EA를 구현하기 위해 이용되는 시스템의 블록 다이어그램.

도 2a, 2b 및 2c는 일체로서 도 1의 EA에 의해 구현되는 방법 단계들을 예시하는 흐름도.

도 3은 케이스 1 채널에서 신호 대 잡음(SNR)에 대한 TFCI-1의 로(raw) 블록 에러 레이트(BER)의 예시도(TFCI는 전송 포맷 조합 표시자를 나타낸다).

도 4는 케이스 1 채널에서 코드당 신호 대 잡음(SNR)에 대한 TFCI-2의 로(raw) BER의 예시도.

도 5는 케이스 1 채널에서 코드당 SNR에 대한 모든 비트들의 로(raw) BER의 예시도.

도 6은 케이스 2 채널에서 코드당 SNR에 대한 TFCI-1의 로(raw) BER의 예시도.

도 7은 케이스 2 채널에서 코드당 SNR에 대한 TFCI-2의 로(raw) BER의 예시도.

도 8은 케이스 2 채널에서 코드당 SNR에 대한 모든 비트들의 예시도.

도 9a 및 9b는 확장 알고리즘 데이터 검출을 이용하는 수신기 구현을 나타내는 도면.

본 발명은 주파수 분할 이중화(FDD) 또는 시분할 이중화(TDD) 코드 분할 다중화 접속(CDMA) 시스템과 같은 시스템에 데이터 추정기의 계산적으로 효율적이고 정확한 구현을 제공한다. 본 명세서에서는 데이터 추정기를 구현하는 방법이 설명되며, 여기에서 추정에 대해 관심 있는 데이터의 어떠한 것도 순환 근사화 에러(circular approximation error)에 의해 상당한 영향을 받지 않을 것이다. 이를 이루기 위해, 정방 순환 행렬 모두가 확장된다. 확장 해법의 이점은 (1) 각 데이터 영역의 끝 부분에서 다중 경로 신호 손실의 회피 및 (2) 순환 행렬 변환에 대한 토에플리츠로 인한 에러의 회피, 두가지 측면에서 발생한다. 결과적으로 더 긴 이산 푸리에 변환(DFT) 또는 FFT는 EA를 구현할 때 수행된다. DFT와의 요구되는 계산을 최소화하기 위해, 확장 사이즈는 바람직하게 특정 데이터 블록 길이 및 채널 지연 확산에 따른 그들의 하위 경계에 동적으로 제한되어야 한다. 그러나 소인수 알고리즘(PFA; prime factor algorithm)이 이용되는 경우, FFT 길이를 증가시키는 것은 통상 계산의 복잡성을 증가시키지 않는다. 계산은 일정한 범위에서 적당한 FFT 길이를 선택하는 것을 통해 최소화될 수 있음에 주목한다. 이러한 경우, 가장 긴 블록 길이 및 지연 확산을 고려하여 고정된 단일 길이 FFT가 바람직하다. PFA를 가진 단일 길이 FFT는 데이터 블록(버스트 타입)의 상이한 길이들이 단지 하나의 알고리즘에 의해 지원되는 것을 가능하게 한다. 단일 알고리즘을 처리하기 위해 하나의 하드웨어가 필요하므로, 이는 구현을 더 단순화한다.

첨부 도면을 참조하여 예시의 방법으로 주어지는 바람직한 실시예들로부터 본 발명을 더 상세히 이해할 수 있을 것이다.

본 발명은 일반적으로 3GPP TDD 모드 및 시분할 동기 코드 분할 다중 접속(TD-SCDMA)과 같은 CDMA 시스템에서의 데이터 추정에 대해 적용 가능하다. 그러나, 이하의 설명은 예를 들면 TDD CDMA 시스템 모델 및 알고리즘을 언급한다. 설명된 예에서, 합성 확산 신호가 하나의 송신기로부터 하나의 수신지로 전송되는 경우, 그 수신 신호(r)는 단일 채널(H)을 통해 전달되는 합성 확산 신호(s)이다. H 는 채널 응답 행렬이다. 이러한 프로세스는 r = H s + n 으로 표현되며, 여기에서 n 은 잡음 벡터이다. W를 채널 응답의 길이라고 하면, H 는 수학식(1)에 따른 형태를 취한다.

H 는 가로 (L+W-1) 세로 L 사이즈이다. L 은 데이터 영역(블록)과 같은 관심 있는 시간 주기에서의 칩의 수를 나타낸다. 합성 확산 신호(s)는 s = C d 로 표현될 수 있으며, 심볼 벡터(d) 및 코드 행렬(C)은 수학식(2)에 따른 형태를 취한다.

T 는 전치(transposition)를 나타내고 C 는 수학식(3)에 따른다.

각 C ^(k) 는 수학식(4)에 따른다.

Q, K, 및 Ns(=L/Q) 은 각각 확산 인자(SF), 활성 코드의 수, 및 각 채널화 코드 상에서 운반되는 심볼들의 수를 나타낸다.

SUD는 (a) 채널 이퀄라이제이션 및 (b) 역확산 두개의 단계로 구성된다. 제1 단계에서, 합성 확산 신호(s)는 바람직하게는 최소 평균 제곱 에러(MMSE) 이퀄라이저 또는 제로 포싱 해법(zero forcing solution)을 통해 r = H s + n 으로부터 추정된다.

MMSE 이퀄라이저는 수학식(5)에 따른다.

제로 포싱 해법은 수학식(6)에 따른다.

I 는 아이덴티티 행렬이고, R_H = H ^H H 는 사이즈 L인 정방 토에플리츠 행렬이며 수학식(7)에 따른다.

'*'는 공액 연산을 나타낸다. 제2 단계에서, 단순한 역확산 프로세스를 수행하여 수학식(8)에 따라 심볼 시퀀스 , 을 추정할 수 있다.

수학식(5)을 효율적으로 구현하기 위해, 알고리즘을 적절히 근사화하는 것이 바람직하다. 이를 행하기 위해, 제1 토에플리츠 행렬(H)은 가로 (L+W-1) 세로 L 사이즈에서 가로 (Lm+W-1) 세로 Lm 사이즈로 확장되고, 정방 행렬(R_H)은 L 사이즈에서 Lm 사이즈로 확장(여기에서, Lm ≥ L+W-1)되는 한편, 행렬의 밴드(banded) 및 토에플리츠 구조를 변하지 않은 상태로 유지한다. 벡터(r)는 r 의 길이가 Lm 보다 작은 경우, 제로 패딩(padding)에 의해 길이 Lm 까지 확장된다. 벡터(s 및 n)는 다른 벡터/행렬의 패딩 확장으로 인해 효율적으로 자동 확장된다. 행렬 및 벡터(H, R_H, s, r 및 n)의 확장 버전은 각각 H _E, R_E, s _E, r _E 및 n _E 로 표시된다. R_E 는 와 같다.

s _E의 마지막 Lm-L개의 엘리먼트들은 모두 제로가 되는 것으로 간주될 수 있으며, 이는 구현 에러의 회피를 이해하는데 필수적이다. 이러한 표시와 함께, 수학식(5)은 수학식(9)으로 다시 쓰여질 수 있다.

r _E 는 r _E = H _E s _E + n _E와 같다. 수학식(9)은 수학식(5)의 확장 버전이므로, 의 단지 처음 L개의 엘리먼트들만이 고려되는 경우, 그들간에는 어떠한 차이도 없다. H _E 의 마지막 W-1개의 행들은 절단되어 H _S로 표시되는 Lm 사이즈의 새로운 정방 행렬을 얻을 수 있다. R_Cir 및 H _Cir 는 각각 R_E 및 H _S의 순환 대응부(circulant counterpart)를 나타낸다고 가정한다. R_E 및 H _S로부터, R_Cir 및 H _Cir 는 수학식(10 및 11)에 따라 구성된다.

R_Cir 및 H _Cir 양쪽 모두는 Lm 사이즈의 정방 행렬이다. s _E 의 마지막 Lm-L개의 엘리먼트들은 제로이므로, r _E = H _S s _E + n _E이다. , 및 을 수학식(9)에서 각각 , 및 으로 대체하면, 수학식(12)이 된다.

H _S = H _Cir - H _Δ(H _Δ은 에러 행렬임)이라고 가정하면, 수학식(12)은 수학식(13)으로 표현될 수 있다.

은 길이 Lm 인 열 벡터이고 에러 행렬 H _Δ는 수학식(14)에 따른다.

처음 W-1개의 행 및 마지막 W-1개의 열간의 삼각 영역에는 0 아닌 엘리먼트들이 위치하고 있다. 제3 항이 없다면, 수학식(13)은 처음 L개의 엘리먼트들이 고려될 때 함수에 있어서 수학식(5)와 매우 유사하다. 벡터(y)가 산정된다. 행렬 및 의 구조에 따라, 행렬 는 Lm 사이즈인 정방 행렬이며, 수학식(15)에 따른 구조를 갖는다.

'x'로 표시되는 0 아닌 엘리먼트들은 (1) 처음 W-1개의 행 및 마지막 W-1개의 열 사이에 있는 삼각 영역 및 (2) 마지막 W-1개의 행 및 열 사이에 있는 정방 영역인 단지 두개의 영역에만 위치하고 있다. s _E의 마지막 (Lm-L) 개의 엘리먼트는 0이므로, Lm ≥L+W-1 인 경우, 의 모든 엘리먼트들은 0이다. Lm ≥L+W-1 일 때, 수학식(16)이 초래된다.

수학식(16)은 단지 처음 L 개의 추정치들만 고려할 때, 수학식(5)에 양호하게 근접한다. 수학식(16)의 제1 부분은 EA로 언급된다. 마찬가지로, 데이터 영역의 앞 및 끝 부분은 토에플리츠 행렬들을 행렬 확장 없이 직접적으로 수학식(5)의 그들의 순환 대응부(circulant counterpart)로 대체함으로써 상당한 영향을 받는다. 행렬 확장 없는 구현 알고리즘은 절삭 알고리즘(truncated algorithm; TA)으로 불린다. TA에 대하여, Lm=L인 경우를 제외하고, 수학식(9 내지 15)은 여전히 유효하다. 그 이유는 두가지 측면으로 구성된다: 첫번째로, 수학식(5)의 H 를 L 사이즈의 H _Cir로 대체할 때, 수신 신호 벡터 r 의 길이는 바람직하게는 L 이 되도록 제한된다. 이는 데이터 영역의 끝 부분에 있는 데이터의 다중 경로 신호들의 손실을 초래한다. 그러므로, 영향을 받은 데이터의 추정치들은 매우 조잡(poor)하게 된다. 두번째로, Lm=L 일 때, y 는 길이 L 인 열 벡터이며, 처음 및 마지막 W-1개의 추정치들은 0이 아닌 엘리먼트들이다. B_Cir = R_Cir + σ²I 은 대각선을 따르는 밴드 구조이기 때문에, B_Cir 의 역은 대략 동일한 구조를 갖는다. 그러므로, 열 벡터 z = B^-1 _Cir y 의 상대적으로 큰 값들은 처음 및 마지막 W-1개의 열에 위치해 있고, 앞 및 끝 영역 양쪽의 의 추정치들에 영향을 미친다. 두번째 이유에 대해, 영향을 받은 추정치들의 수는 채널 응답 길이 W에 의존한다. 채널(W)의 지연 확산이 더 커짐에 따라, 그 추정치들은 더 영향을 받는다.

추가적으로 수학식(16)에 의해 주어지는 구현 알고리즘은 오버 샘플링을 지원하도록 확장될 수 있다. 오버 샘플링으로 타이밍 에러의 효과는 완화된다. 샘플링 레이트가 칩 레이트의 M 배라고 가정하면, (m = 1, 2, ..., M)으로 표시되는 M개의 수신 신호 벡터들이 이용 가능하다. 그러나, 각 의 두개의 연속적인 샘플들간의 시간 간격은 칩 지속 시간(chip duration)이다. 마찬가지로, (m = 1, 2, ..., M)으로 표시되는 채널 응답의 M개의 집합이 또한 존재한다. 이러한 채널 응답으로 총 2M개의 순환 행렬 및 (m = 1, 2, ..., M)이 구성될 수 있다. 따라서, 오버 샘플링을 가진 구현 알고리즘은 수학식(17)에 따라 쓰여질 수 있다.

은 m번째 입력 벡터 에 대응하는 잡음 편차이다.

구현 이전에, Lm 의 값이 결정된다. Lm이 L+W-1 보다 더 크기 때문에, Lm은 수학식(18)에 따라 선택된다.

max{.}은 {.}의 최대값이고, ε은 Lm 이 FFT 구현을 위한 양호한 길이가 되도록 하기 위해 이용되는 양의 정수이다. 예를 들면, UTRA 광대역 TDD 시스템(WTDD)에서, max{L}=1104, max{W}=114이다. ε은 Lm=1232이 되도록 하기 위해 14와 같도록 선택된다. 이러한 길이로 FFT는 PFA에 의해 매우 효율적으로 수행될 수 있으며, 이는 1232가 1232=7×11×16으로 인수 분해될 수 있기 때문이다. 복소 입력과 함께, 1232-포인트 FFT에 의해 요구되는 실수 곱셈 및 덧셈은 각각 8836 및 44228이다. 수학식(18)로부터, Lm은 특정 시스템 설계에 의존한다. 그러나, 본 명세서에서 설명되는 구현 해법은 UTRA 협대역 TDD 시스템(TD-SCDMA)와 같은 임의의 다른 TDD 시스템에 적용 가능하다.

다음에는, FFT 길이 P가, 선택된 Lm과 같다는 가정하에, 수학식(17)의 선호 구현 과정을 방법 단계들로 설명한다.

순환 행렬 의 제1 열 g 는 추정 채널 응답 및 잡음 전력에 기초하여 계산되며, 수학식(19)를 산출한다.

FFT 도메인의 순환 행렬 은 분해되어, 수학식(20)을 산출한다.

및 은 수학식(21)에 따라 정의되는 P-포인트 FFT 및 역 FFT(IFFT)이다.

Λ_R은 사이즈 P인 대각선(diagonal) 행렬이며, 그 대각선은 D_P g이다. Λ_R은 Λ_{R =}diag(D_P g) 로 표시된다. 및 간의 관계는 이다.

순환 행렬 H _Cir,m 은 FFT 도메인에서 분해되며, 수학식(22)를 산출한다.

Λ_Hm 은 사이즈 P 인 대각선 행렬이며, 그 대각선은 D_P u _m이고, H _Cir,m 의 제1 열은 이다.

수신 신호 벡터 r ^(m)은 제로 패딩에 의해 재구성되어, 길이 P인 확장 신호 벡터 을 얻을 수 있다.

합성 확산 신호 벡터 이 계산되어 주파수 도메인에서 수학식(23 또는 24)을 산출한다.

연산자 및 / 은 각각 엘리먼트별 기반 위에 수행되는 벡터 곱셈 및 나눗셈을 표시한다. 의 마지막 P-L 개의 엘리먼트들은 반올림(round off)되어 길이 L 인 또 다른 벡터 을 얻을 수 있다.

합성 확산 신호 는 역확산되어, 을 산출한다.

도 1은 시스템(100)의 블록도이다. 오버 샘플링 시스템에 대해, M 개의 샘플링된 시퀀스들이 처리된다(r ⁽¹⁾ ... r ^(M) 및 h ⁽¹⁾ ... h ^(M)). 칩 레이트 샘플링된 시퀀스에 대해, 단지 하나의 샘플링된 시퀀스만이 처리된다(r ⁽¹⁾ 및 h ⁽¹⁾). 시스템(100)은 입력부(105₁ ...105_M)(105)에서 신호(r ⁽¹⁾ ...r ^(M))을 수신하고, 입력부(110₁ ...110_M)(110)에서 채널 임펄스 응답(h ⁽¹⁾ ...h ^(M))을 수신하다. 수신 신호(r ⁽¹⁾ ...r ^(M))는 각 시퀀스의 길이가 길이 Lm 에 이를 때까지 제로 패딩 장치(115₁ ...115_M)(115)에 의해 끝에서 제로 패딩된다. 제로 패딩 후의 확장 시퀀스들은 출력(120₁ ...120_M)(120)을 거쳐 블록(115)을 탈출하는 으로 표시된다. 채널 임펄스 응답(h ⁽¹⁾ ...h ^(M))은 확장 시퀀스의 길이가 길이 Lm 에 이를 때까지 제로 패딩 장치(125₁ ...125_M)(125)에 의해 끝에서 제로 패딩된다. 제로 패딩 이후의 확장 시퀀스들은 출력(130₁ ...130_M)(130)을 거쳐 제로 패딩 장치(125)를 탈출하는 u ₁ ...u _M으로 표시된다. DFT 또는 FFT 블록(135₁ ...135_M)(135)은 제로 패딩 장치(115)로부터 출력(120)을 수신하고, 에 대한 DFT 또는 FFT, 을 수행한다. DFT 또는 FFT 블록(140₁ ...140_M)(140)은 제로 패딩 장치(125)로부터 출력(130)을 수신하고, u ₁ ...u _M에 대해 DFT 또는 FFT, F(u ₁) ...F(u _M)을 수행한다. 공액 결합(conjugate) 장치(145₁ ...145_M)(145)는 F(u ₁) ...F(u _M)을 공액 결합(conjugate)한다(F(u ₁)^* ...F(u _M)^*). 엘리먼트별 곱셈기(1501 ...150M)(150)는 시퀀스 및 F(u ₁)^* ...F(u _M)^*을 곱한다().

M개 샘플링된 시퀀스 결과들 모두는 가산기(175)에 의해 엘리먼트별로 더해져 (m = 1, 2, ..., M) 상태가 된다. 채널 상관 벡터 g 는 확장 채널 응답 시퀀스(u ₁, ..., u _M)을 이용하여 채널 상관 발생기(180)에 의해 발생되어, 상태가 된다.

MMSE 알고리즘을 이용하여, 잡음 편차 은 벡터 g ^(m) 의 제1 엘리먼트에 더해진다. 벡터 g ^(m) 은 u _m을 이용하여 발생된다. m 번째 샘플링된 시퀀스에 대한 벡터 g ^(m) 의 i번째 엘리먼트는, i-1 개의 엘리먼트들을 다운쉬프팅함으로써 공액 벡터 을 순환시키고(circulate), (m = 1, 2, ..., M)이 되도록 벡터 u _m 을 쉬프트된 벡터 와 곱함으로써 계산된다. DFT 또는 FFT 장치(185)는 채널 상관 벡터 g 에 대한 DFT 또는 FFT를 수행한다(F(g)). 나눗셈기(190)는 이 되도록, 엘리먼트별로 가산기(175)의 출력을 DFT 또는 FFT 장치(185)의 출력으로 나눈다. 역 DFT 또는 역 FFT 장치(194)는 이 되도록 나눗셈기(190)의 출력에 대해 수행된다. 역 DFT 또는 역 FFT 장치(194)의 출력은 합성 확산 신호 의 추정치이다. 역 확산기(198)는 역 DFT 또는 역 FFT 장치(194)의 출력을 역확산하여 추정 데이터 심볼 을 얻을 수 있다.

도 2a, 2b 및 2c를 참조하면, 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 EA를 수행하는 과정은 다음과 같이 설명된다:

단계(205)에서, 시스템(100)은 입력부(105)에서 신호 r ⁽¹⁾을 수신하고 입력부(110)에서 채널 임펄스 응답 h ⁽¹⁾을 수신하다.

단계(210)에서, 수신 신호 r ⁽¹⁾는 시퀀스의 길이가 길이 Lm 에 이를 때까지 제로 패딩 장치(115)에 의해 끝에서 제로 패딩된다. 제로 패딩 이후의 확장 시퀀스는 출력(120)을 거쳐 블록(115)을 탈출하는 으로 표시된다.

단계(215)에서, 채널 임펄스 응답 h ⁽¹⁾은 확장 시퀀스의 길이가 길이 Lm 에 이를 때까지 제로 패딩 장치(125)에 의해 끝에서 제로 패딩된다. 제로 패딩 이후의 확장 시퀀스는 출력(130)을 거쳐 제로 패딩 장치(125)를 탈출하는 u ₁으로 표시된다.

단계(220)에서, DFT 또는 FFT 블록(135)은 제로 패딩 장치(115)로부터 출력(120)을 수신하고 에 대해 DFT 또는 FFT를 수행하여 이 되도록 한다. DFT 또는 FFT 블록(140)은 제로 패딩 장치(125)로부터 출력(130)을 수신하고 u ₁에 대해 DFT 또는 FFT를 수행한다(F(u ₁)).

단계(225)에서, 공액 결합 장치(145)는 F(u ₁)을 공액 결합한다(F(u ₁)^*).

단계(230)에서, 엘리먼트별 곱셈기(150)는 시퀀스 및 F(u ₁)^*을 곱하여 을 생성한다.

단계(235)에서, M개의 샘플링된 시퀀스들을 가진 오버 샘플링 시스템에 대해, 단계(210 내지 230)가 샘플링된 시퀀스 2, ..., M 들에 대해 반복된다(, m = 2, ..., M).

단계(240)에서, 단계(230 및 235)에서 얻어진 M개의 샘플링된 결과들 모두는 가산기(175)에 의해 엘리먼트별로 더해진다(, m = 1, 2, ..., M).

단계(245)에서, 채널 상관 벡터 g 는 확장 채널 응답 시퀀스 u ₁, ..., u _M 을 이용하여 채널 상관 발생기(180)에 의해 발생되며, 이 된다.

단계(250)에서, DFT 또는 FFT(185)는 채널 상관 벡터 g 에 대해 DFT 또는 FFT를 수행한다(F(g)).

단계(255)에서, 나눗셈기(190)는 엘리먼트별로 단계(240)의 결과를 단계(250)의 결과로 나눈다().

단계(260)에서, 역 DFT 또는 역 FFT(194)가 단계(255)의 결과에 대해 수행되어(), 추정 합성 확산 신호 를 생성한다.

단계(265)에서, 역확산기(198)는 단계(260)의 출력을 역확산하여, 추정 데이터 심볼 을 얻는다.

시뮬레이션에서, 설명된 모델은 K=12에 기초하고 있으며, 그 코드는 동등한 코드 전력으로 전송되고, 제2 데이터 영역에 대한 미드앰블 신호의 효과들은 완전히 상쇄되었다. 각 코드는 SF=16을 갖는다. 데이터 영역의 전체 1104개의 칩들이 가정된다(WTDD에서 버스트 타입 2). WTDD의 타임슬롯에 두개의 데이터 영역이 있기 때문에, 제1 데이터 영역의 마지막 8 비트들(4개의 복소 심볼), 및 제2 데이터 영역의 처음 8 비트들은 각각 TFCI-1 및 TFCI-2로 정의된다. 두가지 알고리즘인 절삭 알고리즘(truncated algorithm; TA) 및 확장 알고리즘(extended algorithm; EA)이 이용된다. TFCI-1, TFCI-2의 로(raw) 비트 에러 레이트 뿐만 아니라 모든 비트들은 EA 및 TA 양쪽 모두에 대해 칩 레이트 샘플링으로 산정된다. 1000개의 타임슬롯이 각 SNR 포인트에 대해 축적된다. 시뮬레이션은 WG4 케이스-1 및 2 채널을 통해 구동된다.

도 3 및 4는 EA 및 TA가 이용될 때, WG4 케이스-1의 TFCI-1 및 TFCI-2의 성능을 나타낸다. EA 및 TA간의 상당한 성능 차이가 도 3에 도시되어 있음을 알 수 있다. TFCI-1은 제1 데이터 영역의 끝 부분에 위치하고 있기 때문에, TA를 가진 TFCI-1의 성능 저하는 (1) TFCI-1 다중 경로 신호들의 손실 및 (2) 채널 응답 길이 W가 WG4 케이스-1 채널에 대해 작기 때문에(W=4) 구현에 있어서 토에플리츠를 순환 행렬로의 대체라는 두가지 이유로부터 발생한다. 이러한 결론은 도 4에 도시되는 결과에 의해 확인된다. 도 4의 성능은 제2 데이터 영역의 앞 부분에 위치하는 TFCI-2에 대한 것이므로, TA를 갖는 그 성능에 영향을 미치는 가장 있음직한 이유는 두번째 것, 즉 행렬 대체임이 틀림없다. 도 4로부터, EA 및 TA를 갖는 TFCI-2의 성능은 거의 동일함을 알 수 있다. 이는 행렬 대체를 통해 TA에 도입된 추정 에러는 WG4 케이스-1 채널에 대해 W의 작은 값으로 인하여 매우 제한된다. 예를 들면, W=4 일때, 제1 심볼의 단지 1/4만 관계 SF=16으로 인한 영향을 받는다.

도 5는 EA 및 TA가 가정될 때 모든 비트들의 로(raw) BER을 도시한다. EA와 비교할 때, TA를 갖는 모든 비트들의 로(raw) BER의 손실에 대한 주요 기여자는 각 타임슬롯의 TFCI-1이다.

도 6 및 7은 EA 및 TA가 채용될 때, WG4 케이스-2 채널의 TFCI-1 및 TFCI-2의 성능을 도시한다. 케이스-2 채널은 더 큰 지연 확산(W=46) 뿐만 아니라 더 강한 다중 경로 신호 전력만큼 케이스-1 채널과 상이하다. 도 6으로부터, TA를 갖는 TFCI-1은 그 다중 경로 신호 손실 및 행렬 대체 양쪽 모두로 인하여 거의 파괴(destroy)될 것임을 알 수 있다. 도 7에서, TA를 갖는 TFCI-2의 성능은 EA를 갖는 것보다 훨씬 더 나쁘며, 이는 단지 행렬 대체로 인한 것이다. 이러한 경우, W=46 및 처음 3개의 심볼(6 비트)은 상당한 영향을 받을 것이다. 도 8은 케이스-2 채널의 EA 및 TA에 대한 모든 비트들의 로(raw) BER를 나타낸다.

절삭 알고리즘(TA)이 구현에서 이용될 때, 데이터 영역의 처음 및 끝 부분들의 데이터는, 채널 응답 행렬이 정방형이 되도록 컷팅하는 것으로 인한 다중 경로 신호의 손실 정보 및 토에플리츠 행렬을 순환 행렬로 대체하는 것으로 인한 에러, 두가지 측면에 의해 상당한 영향을 받는다. 이러한 문제점을 극복하기 위해, EA가 이용된다. EA는 확장 행렬의 사이즈를 적절히 선택함으로써 구현 에러를 회피한다. EA를 DFT로 구현하기 위해, 동적-길이 EA가 바람직한 반면, PFA의 FFT를 갖는 EA에 대해서는 고정-길이 해법이 더 적절하다. 고정-길이 해법에서, 계산 복잡성은 일정한 범위의 적절한 PFA 길이 선택을 통해 최소화될 수 있다. 고정-길이 EA는 상이한 데이터 블록 길이들(버스트 타입들)이 단지 하나의 알고리즘에 의해 지원되도록 한다. 고정 길이 EA는 단일 알고리즘에 대처하는데 하나의 하드웨어가 필요하기 때문에 구현을 더 단순화한다. 시뮬레이션 결과는 EA의 성능이 TA의 성능보다 더 좋음을 도시하며, 특히 데이터 영역의 앞 및 끝 부분에서의 데이터에 대해 그러하다.

본 발명은 기지국 또는 무선 송/수신 유닛(WTRU)에서 구현될 수 있다. 이후, 무선 송/수신 유닛(WTRU)은 사용자 장비, 모바일 지국, 고정 또는 모바일 가입자 유닛, 호출기, 또는 무선 환경에서 운용 가능한 임의의 다른 유형의 장치를 포함하나 이에 한정되지 않는다. 이후 언급될 때, 기지국은 기지국, 노드-B, 사이트 컨트롤러, 액세스 포인트 또는 무선 환경에서의 다른 인터페이싱 장치를 포함하나 이에 한정되지 않는다.

도 9a 및 9b는 확장 알고리즘 데이터 검출을 이용하는 수신기 구현이다. 도 9a를 참조하면, 무선 주파수(RF) 신호는 안테나(300)에 의해 수신된다. 샘플링 장치(305)는 칩 레이트 수신 벡터 r 을 생성한다. 채널 추정 장치(325)는 수신 벡터에 대해 채널 임펄스 응답 h 를 결정한다. 단일 사용자 검출 장치(310)는 확장 알고리즘을 이용하여 데이터 벡터 d 를 추정하기 위해 수신 벡터 r 및 채널 임펄스 응답 h 를 이용한다. 수신 벡터 r 은 채널 임펄스 응답 h 를 이용하여 채널 이퀄라이저(315)에 의해 처리되어 확산 벡터 s 를 결정한다. 전송 코드 C를 이용하는 역확산(320)은 확산 벡터 s 를 역확산하여 데이터 벡터 d 를 추정한다.

도 9b를 참조하면, RF 신호들은 안테나(300)에 의해 수신된다. 샘플링 장치(305)는 수신 신호를 칩 레이트의 M 배수에서 샘플링하여, M개의 수신 벡터 시퀀스 r ₁ ... r _m 을 생성한다. 채널 추정 장치(325)는 각 수신 벡터 r ₁ ... r _m 에 대응하는 채널 임펄스 응답 h ₁ ... h _m을 결정한다. 단일 사용자 검출 장치(310)는 확장 알고리즘을 이용하여 데이터 벡터 d 를 추정하기 위해 수신 벡터 시퀀스들 r ₁ ... r _m 및 채널 임펄스 응답들 h ₁ ... h _m 을 이용한다. 수신 벡터들 r ₁ ... r _m 은 채널 임펄스 응답 h ₁ ... h _m 을 이용하는 채널 이퀄라이저(315)에 의해 처리되어 확산 벡터 s 를 결정한다. 전송 코드 C 를 이용하는 역확산기(320)는 확산 벡터 s 를 역확산하여 데이터 벡터 d 를 추정한다.

본 발명이 바람직한 실시예에 대하여 설명되었지만, 이하 청구범위에서 개설되는 본 발명의 범위 내에 있는 다양한 변화들은 당업자에게 자명할 것이다.

Claims

공유 스펙트럼에서 수신되고 유사한 채널 응답을 경험하는 다수의 신호들로부터 데이터를 복구하는 방법에 있어서,

상기 다수의 수신 신호를 포함하는 합성 신호를 샘플링하여 수신 벡터를 생성하는 단계와;

상기 합성 신호의 채널 응답을 추정하는 단계와;

상기 수신 벡터를 확장하는 단계와;

상기 채널 응답을 확장하는 단계와;

상기 확장 채널 응답을 이용하여 상기 수신 벡터를 채널 이퀄라이징(channel equalizing)하여, 확산 벡터를 생성하는 단계와;

상기 확산 벡터를 역확산하여 상기 다수의 신호들의 데이터를 생성하는 단계를 포함하는 데이터 복구 방법.
제1항에 있어서,

각 확장 수신 벡터의 두개의 연속적인 샘플간의 시간 간격이 칩 지속 시간(chip duration)인 것인 데이터 복구 방법.
제1항에 있어서,

각 확장 수신 벡터의 두개의 연속적인 샘플간의 시간 간격이 칩 지속 시간의 일부분인 것인 데이터 복구 방법.
제1항에 있어서,

추정 채널 응답 및 잡음 전력에 기초하여 순환(circulant) 행렬의 제1 열을 계산하는 단계와;

고속 푸리에 변환(FFT) 영역에서 수신 벡터 순환 행렬을 분해하는(decompose) 단계와;

고속 푸리에 변환(FFT) 영역에서 채널 응답 순환 행렬을 분해하는 단계와;

확장 신호 벡터를 초래하는 상기 수신 신호를 재구성하는 단계와;

합성 확산 신호 벡터를 계산하는 단계와;

합성 확산 신호를 역확산하는 단계를 포함하는 데이터 복구 방법.
통신 수신기를 포함하는 기지국에 있어서, 상기 수신기는,

무선 주파수(RF) 신호들을 수신하는 안테나와;

안테나에 연결되어 칩 레이트 수신 벡터를 생성하는 샘플링 장치와;

상기 샘플링 장치에 연결되어 상기 수신 벡터에 대한 채널 임펄스 응답을 결정하는 채널 추정 장치와;

상기 샘플링 장치 및 상기 채널 추정 장치에 연결되고, 상기 수신 벡터 및 상기 채널 임펄스 응답을 확장하는 확장 알고리즘을 이용하여 데이터 벡터를 추정하는 단일 사용자 검출기(SUD)를 포함하는 것인 기지국.
제5항에 있어서, 상기 SUD는,

상기 채널 임펄스 응답을 이용하여 확산 벡터를 결정하는 채널 이퀄라이저와;

상기 채널 이퀄라이저에 연결되고, 상기 확산 벡터를 역확산하여 상기 데이터 벡터를 추정하는 역확산기를 포함하는 것인 기지국.
통신 수신기를 포함하는 무선 송/수신 유닛(WTRU)에 있어서, 상기 수신기는,

무선 주파수(RF) 신호들을 수신하는 안테나와;

상기 안테나에 연결되어 칩 레이트 수신 벡터를 생성하는 샘플링 장치와;

상기 샘플링 장치에 연결되어 상기 수신 벡터에 대한 채널 임펄스 응답을 결정하는 채널 추정 장치와;

상기 샘플링 장치 및 상기 채널 추정 장치에 연결되고, 상기 수신 벡터 및 상기 채널 임펄스 응답을 확장하는 확장 알고리즘을 이용하여 데이터 벡터를 추정하는 단일 사용자 검출기(SUD)를 포함하는 것인 WTRU.
제7항에 있어서, 상기 SUD는,

상기 채널 임펄스 응답을 이용하여 확산 벡터를 결정하는 채널 이퀄라이저와;

상기 채널 이퀄라이저에 연결되고, 상기 확산 벡터를 역확산하여 상기 데이터 벡터를 추정하는 역확산기를 포함하는 것인 WTRU.
통신 수신기를 포함하는 기지국에 있어서, 상기 수신기는,

무선 주파수(RF) 신호들을 수신하는 안테나와;

상기 안테나에 연결되어 칩 레이트의 M 배수에서 상기 수신 신호를 샘플링하여 M개의 수신 벡터 시퀀스들을 생성하는 샘플링 장치와;

상기 샘플링 장치에 연결되어 각 수신 벡터에 대한 채널 임펄스 응답을 결정하는 채널 추정 장치와;

상기 샘플링 장치 및 상기 채널 추정 장치에 연결되고, 상기 수신 벡터 및 상기 채널 임펄스 응답을 확장하는 확장 알고리즘을 이용하여 데이터 벡터를 추정하는 단일 사용자 검출기(SUD)를 포함하는 것인 기지국.
제9항에 있어서, 상기 SUD는,

상기 채널 입펄스 응답을 이용하여 확산 벡터를 결정하는 채널 이퀄라이저와;

상기 채널 이퀄라이저에 연결되고, 상기 수신 신호들의 전송 코드들을 이용하여 상기 데이터 벡터를 추정하기 위해 상기 확산 벡터를 역확산하는 역확산기를 포함하는 것인 기지국.
통신 수신기를 포함하는 무선 송/수신 유닛(WTRU)에 있어서, 상기 수신기는,

무선 주파수(RF) 신호들을 수신하는 안테나와;

상기 안테나에 연결되어 칩 레이트의 M 배수에서 상기 수신 신호들을 샘플링하여 M개의 수신 벡터 시퀀스들을 생성하는 샘플링 장치와;

상기 샘플링 장치에 연결되어 각 수신 벡터에 대한 채널 임펄스 응답을 결정하는 채널 추정 장치와;

상기 샘플링 장치 및 상기 채널 추정 장치에 연결되고, 상기 수신 벡터 및 상기 채널 임펄스 응답을 확장하는 확장 알고리즘을 이용하여 데이터 벡터를 추정하는 단일 사용자 검출기(SUD)를 포함하는 것인 WTRU.
제11항에 있어서, 상기 SUD는,

상기 채널 임펄스 응답을 이용하여 확산 벡터를 결정하는 채널 이퀄라이저와;

상기 채널 이퀄라이저에 연결되고, 상기 수신 신호들의 전송 코드들을 이용하여 상기 데이터 벡터를 추정하기 위해 상기 확산 벡터를 역확산하는 역확산기를 포함하는 것인 WTRU.
단일 사용자 검출기(SUD)에 있어서,

(a) 합성 확산 신호가 최소 평균 제곱 에러(MMSE) 이퀄라이저를 이용하여 추정되는 것인 채널 이퀄라이즈 스테이지와;

(b) 상기 SUD에 의해 검출되는 심볼 시퀀스들을 추정하는 역확산 스테이지를 포함하는 SUD.
통신 시스템에 있어서,

기지국과;

기지국과 통신하는 무선 송/수신 유닛(WTRU)을 포함하고,

상기 WTRU는,

무선 주파수(RF) 신호들을 수신하는 안테나와;

상기 안테나에 연결되어 칩 레이트 수신 벡터를 생성하는 샘플링 장치와;

상기 샘플링 장치에 연결되어 상기 수신 벡터에 대한 채널 임펄스 응답을 결정하는 채널 추정 장치와;

상기 샘플링 장치 및 상기 채널 추정 장치에 연결되고, 확장 알고리즘을 이용하여 데이터 벡터를 추정하는 단일 사용자 검출기(SUD)를 포함하는 것인 통신 시스템.
제14항에 있어서, 상기 SUD는,

상기 채널 임펄스 응답을 이용하여 확산 벡터를 결정하는 채널 이퀄라이저와;

상기 채널 이퀄라이저에 연결되고, 상기 수신 신호들의 전송 코드들을 이용하여 상기 데이터 벡터를 추정하기 위해 상기 확산 벡터를 역확산하는 역확산기를 포함하는 것인 통신 시스템.
통신 시스템에 있어서,

무선 송/수신 유닛(WTRU)와;

상기 WTRU와 통신하는 기지국을 포함하고,

상기 기지국은,

무선 주파수(RF) 신호들을 수신하는 안테나와;

상기 안테나에 연결되어 칩 레이트 수신 벡터를 생성하는 샘플링 장치와;

상기 샘플링 장치에 연결되어 상기 수신 벡터에 대한 채널 임펄스 응답을 결정하는 채널 추정 장치와;

상기 샘플링 장치 및 상기 채널 추정 장치에 연결되고, 확장 알고리즘을 이용하여 데이터 벡터를 추정하는 단일 사용자 검출기(SUD)를 포함하는 것인 통신 시스템.
제16항에 있어서, 상기 SUD는,

상기 채널 임펄스 응답을 이용하여 확산 벡터를 결정하는 채널 이퀄라이저와;

상기 채널 이퀄라이저에 연결되고, 상기 수신 신호들의 전송 코드들을 이용하여 상기 데이터를 추정하기 위해 상기 확산 벡터를 역확산하는 역확산기를 포함하는 것인 통신 시스템.
무선 통신 시스템에서 확장 알고리즘(EA)을 오버 샘플링(over-sampling)으로 수행하는 방법에 있어서,

(a) 상기 시스템이 제1 입력부에서 신호 을 수신하고 제2 입력부에서 채널 임펄스 응답 을 수신하는 단계와;

(b) 시퀀스의 길이가 길이 Lm에 이를 때까지 상기 수신 신호 을 끝(tail)에서 제로 패딩(zero padding)하고 이후 상기 확장 시퀀스를 으로 표시하는 단계와;

(c) 상기 확장 시퀀스의 길이가 길이 Lm에 이를 때까지 상기 채널 임펄스 응답 을 끝(tail)에서 제로 패딩하고 이후 상기 확장 시퀀스를 으로 표시하는 단계와;

(d) 에 대해 이산 푸리에 변환(DFT) 또는 고속 푸리에 변환(FFT)을 수행하여 이 되도록 하는 단계와;

(e) 에 대해 DFT 또는 FFT를 수행하여 이 되도록 하는 단계와;

(f) 을 공액 결합하여(conjugate) 이 되도록 하는 단계와;

(g) 시퀀스 및 을 곱하여 이 되도록 하는 단계를 포함하고,

M개의 샘플링된 시퀀스들에 대하여, 단계 (b) 내지 (g)는 샘플링된 시퀀스 2, ..., M에 대해 반복되어 이 되도록 하는 것인 EA 수행 방법.
제18항에 있어서,

단계 (b) 내지 (g)에서 얻어진 M개의 샘플링된 시퀀스 결과들 모두는 엘리먼트별로 더해져서 이 되도록 하는 것인 EA 수행 방법.
제19항에 있어서,

(h) 이 되도록 하기 위해, 확장 채널 응답 시퀀스 을 이용하여 채널 상관 벡터 를 생성하는 단계와;

(i) 채널 상관 벡터 에 대해 DFT 또는 FFT를 수행하여 가 되도록 하는 단계와;

(j) 단계 (g)의 결과를 단계 (i)의 결과로 엘리먼트별로 나눔으로써 이 되도록 하는 단계와;

(k) 단계 (j)의 결과에 대해 역 DFT 또는 역 FFT를 수행하여 이 되도록 하는 단계와;

(l) 단계 (k)의 결과를 역확산하여 추정 데이터 심볼 을 얻는 단계를 더 포함하는 것인 EA 수행 방법.
확장 알고리즘(EA)을 오버 샘플링(over-sampling)으로 수행하는 무선 통신 시스템에 있어서,

(a) 제1 입력부에서 신호 을 수신하고 제2 입력부에서 채널 임펄스 응답 을 수신하는 수단과;

(b) 시퀀스의 길이가 길이 Lm에 이를 때까지 상기 수신 신호 을 끝(tail)에서 제로 패딩(zero padding)하고 이후 상기 확장 시퀀스를 으로 표시하는 수단과;

(c) 상기 확장 시퀀스의 길이가 길이 Lm에 이를 때까지 상기 채널 임펄스 응답 을 끝(tail)에서 제로 패딩하고 이후 상기 확장 시퀀스를 으로 표시하는 수단과;

(d) 에 대해 이산 푸리에 변환(DFT) 또는 고속 푸리에 변환(FFT)을 수행하여 이 되도록 하는 수단과;

(e) 에 대해 DFT 또는 FFT를 수행하여 이 되도록 하는 수단과;

(f) 을 공액 결합하여(conjugate) 이 되도록 하는 수단과;

(g) 시퀀스 및 을 곱하여 이 되도록 하는 수단을 포함하고,

M개의 샘플링된 시퀀스들에 대하여, 단계 (b) 내지 (g)는 샘플링된 시퀀스 2, ..., M에 대해 반복되어 이 되도록 하는 것인 무선 통신 시스템.
제21항에 있어서,

상기 M개의 샘플링된 시퀀스 결과들 모두는 엘리먼트별로 더해져서 이 되도록 하는 것인 무선 통신 시스템.
제22항에 있어서,

(h) 이 되도록 하기 위해, 확장 채널 응답 시퀀스들인 을 이용하여 채널 상관 벡터 를 생성하는 수단과;

(i) 채널 상관 벡터 에 대해 DFT 또는 FFT를 수행하여 가 되도록 하는 수단과;

(j) 단계 (g)의 결과를 단계 (i)의 결과로 엘리먼트별로 나누어 이 되도록 하는 수단과;

(k) 단계 (j)의 결과에 대해 역 DFT 또는 역 FFT를 수행하여 이 되도록 하는 수단과;

(l) 단계 (k)의 결과를 역확산하여 추정 데이터 심볼 을 얻는 수단을 더 포함하는 무선 통신 시스템.