JP3996126B2 - マルチパスフェージングチャネルにとって有効な複数入出力システム - Google Patents

Description

本発明は、一般に、無線通信システムに関する。詳細には、本発明は、アンテナアレイ（antenna array）を用いた信号の伝送に関する。

ＭＩＭＯ（複数入出力：multiple input multiple output）システムが、図１に記載されている。複数の送信アンテナ１２₁から１２_M（１２）および／または受信アンテナ１６₁から１６_N（１６）が、情報を伝送するのに使用される。各アンテナ１２、１６は、その他のアンテナ１２、１６から空間的に離れている。送信器１０は、そのアンテナアレイ１２を使用して、無線エアインターフェース（wireless air interface）１８を介し、受信器１８に情報を伝送する。受信器１８は、そのアンテナアレイ１６を使用して情報を受信する。複数の送信アンテナ１２と受信アンテナ１６を共に使用することを、ＭＩＭＯ（複数入出力）処理と呼ぶ。

一般に、ＭＩＭＯ処理では、基地局送信器とユーザ装置受信器の両方で、複数のアンテナを使用する。基地局にアンテナアレイを配備する方法は、無線通信システムですでに広く用いられているが、基地局とユーザ装置に同時にアンテナアレイを配備する方法は、信号の次元を多次元に増やすことによって、容量とデータ速度を著しく増大させることができる。

利用可能なＭＩＭＯアルゴリズムは、シングルパスフェージングチャネル（single-path fading channel）に対処する。しかし、無線通信システムは、マルチパスフェージングチャネル（multipath fading channel）によって特徴づけられる。

シングルパスフェージングチャネル向けに設計されたアルゴリズムは一般に、マルチパスの下では深刻な性能低下を引き起こす。

したがって、従来とは異なるＭＩＭＯシステムがあることが望ましい。

データは、無線スペクトラム拡散通信（spread spectrum communication）システムなどの無線通信システム内で伝送される。データは符号化されて、複数のデータストリームを生成する。複数の送信アンテナの各々で、データストリームを用いて送信用ベクトルが生成される。各送信ベクトルは、その送信アンテナによって、マルチパス環境となる無線エアインターフェースを介して送信される。送信された各送信ベクトルのマルチパス成分は、複数の受信アンテナによって受信される。受信されたマルチパス成分は等化されて、送信ベクトルが復元される。データは、復元された送信ベクトルから復元される。

図２は、ＭＩＭＯ（複数入出力）送信器および受信器システムの簡略ブロック図である。送信器２０は、ユーザ装置、基地局、あるいはその両方で使用することができ、受信器２２は、基地局、ユーザ装置、あるいはその両方で使用することができる。ＭＩＭＯシステムは好ましくは、図２に示すように、ＦＤＤ（周波数分割複信：frequency division duplex）／ＣＤＭＡ、ＴＤＤ（時分割複信：time division duplex）／ＣＤＭＡ、またはＴＤ−ＳＣＤＭＡ（時分割同期符号分割多元接続：time division synchronous code division multiple access）エアインターフェースなど、ＣＤＭＡ（符号分割多元接続：code division multiple access）エアインターフェースを使用するが、その他のエアインターフェースを使用することもできる。

データベクトルｄが、送信器２０によって、無線エアインターフェースを介して送信される。送信器２０は、アンテナアレイ内にＭ基のアンテナ３４₁から３４_M（３４）を有する。送信空間ダイバシティ（transmission spatial diversity）が用いられない場合、Ｍは１である（１基のアンテナ）。アンテナ３４は、その受信信号間で低相関が得られるように、空間的に分離されている。角度広がり（angle spread）が１から１０度の範囲にある基地局送信器で使用する場合、アンテナの分離距離は好ましくは、４波長などの複数波長となる。ＵＥ受信器で使用する場合、角度広がりが大きくなる傾向になるので、半波長などのより短い分離距離を用いることができる。実装次第で、空間的な分離距離は、その他の値を取ることもある。

図２に示すようなマルチコード送信を伝送する好ましい実施形態の場合、Ｍ基のアンテナ３４によって送信されるデータベクトルｄは、マルチコードベクトル符号器２６によって符号化される。Ｑ個の拡散符号Ｃ₁からＣ_Qの各々について、データは、拡散に先立って、別個のデータストリームｄ_1,1からｄ_M,QにＭ分割される。生成されたデータストリームの数は全部でＭ・Ｑとなる。Ｃ₁で説明すると、データストリームｄ_1,1からｄ_m,1が生成される。Ｍ分割されたストリームの各々が、アンテナ３４の１つに関連づけられる。

各符号毎に、混合器などの対応する拡散装置２８₁から２８_Q（２８）を用いて、データストリームは、それ用の符号によって拡散させられる。同じアンテナ３４に関連づけられた拡散データストリームは、Ｍ基のアンテナ中の当該アンテナ３４に関連づけられた加算器などの合成器３０₁から３０_M（３０）に入力され、Ｍ個の拡散データベクトルｓ ₁からｓ _Mが生成される。各合成拡散データベクトルｓ ₁からｓ _Mは、変調器３２₁から３２_M（３２）によって無線周波に変調され、無線エアインターフェース２４を介して、各々が関連づけられたアンテナ３４によって放射される。

図２に示すようなマルチコード受信器の好ましい実施形態は、マルチコード送信のすべてが、１対の送信および受信アンテナに関して、同じチャネル応答を経験する場合に使用される。これは一般に、ダウンリンクで発生する。これとは別にアップリンクでは、図２の受信器２２は、複数のユーザが送信している場合、単一ユーザからの送信を処理するために使用することができる。その他のユーザからの送信は雑音として処理される。

各送信アンテナから放射された信号は、受信器２２で、Ｎ基の受信アンテナ３６₁から３６_Nによって、合成受信信号として受信される。受信空間ダイバシティ（reception spatial diversity）が用いられない場合、Ｎは１である（１基のアンテナ）。Ｎは好ましくは、Ｍと等しいか、Ｍより大きい。アンテナで受信された各信号は、復調器３８₁から３８_N（３８）によってベースバンドに復調される。各復調信号は、標本化装置４０₁から４０_N（４０）によって、チップレート毎または複数チップレート毎にサンプリングされて、各アンテナ３６毎の受信ベクトルｒ ₁からｒ _Nが生成される。合成受信ベクトルｒは、ｒ ₁からｒ _Nで構成される。

合成受信ベクトルｒは、ＭＩＭＯチャネル等化装置（channel equalization device）４４に入力される。トレーニング系列信号はｒ’、チャネル推定装置（ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｄｅｖｉｃｅ）４４に入力される。チャネル推定装置４２は、受信および送信アンテナの各組について、チャネル応答を推定する。第ｉの受信アンテナ３６と第ｊの送信アンテナ３４の場合、第ｋ瞬時のチャネル応答はｈ_i,j（ｋ）となる。第ｋ瞬時におけるアンテナのすべての組についての全体的なチャネル応答は、式１Ａで示される。

式１Ａ

全体的なチャネル応答は、式１Ｂで示される。

式１Ｂ

全体的なチャネル応答Ｈは、ＭＩＭＯチャネル等化装置４４に渡される。ＭＩＭＯチャネル等化装置４４は、チャネル応答行列Ｈを使用し、無線エアインターフェース２４中で経験されたチャネルひずみ（channel distortion）を補償するために受信ベクトルｒを等化して、拡散データベクトルｓを生成する。拡散データベクトルｓは、拡散ベクトル再順序化装置（spread vector reordering device）４６によって再順序化され、各送信アンテナからの拡散データベクトルｓ ₁からｓ _Mが復元される。各送信アンテナからの拡散データベクトルｓ ₁からｓ _Mは、逆拡散装置（despreading device）４８によって、拡散符号Ｃ₁からＣ_Qを用いて逆拡散され、各アンテナ毎にＭ分割された符号化データストリームｄ _1,1からｄ _M,Qの各々についてデータが推定される。逆拡散データストリーム復号器５０は、データストリームｄ_1,1からｄ_M,Qを合成して、元のデータベクトルｄを復元する。

送信／受信アンテナの特定の組によって伝送される各情報は、空間ダイバシティのため、送信／受信アンテナのその他の組とは異なったマルチパス環境を経験する。すべての受信アンテナ３６₁から３６_Nの受信マルチパス成分を処理することによって、システムの容量および最大データ速度が著しく増大する。

図３Ａは、ＭＩＭＯチャネル等化装置４４の一実施形態であり、図３Ｂは、ＭＩＭＯチャネル等化の一実施形態のフローチャートである。コレスキー分解（Cholesky decomposition）または近似コレスキー分解（approximate Cholesky decomposition）など、ＭＩＭＯチャネル等化装置のその他の実施形態を使用することもできる。各アンテナ対についてのチャネルインパルス応答の受信サンプルを式２で表す。

ｈ_i,j（ｋ）、ただし、ｋ＝０，．．．，Ｌ−１ 式２

ｉは第ｉの受信アンテナ、ｊは第ｊの送信アンテナを示す。ｋは長さＬのインパルス応答の第ｋサンプルを示す。受信／送信アンテナのすべての対に関するチャネルインパルス応答の第ｋサンプルは、式３で示される。

式３

送信拡散データベクトルｓは、Ｎ_s・Ｍ次元ベクトルｓ（ｋ）を有する。Ｎ_sは、送信データのシンボルの数である。全体的な受信ベクトルｒは、Ｎ_s＋Ｌ−２個のＮ次元の受信ベクトルを有し、式４で示される。

式４

ｗは雑音ベクトルである。代わりに、式４は式５のように記述することができる。

ｒ＝Ｈｓ＋ｗ 式５

ベクトルｒおよびｗは、長さが（Ｎ_s＋Ｌ−１）・Ｎである。ベクトルｓは、長さがＮ_s・Ｍであり、Ｈは（Ｎ_s＋Ｌ−１）・Ｎ×Ｎ_s・Ｍ型の行列である。

式４に示すように、行列Ｈは近似的にブロック循環（block circulant）である。行列Ｈをよりブロック循環に近づけるため、Ｌ−１個の列を行列Ｈに追加して、拡張された行列Ｈを生成し、また対応する数の０をベクトルｓに追加して、拡張されたベクトルｓを生成する。Ｌ−１個の列は、行列Ｈのブロック循環構造に従って追加される。行列Ｈとベクトルｓを拡張した後、拡張された行列Ｈは（Ｎ_s＋Ｌ−１）・Ｎ×（Ｎ_s＋Ｌ−１）・Ｍ次元となり、拡張されたベクトルｓは、長さが（Ｎ_s＋Ｌ−１）・Ｍとなる。

簡略に、Ｎ_s＋Ｌ−１をＤで表すと、Ｄ＝Ｎ_s＋Ｌ−１となる。サイズがＮ×Ｍのブロックを有するサイズがＤＮ×ＤＭの拡張された行列Ｈは、式６のように分解される。

Ｈ_(N,M)＝Ｆ^-1 _(N)Λ_(N,M)Ｆ_(M) 式６

Ｆ_(N)はブロックサイズをＮ×Ｎとするブロックフーリエ変換（block Fourier transform）であり、Ｆ_(M)はブロックサイズをＭ×Ｍとするブロックフーリエ変換である。Ｆ_(N)は式７のようになる。

式７

はクロネッカ積演算を示し、Ｉ_NはＮ×Ｎ型の単位行列を示す。

Ｆ_(M)は式８で示される。

式８

Ｉ_MはＭ×Ｍ型の単位行列を示す。

ブロック対角行列（block-diagonal matrix）Λ_(N,M)は好ましくは、Ｈの第１のブロック列のブロックフーリエ変換であるが、（順序を入れ替えた後）別の列を使用することもできる（ステップ８４）。ブロックフーリエ変換装置６２が、Ｈの列にブロック変換を施して、Λ_(N,M)を生成する。Λ_(N,M)は好ましくは、式９から導かれる。

ｄｉａｇ_(N,M)（Λ_(N,M)）＝Ｆ_(N)Ｈ_(N,M)（：，１：Ｍ） 式９

ｄｉａｇ_(N,M)（Λ_(N,M)）はΛ_(N,M)のブロック対角である。（：，１：Ｍ）は幅がＭの第１のブロック列を表す。Λ_(N,M)を導くのにＨの単一のブロック列を使用することによって、行列Ｈは、ブロック循環行列（block circulant matrix）として近似される。

式６を式２に代入することによって、式１０が得られる。

Λ_(N,M)Ｆ_(M) ｓ＝Ｆ_(N) ｒ 式１０

ｓについて解くために、最初に、式１１によってベクトルｘを決定する（ステップ８６）。

ｘ＝Ｆ_(N) ｒ 式１１

ｘは好ましくは、長さＤのＮの非ブロック離散フーリエ変換によって決定される。ブロックフーリエ変換装置６４が、ｒにブロック変換を施して、ｘを生成する。

続いて、ベクトルｙが、式１２によって決定される（ステップ８８）。

Λ_(N,M) ｙ＝ｘ 式１２

ｙ決定装置６６がｙを生成する。

Λ_(N,M)はブロック対角行列であるので、ｙは好ましくは、式１３に示すような、より小さいサイズの式から成るＤ個の系（systems）を解くことによって、ブロック毎に決定される。

Λⁱ _(N,M) ｙ _i＝ｘ _i ｉ＝１，．．．，Ｄ 式１３

Λⁱ _(N,M)はΛ_(N,M)の第ｉブロックを示す。ｙ _iはｙの第ｉのＭ×１サブベクトルを示す。ｘ _iはｘの第ｉのＮ×１サブベクトルを示す。

Λⁱ _(N,M)は構造化されていない（unstructured）ので、式１３を解くための１つの手法は、式１４に示すコレスキー分解と、前進および後退代入（forward and backward substitution）を用いるものであるが、その他の手法を用いることもできる。

（Λⁱ _(N,M)）^HΛⁱ _(N,M) 式１４

受信アンテナの数Ｎが送信アンテナの数Ｍと等しい場合、Λⁱ _(N,M)は正方行列になり、Λⁱ _(N,M)の逆行列を掛けることによって、ｙを決定することができる。Ｎの値が小さい場合、逆行列を掛けたほうが、コレスキー分解を実行するよりも有効なことがある。

ベクトルｓは式１５によって決定される（ステップ９０）。

ｓ＝Ｆ^-1 _(M) ｙ 式１５

ｓを生成するのに、ブロック逆フーリエ変換装置６８が使用される。式１５を用いてｓを決定する１つの手法は、次元ＤのＭの非ブロック逆離散フーリエ変換を実行するものであるが、その他の手法を用いることもできる。

図４Ａは、代替ＭＩＭＯチャネル等化装置４４Ｂの一実施形態であり、図４Ｂは、代替ＭＩＭＯチャネル等化の一実施形態のフローチャートである。ｓを決定するために、式１６のように、式５の両辺にＨ^Hを掛ける。

Ｈ^H ｒ＝Ｒｓ＋Ｈ^H ｗ＝Ｒｓ＋ｎ 式１６

（・）^Hは共役転置演算を示す。ｎは等化雑音ベクトルである。Ｒはチャネル相互相関行列（channel cross correlation matrix）であり、行列Ｈを用いてＲ決定装置７０によって決定される（ステップ９２）。ゼロフォーシング（zero forcing）法を用いる場合、Ｒは式１７のようになる。

Ｒ＝Ｈ^HＨ 式１７

最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ：minimum mean square error）法を用いる場合、Ｒは式１８のようになる。

Ｒ＝Ｈ^HＨ＋σ²Ｉ 式１８

σ²は雑音ベクトルｗの分散であり、Ｉは単位行列である。

チャネル相互相関行列Ｒは、式１９に示す構造をもつ。

式１９

先に説明したように、Ｌ−１個の列を行列Ｈに追加することによって、拡張された行列Ｒと呼ばれる、行列Ｒをブロック循環に近づけた近似が導かれる。拡張された行列Ｒの次元はＤＭ×ＤＭである。

拡張された行列Ｒを使用し、式２０を用いてｓを決定する。

Ｈ^H ｒ＝Ｒｓ 式２０

ＲとＨ^Hをブロック循環行列として近似することによって、Ｒは式２１のように分解される。

Ｒ＝Ｆ^-1 _(M)Λ^R _(M,M)Ｆ_(M) 式２１

Λ^R _(M,M)は好ましくは、式２２によってＲの第１のブロック列から導かれるが、（順序を入れ替えた後）別の列を使用することもできる（ステップ９４）。

ｄｉａｇ_(M,M)（Λ^R _(M,M)）＝Ｆ_(M)Ｒ_(M,M)（：，１：Ｍ） 式２２

ｄｉａｇ_(M,M)（Λ^R _(M,M)）はΛ^R _(M,M)のブロック対角である。ブロックフーリエ変換装置７２を使用して、Ｒのブロック列にブロックフーリエ変換を施すことによって、Λ^R _(M,M)を決定する。

Ｈ^Hは式２３のように分解される。

Ｈ^H＝Ｆ^-1 _(M)Λ^H _(M,N)Ｆ_(N) 式２３

Λ^H _(M,N)は好ましくは、式２４によってＨ^Hの第１のブロック列を用いて決定されるが、（順序を入れ替えた後）別の列を使用することもできる（ステップ９６）。

ｄｉａｇ_(M,N)（Λ^H _(M,N)）＝Ｆ_(M)Ｈ^H _(M,N)（：，１：Ｎ） 式２４

ｄｉａｇ_(M,N)（Λ^H _(M,N)）はΛ^H _(M,N)のブロック対角である。

ブロックフーリエ変換装置７４を使用して、Ｈ^Hのブロック列にブロックフーリエ変換を施すことによって、Λ^H _(M,N)を決定する。

式２１と式２３を式２０に代入することによって、式２５が得られる。

Λ^H _(M,N)Ｆ_(N) ｒ＝Λ^R _(M,M)Ｆ_(M)) ｓ 式２５

ｓについて解くと、式２６が得られる。

ｓ＝Ｆ^-1 _(M)（Λ^R _(M,M)）^-1Λ^H _(M,N)Ｆ_(N) ｒ 式２６

ｓの決定は好ましくは、４ステップの手順を経て実行される。最初に、式２７によってｘを決定する（ステップ９８）。

ｘ＝Ｆ_(N) ｒ 式２７
好ましくは、長さＤのＮの非ブロックフーリエ変換によって、ブロックフーリエ変換が実行される。ブロックフーリエ変換装置７６でｒにブロックフーリエ変換を施して、ｘを決定する。

第２のステップで、式２８によってｙを決定する（ステップ１００）。

ｙ＝Λ^H _(M,N) ｘ 式２８

ｙ決定装置７８でΛ^H _(M,N)とｘを使用して、ｙを決定する。

第３のステップで、式２９によってｚを決定する（ステップ１０２）。

Λ^R _(M,M) ｚ＝ｙ 式２９

ｚ決定装置８０でΛ^R _(M,M)とｙを使用して、ｚを決定する。

好ましくは、Λ^R _(M,M)はブロック対角行列であるので、式３０に示すような、より小さいサイズの式から成るＤ個の系を用いて、式２９は解かれる。

（Λ^R _(M,M)）ⁱ ｚ _i＝ｙ _i ｉ＝１，．．．，Ｄ 式３０

（Λ^R _(M,M)）ⁱはΛ^R _(M,M)の第ｉブロックを示す。ｚ _iはｚの第ｉのＭ×１サブベクトルを示す。ｙ _iはｙの第ｉのＭ×１サブベクトルを示す。

（Λ^R _(M,M)）ⁱは構造化されていないので、（Λ^R _(M,M)）ⁱを決定するための１つの手法は、（（Λ^R _(N,M)）ⁱ）^H（Λ^R _(M,M)）ⁱで表されるコレスキー分解と、前進および後退代入を用いるものであるが、その他の手法を用いることもできる。

第４のステップで、式３１に示すように、次元ＤのＭの非ブロック逆離散フーリエ変換を実行することによって、ｓを決定する（ステップ１０４）。

ｓ＝Ｆ^-1 _(M) ｚ 式３１

ブロック逆フーリエ変換装置８２を使用して、ｚに逆ブロック変換を施すことによって、ｓを生成する。

いずれの実施形態を用いる場合でも、推定拡散データベクトルｓからデータを復元するために、拡散ベクトル再順序化装置によって、拡散データベクトルｓをＭ個の送信データストリームｓ _m、ｍ＝１，．．．，Ｍに分割する。拡散データベクトルｓは、式３２に示すように、データストリームベクトルｓ _mを連結し、同じチップ区間でグループ化することによって最順序化した結果である。

式３２

ｓ_m,jは第ｍデータストリームの第ｊチップ区間を表す。

各拡散データベクトルストリームｓ _mを復元するために、推定拡散データベクトルｓのチップ（chips）を式３３に示すように再順序化して、ｓ _REORDEREDを生成する。

式３３

これらのデータストリーム拡散データベクトルｓ _mの各々は、逆拡散装置４８を用いて、対応する拡散符号Ｃ₁からＣ_Qによって逆拡散されて、そのデータストリームのシンボルが推定される。各データストリームの推定シンボルは、逆拡散データストリーム復号器５０によって復号されて、元のデータｄが復元される。

複数のアンテナを使用する送信器と受信器の図である。 好ましいＭＩＭＯ送信器および受信器の簡略ブロック図である。 ＭＩＭＯチャネル等化装置の一実施形態を示した図である。 ＭＩＭＯチャネル等化の一実施形態のフローチャートである。 ＭＩＭＯチャネル等化装置の一代替実施形態を示した図である。 ＭＩＭＯチャネル等化の一代替実施形態のフローチャートである。

Claims (28)

1. 複数の送信アンテナから送信され、複数の受信アンテナによって受信されたデータを復元するための方法であって、
   前記受信アンテナの各々で信号を受信するステップと、
   アンテナで受信した各信号をサンプリングして、合成受信信号を生成するステップと、
   前記複数の送信アンテナと前記複数の受信アンテナのすべての組み合わせについてのチャネル応答であって該送信アンテナと該受信アンテナ間のマルチパスを含んだ全体的なチャネル応答を推定するステップと、
   前記全体的なチャネル応答のブロック列を処理して、対角行列を生成するステップと、
   前記合成受信信号を処理して、有効に前記合成受信信号のブロックフーリエ変換を施すステップと、
   前記対角行列および前記合成受信信号の有効なブロックフーリエ変換を用いて、拡散データベクトルのフーリエ変換を生成するステップと、
   前記拡散データベクトルの前記フーリエ変換を処理して、前記拡散データベクトルを生成するステップと、
   共通のチップ区間がグループ化されるように前記拡散データベクトルを再順序化するステップと、
   再順序化された前記拡散データベクトルを逆拡散させて、前記送信データを復元するステップと
   を含むことを特徴とする方法。
2. 前記対角行列を生成する前記ステップは、前記ブロック列にブロックフーリエ変換を施すことを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記ブロックフーリエ変換を施す前記ステップは、複数の非ブロック離散フーリエ変換を施すことを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
4. 前記フーリエ変換を生成する前記ステップで、コレスキー分解を用いることを特徴とする請求項１に記載の方法。
5. 前記フーリエ変換を生成する前記ステップで、前記対角行列のブロックの逆行列を用いることを特徴とする請求項１に記載の方法。
6. 前記拡散データベクトルを生成する前記ステップは、前記拡散データベクトルの前記フーリエ変換にブロック逆フーリエ変換を施すことを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
7. 複数の送信アンテナから送信され、複数の受信アンテナによって受信されたデータを復元するための方法であって、
   前記受信アンテナの各々で信号を受信するステップと、
   アンテナで受信した各信号をサンプリングして、合成受信信号を生成するステップと、
   前記複数の送信アンテナと前記複数の受信アンテナのすべての組み合わせについてのチャネル応答であって該送信アンテナと該受信アンテナ間のマルチパスを含んだ全体的なチャネル応答を推定するステップと、
   前記全体的なチャネル応答を用いて、相互チャネル相関行列を生成するステップと、
   前記相互チャネル相関行列のブロック列を処理して、相互相関対角行列を生成するステップと、
   前記全体的なチャネル応答行列のブロック列を処理して、チャネル応答対角行列を生成するステップと、
   前記合成受信信号を処理して、有効に前記合成受信信号のブロックフーリエ変換を施すステップと、
   前記チャネル応答対角行列および前記合成受信信号の有効なブロックフーリエ変換を合成して、合成結果を生成するステップと、
   前記相互相関対角行列および前記合成結果を用いて、拡散データベクトルのフーリエ変換を生成するステップと、
   前記拡散データベクトルの前記フーリエ変換を処理して、前記拡散データベクトルを生成するステップと、
   共通のチップ区間がグループ化されるように前記拡散データベクトルを再順序化するステップと、
   再順序化された前記拡散データベクトルを逆拡散させて、前記送信データを復元するステップと
   を含むことを特徴とする方法。
8. 前記相互相関行列を生成する前記ステップは、前記全体的なチャネル応答に前記全体的なチャネル応答の共役転置を掛けることを含むことを特徴とする請求項７に記載の方法。
9. 前記相互相関対角行列を生成する前記ステップは、前記相互チャネル相関行列ブロック列にブロックフーリエ変換を施すことを含むことを特徴とする請求項７に記載の方法。
10. 前記ブロックフーリエ変換を施す前記ステップは、複数の非ブロック離散フーリエ変換を施すことを含むことを特徴とする請求項７に記載の方法。
11. 前記チャネル応答対角行列を生成する前記ステップは、前記全体的なチャネル応答ブロック列にブロックフーリエ変換を施すことを含むことを特徴とする請求項７に記載の方法。
12. 前記合成結果を生成する前記ステップは乗算によることを特徴とする請求項７に記載の方法。
13. 前記拡散データベクトルのフーリエ変換を生成する前記ステップで、コレスキー分解を用いることを特徴とする請求項７に記載の方法。
14. 前記拡散データベクトルを生成する前記ステップは、前記拡散データベクトルの前記フーリエ変換にブロック逆フーリエ変換を施すことを含むことを特徴とする請求項７に記載の方法。
15. 複数の受信アンテナの各々で信号を受信する手段であって、前記受信信号の各々が単一サイトで複数のアンテナから送信された信号を含む手段と、
    アンテナで受信した各信号をサンプリングして、合成受信信号を生成する手段と、
    前記複数の送信アンテナと前記複数の受信アンテナのすべての組み合わせについてのチャネル応答であって該送信アンテナと該受信アンテナ間のマルチパスを含んだ全体的なチャネル応答を推定する手段と、
    前記全体的なチャネル応答のブロック列を処理して、対角行列を生成する手段と、
    前記合成受信信号を処理して、有効に前記合成受信信号のブロックフーリエ変換を施す手段と、
    前記対角行列および前記合成受信信号の有効なブロックフーリエ変換を用いて、拡散データベクトルのフーリエ変換を生成する手段と、
    前記拡散データベクトルの前記フーリエ変換を処理して、前記拡散データベクトルを生成する手段と、
    共通のチップ区間がグループ化されるように前記拡散データベクトルを再順序化する手段と、
    再順序化された前記拡散データベクトルを逆拡散させて、前記送信データを復元する手段と
    を備えることを特徴とするユーザ装置。
16. 前記対角行列を生成する手段は、前記ブロック列にブロックフーリエ変換を施すことを特徴とする請求項１５に記載のユーザ装置。
17. 前記ブロックフーリエ変換を施す手段は、複数の非ブロック離散フーリエ変換を施すことを特徴とする請求項１５に記載のユーザ装置。
18. 前記フーリエ変換を生成する前記手段は、コレスキー分解を用いることを特徴とする請求項１５に記載のユーザ装置。
19. 前記フーリエ変換を生成する手段は、前記対角行列のブロックの逆行列を用いることを特徴とする請求項１５に記載のユーザ装置。
20. 前記拡散データベクトルを生成する手段は、前記拡散データベクトルの前記フーリエ変換にブロック逆フーリエ変換を施すことを特徴とする請求項１５に記載のユーザ装置。
21. 複数の受信アンテナの各々で信号を受信する手段であって、前記受信信号の各々が単一サイトで複数のアンテナから送信された信号を含む手段と、
    アンテナで受信した各信号をサンプリングして、合成受信信号を生成する手段と、
    前記複数の送信アンテナと前記複数の受信アンテナのすべての組み合わせについてのチャネル応答であって該送信アンテナと該受信アンテナ間のマルチパスを含んだ全体的なチャネル応答を推定する手段と、
    前記全体的なチャネル応答を用いて、相互チャネル相関行列を生成する手段と、
    前記相互チャネル相関行列のブロック列を処理して、相互相関対角行列を生成する手段と、
    前記全体的なチャネル応答行列のブロック列を処理して、チャネル応答対角行列を生成する手段と、
    前記合成受信信号を処理して、有効に前記合成受信信号のブロックフーリエ変換を施す手段と、
    前記チャネル応答対角行列および前記合成受信信号の有効なブロックフーリエ変換を合成して、合成結果を生成する手段と、
    前記相互相関対角行列および前記合成結果を用いて、拡散データベクトルのフーリエ変換を生成する手段と、
    前記拡散データベクトルの前記フーリエ変換を処理して、前記拡散データベクトルを生成する手段と、
    共通のチップ区間がグループ化されるように前記拡散データベクトルを再順序化する手段と、
    再順序化された前記拡散データベクトルを逆拡散させて、前記送信データを復元する手段と
    を備えたことを特徴とするユーザ装置。
22. 前記相互相関行列を生成する手段は、前記全体的なチャネル応答に前記全体的なチャネル応答の共役転置を掛けることを特徴とする請求項２１に記載のユーザ装置。
23. 前記相互相関対角行列を生成する手段は、前記相互チャネル相関行列ブロック列にブロックフーリエ変換を施すことを特徴とする請求項２１に記載のユーザ装置。
24. 前記ブロックフーリエ変換を施す手段は、複数の非ブロック離散フーリエ変換を施すことを特徴とする請求項２１に記載のユーザ装置。
25. 前記チャネル応答対角行列を生成する手段は、前記全体的なチャネル応答ブロック列にブロックフーリエ変換を施すことを特徴とする請求項２１に記載のユーザ装置。
26. 前記合成結果を生成する手段は乗算を実行することを特徴とする請求項２１に記載のユーザ装置。
27. 前記拡散データベクトルのフーリエ変換を生成する手段は、コレスキー分解を用いることを特徴とする請求項２１に記載のユーザ装置。
28. 前記拡散データベクトルを生成する手段は、前記拡散データベクトルの前記フーリエ変換にブロック逆フーリエ変換を施すことを特徴とする請求項２１に記載のユーザ装置。

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