KR100647505B1 - 다중 경로 페이딩 채널에 효율적인 다중 입출력 시스템 - Google Patents

Abstract

무선 대역 확산 통신 시스템과 같은 무선 통신 시스템에서는 데이터를 전송하는데, 데이터는 인코딩되어 복수의 데이터 스트림으로 생성된다(도 2). 복수의 송신 안테나(34)의 각각에서는 그 데이터 스트림을 이용하여 송신 벡터를 생성한다. 각 송신 벡터는 무선 인터페이스를 통해 다중 경로로 송신 안테나에 의해 송신된다. 그 각각의 송신된 송신 벡터로부터의 다중 경로 성분은 복수의 수신 안테나(36)에 의해 수신된다. 그 수신된 다중 경로 성분은 등화되어 송신 벡터로 복원되고, 또한 그 복원된 송신 벡터로부터 원 데이터로 복원된다.

Description

다중 경로 페이딩 채널에 효율적인 다중 입출력 시스템{EFFICIENT MULTIPLE INPUT MULTIPLE OUTPUT SYSTEM FOR MULTI-PATH FADING CHANNELS}

본 발명은 일반적으로 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 안테나 어레이를 사용한 신호 전송에 관한 것이다.

도 1에는 다중 입출력(MIMO; Multiple Input Multiple Output) 시스템이 도시되어 있다. 다중 송신 안테나(12₁~12_M)(12) 및/또는 다중 수신 안테나(16₁~16_N)(16)가 통신 신호 전송에 사용된다. 각 안테나(12, 16)는 다른 안테나(12, 16)로부터 공간적으로 분리되어 있다. 안테나 어레이(12)를 사용하는 송신기(10)는 통신 신호를 무선 인터페이스(14)를 통해 수신기(18)로 송신한다. 수신기(18)는 안테나 어레이(16)를 사용하여 통신 신호를 수신한다. 다중 송신 안테나(12)와 다중 수신 안테나(16)의 양쪽 모두를 사용하는 것을 다중 입출력(MIMO) 처리라고 한다.

통상적으로, MIMO 처리는 기지국 송신기와 사용자 장치 수신기의 양쪽 모두에서 다중 안테나를 채용한다. 기지국 안테나 어레이의 전개는 이미 일반적으로 무선 통신 시스템에서 사용되고 있지만, 기지국 및 사용자 장치 어레이의 동시 전개 는 다중 시그널링 차원을 열므로써 용량 및 데이터 속도를 상당히 증가시킨다.

사용 가능한 MIMO 알고리즘은 단일 경로 페이딩 채널을 다룬다. 그러나, 무선 통신 시스템은 다중 경로 페이딩 채널이 특징이다. 단일 경로 페이딩 채널용으로 설계되는 알고리즘은 통상적으로 다중 경로에서는 심각한 성능 저하를 초래할 수 있다.

따라서, 다른 MIMO 시스템을 갖는 것이 바람직하다.

무선 대역 확산 통신 시스템과 같은 무선 통신 시스템에서는 데이터를 전송하는데, 데이터는 인코딩되어 복수의 데이터 스트림으로 생성된다. 복수의 송신 안테나의 각각에서는 그 데이터 스트림을 이용하여 송신 벡터를 생성한다. 각 송신 벡터는 무선 인터페이스를 통해 다중 경로로 송신 안테나에 의해 송신된다. 그 각각의 송신된 송신 벡터로부터의 다중 경로 성분은 복수의 수신 안테나에 의해 수신된다. 그 수신된 다중 경로 성분은 등화되어 송신 벡터로 복원되고, 또한 그 복원된 송신 벡터로부터 원 데이터로 복원된다.

도 1은 다중 안테나를 사용하는 송신기 및 수신기를 도시한 도면.

도 2는 바람직한 MIMO 송신기 및 수신기의 개략 블록도.

도 3a는 MIMO 채널 등화기의 실시예를 도시한 도면.

도 3b는 MIMO 채널 등화의 실시예의 흐름도.

도 4a는 MIMO 채널 등화기의 다른 실시예를 도시한 도면.

도 4b는 MIMO 채널 등화의 다른 실시예의 흐름도.

도 2는 다중 입출력(MIMO) 송신기 및 수신기 시스템의 개략 블록도이다. 송신기(20)는 사용자 장치, 기지국 또는 양쪽 모두에 사용될 수 있고, 수신기(22)는 기지국, 사용자 장치 또는 양쪽 모두에 사용될 수 있다. MIMO 시스템은 바람직하게는 도 2에 도시한 코드 분할 다중 접속(CDMA) 무선 인터페이스, 예컨대 FDD/CDMA 무선 인터페이스, TDD/CDMA 무선 인터페이스 또는 TD-SCDMA 무선 인터페이스를 사용하며, 그러나 다른 무선 인터페이스를 사용할 수도 있다.

데이터 벡터(d)는 송신기(20)에 의해 무선 인터페이스를 통해 송신되는 것이다. 송신기(20)는 M개의 송신 안테나들(34₁~34_M)(34)을 안테나 어레이 형태로 갖는다. 송신 공간 다이버시티가 사용되지 않는다면, M은 1(단일 안테나)이다. 안테나들(34)은 각자의 수신 신호간의 상관도가 낮아지도록 공간적으로 분리되어 있다. 1°~ 10°범위의 각퍼짐(angle spread)을 갖는 기지국 송신기에서 사용하는 경우에, 안테나 분리 간격은 바람직하게는 수개의 파장, 예컨대 4개의 파장이다. 사용자 장치(UE; User Equipment) 수신기에서 사용하는 경우에는, 각퍼짐이 큰 경향이 있으므로, 작은 분리 간격, 예컨대 반파장이 사용될 수 있다. 그 구현예에 기초하여, 공간 분리 간격은 다른 값들을 가질 수 있다.

도 2에 도시한 다중코드 송신 신호 전송의 바람직한 구현예에 있어서, M개의 안테나들(34)에 의해 송신될 데이터 벡터(d)는 다중코드 벡터 인코더(26)에 의해 인코딩된다. 그 데이터는 Q개의 확산 코드들(C₁~C_Q)마다, 확전 이전에 M개의 분리된 데이터 스트림들(d_1,1~d_M,Q)로 분할된다. 생성된 데이터 스트림들의 총수는 MㆍQ이다. C₁에 대한 예로서, 데이터 스트림들(d_1,1~d_M,1)이 생성된다. M개의 스트림들의 각각은 안테나(34)와 관련된다.

코드마다, 믹서(mixer)와 같은 대응하는 확산기(28₁~28_Q)(28)를 사용하여 그 코드에 의해 데이터 스트림들이 확산된다. 동일한 안테나(34)와 관련된 확산 데이터 스트림들은 M개의 안테나들(34) 중 그 안테나(34)와 관련된 가산기(adder)와 같은 합성기(combiner)(30₁~30_M)(30)로 입력되어, M개의 확산 데이터 벡터들(s ₁~s _M)이 생성된다. 각각의 합성된 확산 데이터 벡터(s ₁~s _M)는 변조기(32₁ ~32_M)(32)에 의해 무선 주파수로 변조되어, 무선 인터페이스(24)를 통해 관련된 안테나(34)에 의해 방사된다.

도 2에 도시한 바람직한 다중코드 수신기 구현예는 다중코드 송신 신호들의 모두가 송신 및 수신 안테나쌍에 대하여 동일한 채널 응답을 경험하는 경우에 사용되는 것이다. 이것은 통상적으로 다운링크에서 일어난다. 이와 달리, 업링크에서는, 다수의 사용자들이 송신하는 경우에, 단일 사용자의 송신 신호를 처리하는 데에 도 2의 수신기(22)가 사용될 수 있다. 다른 사용자의 송신 신호는 잡음으로서 처리된다.

수신기(22)에서, 각각의 송신 안테나가 방사한 신호는 합성된 수신 신호로서 N개의 수신 안테나들(36₁~36_N)의 각각에 의해 수신된다. 수신 공간 다이버시티가 사용되지 않는다면, N은 1(단일 안테나)이다. N은 바람직하게는 M보다 크거나 같다. 각각의 수신된 안테나의 신호는 복조기들(38₁~38_N)(38)에 의해 기본 대역으로 복조된다. 각각의 복조된 신호는 샘플링기(40₁~40_N)(40)에 의해 칩 레이트 또는 다수의 칩 레이트와 같이 샘플링되어, 각각의 안테나(36)에 대한 수신 벡터(r ₁~r _N )가 생성된다. 합성된 수신 벡터(r)는 r ₁~r _N을 포함한다.

합성된 수신 벡터(r)는 MIMO 채널 등화기(44)로 입력된다. 트레이닝 시퀀스 신호(r')는 채널 추정기(42)로 입력된다. 채널 추정기(42)는 각각의 수신 및 송신 안테나 조합에 대한 채널 응답을 추정한다. i번째 수신 안테나(36)와 j번째 송신 안테나(34)의 경우, k번째 순간에서 그 채널 응답은 h_i,j(k)이다. k번째 순간에서 모든 안테나 조합에 대한 전체 채널 응답은 수학식 1a로 표현된다.

전체 채널 응답은 수학식 1b로 표현된다.

전체 채널 응답(H)은 MIMO 채널 등화기(44)로 전달된다. MIMO 채널 등화기(44)는 채널 응답 행렬(H)을 사용하여 수신 벡터(r)를 등화시켜 무선 인터페이스(24)를 통해 생긴 채널 왜곡을 보상하여, 확산 데이터 벡터(s)를 생성한다. 확산 데이터 벡터(s)는 확산 벡터 재배열기(46)에 의해 재배열되어, 각각의 송신 안테나의 확산 데이터 벡터(s ₁~s _M)가 복원된다. 역확산기(48)는 확산 코드(C ₁~C_Q)를 사용하여 각각의 송신 안테나의 확산 데이터 벡터(s ₁~s _M)를 역확산시켜, 각각의 안테나에 대한 M개의 인코딩된 데이터 스트림들의 각각(d_1,1~d_M,Q)에 대한 데이터를 추정한다. 역확산 데이터 스트림 디코더(50)는 데이터 스트림들(d_1,1~d_M,Q)을 합성하여 최초의 데이터 벡터(d)를 복원한다.

특정한 송신/수신 안테나 조합에 의해 전송되는 각각의 통신 신호는 공간 다이버시티로 인해서 다른 송신/수신 안테나 조합들과 다른 다중경로 환경을 경험하게 된다. 모든 수신 안테나(36₁~36_N)의 수신된 다중경로 성분들을 처리함으로써, 시스템의 용량 및 최대 데이터 속도는 상당히 증가된다.

도 3a는 MIMO 채널 등화기(44)의 실시예를 도시한 도면이고, 도 3b는 MIMO 채널 등화의 실시예의 흐름도이다. 콜레스키(Cholesky) 또는 근사 콜레스키 분해와 같이, MIMO 채널 등화기의 다른 실시예들도 사용될 수 있다. 각각의 안테나쌍에 대한 채널 임펄스 응답의 수신 샘플은 다음의 수학식 2로 표현된다.

i는 i번째 수신 안테나이고, j는 j번째 송신 안테나이다. k는 길이 L의 임펄스 응답의 k번째 샘플이다. k번째 샘플에 대한 모든 수신 및 송신 안테나쌍들의 채널 임펄스 응답은 다음의 수학식 3으로 표현된다.

송신 확산 데이터 벡터(s)는 N_sㆍM 크기 벡터 s(k)를 갖는다. N_s는 송신 데이터 심볼들의 수이다. 전체 수신 벡터(r)는 N 크기의 N_s+L-2개의 수신 벡터들을 가지며, 다음의 수학식 4로 표현된다.

w는 잡음 벡터이다. 이와 달리, 수학식 4는 다음의 수학식 5로 표현될 수도 있다.

r 벡터와 w 벡터는 길이가 (N_s+L-1)ㆍN이다. s 벡터는 길이가 N_sㆍM이고, H는 (N_s+L-1)ㆍN ×N_sㆍM의 행렬이다.

수학식 4에 나타낸 바와 같이, H 행렬은 거의 블록 순환 행렬이다. H 행렬을 더 블록 순환 행렬로 만들기 위해서, L-1 블록 열을 H 행렬에 부가하여 확장된 H 행렬을 생성하고, 대응하는 수의 제로를 s 벡터에 부가하여 확장된 s 벡터를 생성한다. L-1 열 블록은 H 행렬의 블록 순환 구조에 따라 부가된다. H 행렬과 s 벡터를 확장한 후에, 확장된 H 행렬은 크기가 (N_s+L-1)ㆍN ×(N_s+L-1)ㆍM이고, s 벡터는 길이가 (N_s+L-1)ㆍM이다.

편의상, N_s+L-1을 D로 표현한다. 따라서, D = N_s+L-1이다. 블록 크기가 N ×M인 DN ×DM 크기의 확장된 H 행렬은 다음의 수학식 6으로 분해된다.

F_(N)은 블록 크기가 N ×N인 블록 퓨리에 변환이고, F_(M)은 블록 크기가 M ×M인 블록 퓨리에 변환이다. F_(N)은 다음의 수학식 7로 표현된다.

는 크로넥커(Kronecker) 곱 연산이고, I_N은 N ×N의 항등 행렬이다.

F_(M)은 다음의 수학식 8로 표현된다.

I_M은 M ×M의 항등 행렬이다.

블록 대각 행렬 Λ_(N,M)은 바람직하게는 H의 제1 블록 열의 블록 퓨리에 변환이며, 그러나 (치환된 후에) 다른 열이 사용될 수도 있다(단계 84). 블록 퓨리에 변환기(62)는 H의 열을 블록 변환하여 Λ_(N,M)을 생성한다. Λ_(N,M)은 바람직하게는 다음의 수학식 9로부터 얻는다.

diag_(N,M)(Λ_(N,M))은 Λ_(N,M)의 블록 대각이고, (:,1:M)은 폭 M의 제1 블록 열이다. H의 단일 블록 열을 사용하여 Λ_(N,M)을 구함으로써, H 행렬은 블록 순환 행렬로 근사화된다.

수학식 6을 수학식 2에 대입하여, 다음의 수학식 10을 얻는다.

s를 풀기 위해서, 먼저, 다음의 수학식 11에 의해서 벡터 x를 결정한다(단계 86).

벡터 x는 바람직하게는 길이 D의 N 비블록 이산 퓨리에 변환에 의해서 결정된다. 블록 퓨리에 변환기(64)는 r을 블록 변환하여 x를 생성한다.

이어서, 다음의 수학식 12에 의해서 벡터 y를 결정한다(단계 88).

y 결정기(66)는 y를 생성한다.

Λ_(N,M)은 블록 대각 행렬이므로, y는 바람직하게는 다음의 수학식 13에 의해서, 작은 크기의 D개의 연립 방정식을 풀어서 블록 단위에 기초하여 결정된다.

Λⁱ _(N,M)은 Λ_(N,M)의 i번째 블록이고, y _i는 y의 i번째 M ×1의 서브벡터이며, x _i는 x의 i번째 N ×1의 서브벡터이다.

Λⁱ _(N,M)은 구조화되어 있지 않으므로, 수학식 13을 푸는 한 가지 방법은 다음의 수학식 14의 콜레스키 분해와 전진 대입 및 후진 대입을 사용하는 것이며, 그러나 다른 방법들이 사용될 수도 있다.

수신 안테나의 수 N이 송신 안테나의 수와 같다면, Λⁱ _(N,M)은 정방 행렬이고 y는 Λⁱ _(N,M)를 역행렬화하여 결정할 수 있다. N이 작은 값인 경우에는, 콜레스키 분해보다는 역행렬화가 더 효율적일 수 있다.

s 벡터는 다음의 수학식 15에 의해 결정된다(단계 90).

블록 역퓨리에 변환기(68)는 s를 생성하는 데 사용된다. 수학식 15를 사용하여 s를 결정하는 한 가지 방법은 크기 D의 M 비블록 역이산 퓨리에 변환을 수행하는 것이며, 그러나 다른 방법들이 사용될 수도 있다.

도 4a는 MIMO 채널 등화기(44B)의 다른 실시예를 도시한 도면이고, 도 4b는 MIMO 채널 등화의 다른 실시예의 흐름도이다. s를 결정하기 위해서, 수학식 2의 양변에 H^H를 곱하면, 다음의 수학식 16으로 표현된다.

(ㆍ)^H는 켤레 전치 연산이고, n은 등화된 잡음 벡터이다. R은 채널 교차 상관 행렬이며, R 결정기(70)가 H 행렬을 사용하여 결정한다(단계 92). 제로 포싱 해법(zero forcing solution)에 대한 R은 다음의 수학식 17로 표현된다.

최소 평균 제곱 오차(MMSE; minimum mean square errors) 해법에 대한 R은 수학식 18로 표현된다.

σ²은 잡음 벡터(w)의 분산이고, I는 항등 행렬이다.

채널 교차 상관 행렬 R은 다음의 수학식 19로 표현되는 구조를 갖는다.

전술한 바와 같이 L-1 열을 H 행렬에 부가한 후, R 행렬의 블록 순환 근사치를 얻을 수 있으며, 이를 확장된 R 행렬이라고 한다. 확장된 R 행렬의 크기는 DM ×DM이다.

확장된 R 행렬과 다음의 수학식 20을 사용하여 s를 결정한다.

R 및 H^H를 블록 순환 행렬로 근사화함으로써, R은 다음의 수학식 21에 의해서 분해된다.

Λ^R _(M,M)은 바람직하게는 다음의 수학식 22에 의해서 R의 제1 블록 열로부터 얻으며, 그러나 (치환된 후에) 다른 열이 사용될 수도 있다(단계 94).

diag_(M,M)(Λ^R _(M,M))은 Λ^R _(M,M)의 블록 대각이다. 블록 퓨리에 변환기(72)는 R의 블록 열을 블록 퓨리에 변환하여 Λ^R _(M,M)을 결정한다.

H^H는 다음의 수학식 23에 의해서 분해된다.

Λ^H _(M,N)은 바람직하게는 다음의 수학식 24에 의해서 H^H의 제1 블록 열로부터 결정되며, 그러나 (치환된 후에) 다른 블록 열이 사용될 수도 있다(단계 96).

diag_(M,N)(Λ^H _(M,N))은 Λ^H _(M,N)의 블록 대각이다.

블록 퓨리에 변환기(74)는 H^H의 블록 열을 블록 퓨리에 변환하여 Λ^H _(M,N)을 결정한다.

수학식 21과 수학식 23을 수학식 20에 대입하여, 다음의 수학식 25를 얻는다.

s를 풀면, 수학식 26을 얻는다.

s의 결정은 바람직하게는 4 단계 처리로 수행된다. 먼저, 다음의 수학식 27에 의해서 x를 결정한다(단계 98).

블록 퓨리에 변환은 바람직하게는 길이 D의 N 비블록 퓨리에 변환에 의해 수행된다. 블록 퓨리에 변환기(76)는 r을 블록 퓨리에 변환하여 x를 결정한다.

두번째 단계로, 다음의 수학식 28에 의해서 y를 결정한다(단계 100).

y 결정기(78)는 Λ^H _(M,N)과 x를 사용하여 y를 결정한다.

세번째 단계로, 다음의 수학식 29에 의해서 z를 결정한다(단계 102).

z 결정기(80)는 Λ^R _(M,M)과 y를 사용하여 z를 결정한다.

바람직하게는, Λ^R _(M,M)이 블록 대각 행렬이므로, 수학식 29는 다음의 수학식 30에 의해서 작은 크기의 D개의 연립 방정식에 의해 풀린다.

(Λ^R _(M,M))ⁱ은 Λ^R _(M,M)의 i번째 블록이고, z _i는 z의 i번째 M ×1의 서브벡터이며, y _i는 y의 i번째 N ×1의 서브벡터이다.

(Λ^R _(M,M))ⁱ은 구조화되어 있지 않으므로, (Λ^R _(M,M)) ⁱ을 결정하는 한 가지 방법은 ((Λ^R _(N,M))ⁱ)^H(Λ^R _(M,M))ⁱ 의 콜레스키 분해와 전진 대입 및 후진 대입을 사용하는 것이며, 그러나 다른 방법들이 사용될 수도 있다.

네번째 단계로, s는 크기 D의 M 비블록 역이산 퓨리에 변환을 수행함으로써 다음의 수학식 31에 의해서 결정된다(단계 104).

블록 역퓨리에 변환기(82)는 z를 역블록 변환하여 s를 생성하는 데 사용된다.

어떤 실시예든간에 추정된 확산 데이터 벡터 s로부터 데이터를 복원하기 위해서, 확산 벡터 재배열기는 확산 데이터 벡터 s를 M개의 송신 데이터 스트림들(s _m)(여기서, m = 1, ..., M)로 분리한다. 확산 데이터 벡터 s는 다음의 수학식 32와 같이, 데이터 스트림 벡터들(s _m)을 연결하고 동일한 칩 간격으로 그룹화하여 재배열한 결과이다.

s_m,j는 m번째 데이터 스트림의 j번째 칩 간격을 나타낸다.

각각의 확산 데이터 벡터 스트림(s _m)을 복원하기 위해서, 추정된 확산 데이터 벡터 s의 칩들은 다음의 수학식 33에 의해서 재배열되어, s _REORDERED가 생성된다.

역확산기(48)는 대응하는 확산 코드(C₁~C_Q)를 사용하여 데이터 스트림 확산 데이터 벡터들(s _m)의 각각을 역확산시켜, 그 데이터 스트림의 심볼들을 추정한다. 역확산 데이터 스트림 디코더(50)는 각각의 데이터 스트림에 대한 추정된 심볼들을디코딩하여 최초의 데이터(d)를 복원한다.

Claims (38)

1. 복수의 송신 안테나로부터 송신되어 복수의 수신 안테나에 의해 수신되는 데이터를 복원하는 방법에 있어서,

   상기 각 수신 안테나에서 신호를 수신하는 단계와;

   합성된 수신 신호를 생성하기 위해서, 각 수신된 안테나 신호를 샘플링하는 단계와;

   각각의 수신 및 송신 안테나 조합에 대한 채널 응답을 포함하는 전체 채널 응답을 추정하는 단계와;

   상기 전체 채널 응답의 블록 열을 이용하여 대각 행렬을 생성하는 단계와;

   상기 합성된 수신 신호를 블록 퓨리에 변환하는 단계와;

   상기 대각 행렬과 상기 합성된 수신 신호의 블록 퓨리에 변환을 이용하여 확산 데이터 벡터의 퓨리에 변환을 생성하는 단계와;

   상기 확산 데이터 벡터의 퓨리에 변환을 이용하여 상기 확산 데이터 벡터를 생성하는 단계와;

   상기 송신된 데이터를 복원하기 위해서, 상기 확산 데이터 벡터를 역확산시키는 단계

   를 포함하는 데이터 복원 방법.
2. 제1항에 있어서, 상기 전체 채널 응답 행렬의 블록 열의 이용은 상기 블록 열을 블록 퓨리에 변환을 포함하는 것인 데이터 복원 방법.
3. 제1항에 있어서, 상기 합성된 수신 신호의 이용은 복수의 비블록 이산 퓨리에 변환을 수행을 포함하는 것인 데이터 복원 방법.
4. 제1항에 있어서, 상기 대각 행렬과 상기 합성된 수신 신호의 블록 퓨리에 변환의 이용은 콜레스키 분해를 이용하는 것인 데이터 복원 방법.
5. 제1항에 있어서, 상기 대각 행렬과 상기 합성된 수신 신호의 블록 퓨리에 변환의 이용은 상기 대각 행렬의 블록의 역행렬을 이용하는 것인 데이터 복원 방법.
6. 제1항에 있어서, 상기 확산 데이터 벡터의 퓨리에 변환 이용은 상기 확산 데이터 벡터의 퓨리에 변환의 블록 역퓨리에 변환을 포함하는 것인 데이터 복원 방법.
7. 복수의 송신 안테나로부터 송신되어 복수의 수신 안테나에 의해 수신되는 데이터를 복원하는 방법에 있어서,

   상기 각 수신 안테나에서 신호를 수신하는 단계와;

   합성된 수신 신호를 생성하기 위해서, 각 수신된 안테나 신호를 샘플링하는 단계와;

   각각의 수신 및 송신 안테나 조합에 대한 채널 응답을 포함하는 전체 채널 응답을 추정하는 단계와;

   상기 전체 채널 응답을 이용하여 교차 채널 상관 행렬을 생성하는 단계와;

   상기 교차 채널 상관 행렬의 블록 열을 이용하여 교차 상관 대각 행렬을 생성하는 단계와;

   상기 전체 채널 응답 행렬의 블록 열을 이용하여 채널 응답 대각 행렬을 생성하는 단계와;

   상기 합성된 수신 신호를 블록 퓨리에 변환하는 단계와;

   합성된 결과를 생성하기 위해서, 상기 채널 응답 대각 행렬과 상기 합성된 수신 신호의 블록 퓨리에 변환을 합성하는 단계와;

   상기 교차 상관 대각 행렬과 상기 합성된 결과를 이용하여 확산 데이터 벡터의 퓨리에 변환을 생성하는 단계와;

   상기 확산 데이터 벡터의 퓨리에 변환을 이용하여 상기 확산 데이터 벡터를 생성하는 단계와;

   상기 송신된 데이터를 복원하기 위해서, 상기 확산 데이터 벡터를 역확산시키는 단계

   를 포함하는 데이터 복원 방법.
8. 제7항에 있어서, 상기 교차 상관 행렬을 생성하는 단계는 상기 전체 채널 응답을 상기 전체 채널 응답의 켤레 전치와 곱하는 단계를 포함하는 것인 데이터 복원 방법.
9. 제7항에 있어서, 상기 교차 채널 상관 행렬의 블록 열의 이용은, 상기 교차 채널 상관 행렬 블록 열의 블록 퓨리에 변환을 포함하는 것인 데이터 복원 방법.
10. 제7항에 있어서, 상기 합성된 수신 신호의 이용은 복수의 비블록 이산 퓨리에 변환을 수행을 포함하는 것인 데이터 복원 방법.
11. 제7항에 있어서, 상기 전체 채널 응답의 블록 열의 이용은 상기 전체 채널 응답 블록 열의 블록 퓨리에 변환을 포함하는 것인 데이터 복원 방법.
12. 제7항에 있어서, 상기 채널 응답 대각 행렬과 상기 합성된 수신 신호의 블록 퓨리에 변환을 합성하는 단계는 곱에 의한 것인 데이터 복원 방법.
13. 제7항에 있어서, 상기 교차 상관 대각 행렬과 상기 합성된 결과의 이용은 콜레스키 분해를 이용하는 것인 데이터 복원 방법.
14. 제7항에 있어서, 상기 확산 데이터 벡터의 퓨리에 변환의 이용은 상기 확산 데이터 벡터의 퓨리에 변환의 블록 역퓨리에 변환을 포함하는 것인 데이터 복원 방법.
15. 복수의 수신 안테나의 각각에서 신호를 수신하는 수단 - 각 수신 신호는 단일 장소에서 복수의 안테나로부터 송신된 신호를 포함 - 과;

    합성된 수신 신호를 생성하기 위해서, 각 수신된 안테나 신호를 샘플링하는 수단과;

    각각의 수신 및 송신 안테나 조합에 대한 채널 응답을 포함하는 전체 채널 응답을 추정하는 수단과;

    상기 전체 채널 응답의 블록 열을 이용하여 대각 행렬을 생성하는 수단과;

    상기 합성된 수신 신호를 블록 퓨리에 변환하는 수단과;

    상기 대각 행렬과 상기 합성된 수신 신호의 블록 퓨리에 변환을 이용하여 확산 데이터 벡터의 퓨리에 변환을 생성하는 수단과;

    상기 확산 데이터 벡터의 퓨리에 변환을 이용하여 상기 확산 데이터 벡터를 생성하는 수단과;

    상기 송신된 데이터를 복원하기 위해서, 상기 확산 데이터 벡터를 역확산시키는 수단

    을 포함하는 사용자 장치.
16. 제15항에 있어서, 상기 전체 채널 응답 행렬의 블록 열의 이용은 상기 블록 열의 블록 퓨리에 변환을 포함하는 것인 사용자 장치.
17. 제15항에 있어서, 상기 합성된 수신 신호의 이용은 복수의 비블록 이산 퓨리에 변환을 포함하는 것인 사용자 장치.
18. 제15항에 있어서, 상기 대각 행렬과 상기 합성된 수신 신호의 블록 퓨리에 변환의 이용은 콜레스키 분해를 이용을 포함하는 것인 사용자 장치.
19. 제15항에 있어서, 상기 대각 행렬과 상기 합성된 수신 신호의 블록 퓨리에 변환의 이용은 상기 대각 행렬의 블록의 역행렬의 이용을 포함하는 것인 사용자 장치.
20. 제15항에 있어서, 상기 확산 데이터 벡터의 퓨리에 변환의 이용은 상기 확산 데이터 벡터의 퓨리에 변환의 블록 역퓨리에 변환을 포함하는 것인 사용자 장치.
21. 복수의 수신 안테나의 각각에서 신호를 수신하는 수단 - 각 수신 신호는 단일 장소에서 복수의 안테나로부터 송신된 신호를 포함 - 과;

    합성된 수신 신호를 생성하기 위해서, 각 수신된 안테나 신호를 샘플링하는 수단과;

    각각의 수신 및 송신 안테나 조합에 대한 채널 응답을 포함하는 전체 채널 응답을 추정하는 수단과;

    상기 전체 채널 응답을 사용하여 교차 채널 상관 행렬을 생성하는 수단과;

    상기 교차 채널 상관 행렬의 블록 열을 이용하여 교차 상관 대각 행렬을 생성하는 수단과;

    상기 전체 채널 응답 행렬의 블록열을 이용하여 채널 응답 대각 행렬을 생성하는 수단과;

    상기 합성된 수신 신호를 블록 퓨리에 변환하는 수단과;

    합성된 결과를 생성하기 위해서 상기 채널 응답 대각 행렬과 상기 합성된 수신 신호의 블록 퓨리에 변환을 합성하는 수단과;

    상기 교차 상관 대각 행렬과 상기 합성된 결과를 이용하여, 확산 데이터 벡터의 퓨리에 변환을 생성하는 수단과;

    상기 확산 데이터 벡터의 퓨리에 변환을 이용하여 상기 확산 데이터 벡터를 생성하는 수단과;

    상기 송신된 데이터를 복원하기 위해서, 상기 확산 데이터 벡터를 역확산시키는 수단

    을 포함하는 사용자 장치.
22. 제21항에 있어서, 상기 교차 상관 행렬을 생성하는 수단은 상기 전체 채널 응답을 상기 전체 채널 응답의 켤레 전치와 곱하는 것인 사용자 장치.
23. 제21항에 있어서, 상기 교차 채널 상관 행렬의 블록 열의 이용은 상기 교차 채널 상관 행렬 블록 열의 블록 퓨리에 변환을 포함하는 것인 사용자 장치.
24. 제21항에 있어서, 상기 합성된 수신 신호의 이용은 복수의 비블록 이산 퓨리에 변환을 포함하는 것인 사용자 장치.
25. 제21항에 있어서, 상기 전체 채널 응답의 블록 열의 이용은 상기 전체 채널 응답 블록 열의 블록 퓨리에 변환을 포함하는 것이 사용자 장치.
26. 제21항에 있어서, 상기 채널 응답 대각 행렬과 상기 합성된 수신 신호의 블록 퓨리에 변환을 합성하는 수단은 곱에 의한 것인 사용자 장치.
27. 제21항에 있어서, 상기 교차 상관 대각 행렬과 상기 합성된 결과의 이용은 콜레스키 분해를 이용하는 것인 사용자 장치.
28. 제21항에 있어서, 상기 확산 데이터 벡터의 퓨리에 변환의 이용은 상기 확산 데이터 벡터의 퓨리에 변환의 블록 역퓨리에 변환을 포함하는 것인 사용자 장치.
29. 삭제
30. 삭제
31. 삭제
32. 삭제
33. 삭제
34. 삭제
35. 삭제
36. 삭제
37. 삭제
38. 삭제

Images