TWI250731B - Extended algorithm data estimator - Google Patents

Description

1250731 玖、發明說明： 〔發明領域〕 本發明係有關於無線通信系統之資料預測。特別是，本發明係 有關於一種延伸演算法（EA)，藉以用於這種無線通信系統之資料 預測。 〔發明背景〕 在部分建議無線通信系統中，資料係一個方塊接著一個方塊地 無線傳輸’並且’連_之方塊間係具有一分離間隔（separation interval)。這種特性係容許在接收器中施加聯合偵測〇D)，藉以 抑制相互符號干擾（ISI)及多重存取干擾（MAI)。另外，單使用 者偵測器（SUD)係用以預測通過單一下行連結（downlink)通道 之信號資料。這種單使用者偵測器（SUD)之優點係：這種單使 用者偵測器（SUD)可以利用快速傅立葉轉換（FFT)有效實施， 其基本理由係：一方形托普利茲（Toeplitz)矩陣可以近似爲具有 相同大小之一循環副本（circulant counterpart)。 當托普利茲（Toeplitz)矩陣沿著長座標縮減成方形矩陣、並利 用其循環副本（circulant counterpart)取代時，一循環近似誤差亦 同時加入。這個近似誤差，在這個矩陣之頭部及尾係特別普 遍。在許多無線通信系統中，這些頭部及尾部之關連資料係具有 這些接收器需要之系統資訊，諸如：建議第三代合作計畫（3GPP) 寬頻分碼多重存取（WCDMA)分時雙工（TDD)系統之功率控 1250731 制位元及傳輸格式組合指標（TFCI) ° . 有鑑於此，本發明之主要目的便是加強這種無線通信系統之資 料預測。 〔發明槪述〕 本發明係提供一種有效計算且精確實施之資料預測器，其可以 適用於各種無線通信系統，諸如：分頻雙工（FDD)或分時雙工 (TDD)分碼多重存取（CDMA)系統。有鑑於此，本發明係提 供一種實施一資料預測器之方法，其中，用於預測之主要資料將 不會受到這個循環近似誤差之嚴重影響。爲達上述目的，所有方 形循環矩陣係加以延伸。這種延伸手段之優點係包括下列兩部 为’亦即·（ 1 )避免各貧料欄位尾部之多重路徑信號遺失；以及 (2 )避免托普利茲（Toeplitz )矩陣至循環矩陣之轉換誤差。因此， 當實施這種延伸演算法（EA)時，本發明係執行較長之離散傅立 葉轉換（DFT)或快速傅立葉轉（FFT)。爲最小化離散傅立葉轉 換（DFT)需要之計算，根據特定資料方塊長度及頻道延遲擴展， 延伸大小最好能夠動能限定於其下限。然而，若本發明能夠使用 主要因子演算法（PFA)，快速傅立葉轉換（FFT)長度增加通常 亦不會增加計算複雜性。應該注意的是，透過某個特定範圍之適 當快速傅立葉轉換（FFT)長度選擇，計算複雜性係可以最小化。 在追種情況中，考量最長方塊長度及延遲擴展，本發明係想要得 到固定單長度之快速傅立葉轉換（FFT)。這乃是由於：具有主要 1250731 因子演算法（PFA)之單長度快速傅立葉轉換（FFT)可以利用單 一演算法，支援不同長度之資料方塊（叢發類型）。單長度快速傅 立葉轉換（FFT)係可以進一步簡化實施，因爲各種演算法均需要 一獨立硬體以進行灌理。 〔圖式之簡單說明〕 本發明之各種細節係配合較佳實施例，並參考所附圖式詳細說 明如下，其中： 第1圖係表示一種根據本發明較佳實施例之系統方塊圖，藉以 實施具有超取樣之延伸演算法； 第2A、2B及2C圖，共同看待，係表示第1圖所示延伸演算 法（EA)之實施方法步驟之流程圖； 第3圖係表示，在情況一頻道（Case 1 channel)中，傳輸格式 組合指標（TFCI-1)之原始方塊誤差率（BER)相對於各傳輸碼 之信號雜訊比（SNR)之圖式； 第4圖係表示，在情況一頻道（Case 1 channel)中，·傳輸格式 組合指標（TFCI — 2)之原始方塊誤差率（BER)相對於各傳輸碼 之信號雜訊比（SNR)之圖式； 第5圖係表示，在情況一頻道（Case 1 channel)中，所有位元 之原始方塊誤差率（BER)相對於各傳輸碼之信號雜訊比（SNR) 之圖式； 第6圖係表示，在情況二頻道（Case 2 channel)中，傳輸格式 1250731 組合指標（TFCI- 1)之原始方塊誤差率（BER)相對於各傳輸碼 之信號雜訊比（SNR)之圖式； 第7圖係表示，在情況二頻道（Case 2 channel)中，傳輸格式 組合指標（TFCI- 2)之原始方塊誤差率（BER)相對於各傳輸碼 - 之信號雜訊比（SNR)之圖式； . 第8圖係表示，在情況二頻道（Case 2 channel)中，所有位元 之原始方塊誤差率（BER)相對於各傳輸碼之信號雜訊比（SNR) 之圖式；以及 籲 第9A及9B圖係表示利用延伸演算法資料偵測之接收器實施。 〔較佳實施例之詳細說明〕 本發明係適用於分碼多重存取（CDMA)系統之資料預測，諸 ’ 如：第三代合作計畫（3GPP)分時雙工（TDD)模式及分時同步 分碼多重存取（TD —SCDMA)。然而，下列說明，舉例來說，係 有關於一種分時雙工（TDD)分碼多重存取（CDMA)系統模型鲁 及演算法。在這個例子中，若一合成擴展信號係由一傳輸器端點 傳送至一接收器端點，則這個接收信號L係一合成擴展信號其 係穿過單一頻道ί!進行傳輸。ϋ係表示這個單一頻道之頻道響應 矩陣。如此，這個程序係可以表示爲，其中，係雜訊 向量。若W係表示這個頻道響應矩陣之長度，則H係可以表示爲 等式（1)。 9 1250731 Η = κ

w-\ Κν 等式（1) κ Κν-\ 其中，這個頻道響應矩陣Η之大小係（L + W - 1) xLaL係 表示特定時間之晶片數目，諸如：一資料欄位（方塊）。這個合成 擴展信號^係可以表示爲其中，這個符號向量1及這個 傳輸碼矩陣C係可以表示爲等式（2 )。 4 = (d”d2，".，dKN)T 寺式（2 ) 其中，T係表示轉置函數，並且，這個傳輸碼矩陣C係可以表 示爲等式（3)。 c = [c(1),c(2)v..,cw] 等式（3) 其中，各個矩陣元件C(K)係可以表示爲等式（4)。 1250731 c (K) 等式（4)

Jk) 其中，Q、K、及Ns ( =L/Q)係分別表示擴展因子（SF)、 啓動傳輸碼數目、及各個頻道傳輸碼具有之符號數目。 這個單使用者偵測器（SUD)係具有兩電路級，亦即：（A)頻 道等化電路級；以及（B)解擴展電路級。在第一電路級中，這個 合成擴展信號i係利用1=跑+ |]_預測，其最好是經由一最小均方 差（MMSE)等化器或一零點強迫解法進行預測。 一最小均方差（MMSE)等化器係可以表不爲等式（5)。 //// II II <51 f, / / 2 2 b b r- // i?. // //- _ / 2 σ 等式（5) 一零點強迫解法係可以表示爲等式（6)。 s = RH-lHHr 等式（6) 11 1250731 其中，I係表示識別矩陣，Rh=Hh·!!係具有大小L之一方形托 普利茲（Toeplitz)矩陣，其可以表示爲等式（7)。 ο : · o ofF· · ."^ o o Α^ον ο ο ^ Α^ον ^ ο ο Α^ον^;-ο ···· ····· ^ τ ·-1. ο- ο_ ^ ^ ο- «υ · i?· · · ηΛ . οι^^oi?:l 40 0 ^ 及 1^0^:^ ο ο Α θο V 40 0 0*1-1 7?Λ.:*^οο·: ο 等式（7) 其中，” ”係表示共軛操作。在第二電路級中，一簡易解擴展 程序係可以根據等式（8 )，藉以執行這個符號序列i及化之預測。 σ 等式（8) 爲有效實施等式（5)，這種演算法最好能夠進行適當地近似。 爲達此目的，首先，這個托普利茲（Toeplitz)矩陣江之大小係由 (L+W—1) xL延伸爲（Lm+W—1) xLm，隨後，這個方形 矩陣RH之大小係由L延伸爲Lm，其中，Lm 2 (L + W—1)，並 12 1250731 且，這些矩陣之帶狀及托普利茲（Toeplitz)結構係維持完整無缺。 這個向量L係利用塡零方式延伸至長度Lm，若這個向量ϋ之長度 係小於Lm。由於其他向量/矩陣之塡零方式延伸，這些向量&及 IL係可以有效地自動延伸。這些矩陣及向量Η、RH、§、r、及ϋ之 延伸版本係可以分別表示爲He、Re、紐、、及Πε。這個延伸矩 陣心係可以表示爲：

Re = Heh-He 這個延伸向量&之最後Lm—L個元件係可以全部視爲零，其 係瞭解如何避免實施誤差時之基本元件。利用這些表示法，等式 (5)係可以表示爲等式（9)。 sE=[RE^-a2lYHHErE 等式（9 ) 其中’ Γε係可以表不爲·

Ie = He-Se + |1e 因爲等式（9)係等式（5)之延伸版本’因此，若僅需要考量 這個延伸向量&Λ之最前L個元件時，兩者間應該不存在差異。這 個延伸矩陣He之最後（W-1)列係進行切割’藉以得到一大/J、 13 1250731

Lm之新方形矩陣，其可以表示爲迅。假設這些矩陣Ren*及Hen•係 分別表示這些延伸矩陣Re及HS之循環副本(circular counterpart)。 經由這些延伸矩陣Re及ϋ，這些循環副本（circular counterpart) 係可以表不爲等式（10)及等式（11)。

R

Cir *.^1 · · . ο ο Λ^ον :i?·. ο * ^ ο ο 7? ο ο ο ο ^ · *fro ο i?· · ·i? 及 1AV<-oo ο 7? ο ο 0 0 4 Λ^ΟΛΓΙ ο ο 等式（10)

//I

.V 1X 1X /1\ 式 其中，這些循環副本（circular counterpart) Rcir及Heir兩者均 14 1250731 爲具有大小Lm之方形矩陣。因爲這個延伸向量之最後（Lm-L) 個元件爲零，因此，下列等式亦成立：rE = Hs·彡E + nE。再者，分別 利用 Rcir、Hcir、及 ΗΜε + ΪΙε取代 Re、ΗεΗ、及 ΓΕ，則等式（9) 將可以表示爲等式（12)。 等式（12)

Ie ^[RCir + KarLE 假設Hs = Hcir-Ηδ (其中，Ηδ係一誤差矩陣），等式（I2)係 可以表示爲等式（13)。 等式（13) = [rc, + a2l\lRCirsE + [RCir + G2l]XHHCirnL -[^〇> y 其中，y=Hcir ·Ηδ·§ε係長度Lm之一行向量，並且，這個誤差 矩陣係可以表示爲等式（14)。 K- K- 等式（14) 15 1250731 這些非零元件係位於最前（W- 1)列及最後（W-1)行間之 一三角區域。當考量最前L個元件時，若沒有第三個元件，等式 (13 )之功能係非常類似於等式（5 )。 接著，這個向量y係進行評鑑。根據這些矩陣He/及Ha之結 構，這個矩陣X = 係一具有大小Lm之方形矩陣，並且， 這個方形矩陣之結構係可以表示爲等式（15)。 等式（15)

這些非零元件，其係表示爲” X “，僅僅位於兩個區域，亦即： (1) 最前（W- 1)列及最後（W- 1)行間之一三角區域；以及 (2) 最後（W- 1)列及最後（W-1)行間之一方形區域。因爲 這個延伸向量细之最後（Lm—L)個元件係全部爲零，因此，y= ΗαΛΗΔβΕ=之所有元件係全咅β爲零，若Lm2 (L + W -1)。 當Lm2 (L + W—1)時，本發明係可以得到等式（16)。 16 1250731

= [RCir^a2l)XHHCirrE [i?ov + cj2l\ Rcir^-E + [^〇> + cr2ΐ\λH^irn 等式（16) 當僅僅考量最 L個兀件時，等式（丨6)係等式（5)之一理 想近似。等式（16 )之第一部分係稱爲延伸演算法（EA)。同樣地， 在等式（5)中’當托普利兹（T〇epiitz)矩陣係利用其循環副本 (circulant counterpart)取代、而不直接施加矩陣延伸時，一資料 欄位之頭部及尾部係受到利用嚴重影響。不需要矩陣延伸之實施 演算法係稱爲截斷演算法（TA )。利用截斷演算法（TA )，等式（9 ) 至等式（15)將仍然有效，除了 Lm=L以外。這係基於下列兩點 理由。首先，在等式（5)中，當這個矩陣係利用具有大小L 之循環矩陣取代時，這個接收信號向量L之長度最好能夠限定 爲L。這可能會導致一資料欄位尾部資料之多重路徑信號遺失。 因此，受影響資料之預測將會變得非常不理想。其次，當Lm=L 時，這個向量:d系一具有長度L之行向量，其中，最前（W-1) 個元件及最後（W— 1)個元件係非零元件。因爲這個矩陣BCir= ^%+σ2Ι，沿著對角線，係具有帶狀結構，因此，這個BClr之反向 矩陣係具有大致相同之結構。因此，這個行向量πΒαΓΥ之相對 大數値係位於最前（W— 1)行及最後（W—1)行，並且，這個 向毚Θ之頭部及尾部區域預測係受影響。在第二個理由中，受影 書預測之數目係取決於這個頻道響應長度W。當一頻道（W)之 17 1250731 延遲擴展愈大，受影響預測之數目亦會愈多。 另外，等式（16 )給定之實施演算法係可以延伸以支援超取樣。 利用超取樣，時序誤差之效果係可以緩和。假設取樣速率係Μ倍 晶片速率，本發明係可以提供Μ個接收信號向量，分別表示爲& * (m)，其中，m=l，2，...，Μ。然而，在各個接收信號向量&(m) 、 中’兩連續取樣間之時間間隔卻仍然維持於晶片期間。同樣地， 本發明亦可以提供Μ組頻道響應，分別表示爲h(m)，其中，1， 2 ’…’ Μ。利用這些頻道響應，本發明係可以建立總共2M個循 · 環矩陣HCir，m&RCir，m，其中，m=l，2，…，Μ。因此，具有超 取樣之實施演算法係可以表示爲等式（17)。 ( 1 λΊ'1 Λ/ 等式（17) 其中，〇m2係第m個輸入向量iE (m)對應之雜訊變異數。 ⑩ 在實施前，首先決定Lm之數値。因爲Lm係大於（L +W — 1 )，

Lm係可以表示爲等式（18)。 I/n=max{L} + max{^} + 6： 等式（18) 其中，max {·}係表示{·}之最大數値，並且，e係用以讓Lm 成爲快速傅立葉轉換（FFT)實施之一理想長度。舉例來說，在通 18 1250731 用行動通信系統（UMTS)地表無線存取網路（UTRA)寬頻分時 雙工系統（WTDD)中，max {L} =1104，並且，max {W}= Π4。e係選擇爲14，藉以讓Lm= 1232。利用這個長度，快速傅立 葉轉換（FFT)係可以利用主要因子演算法（PFA)非常有效地執 - 行，因爲1232係可以分解成1232 = 7x11x16。利用複數輸入，這 、 個1232點快速傅立葉轉換（FFT)需要之實際乘法數目及加法數 目係8836及44228。經由等式（18)可知，Lm係取決於特定之系 統設計。然而，本發明之實施手段亦可以適用於任何其他分時雙 _ 工（TDD)系統，諸如：通用行動通信系統（UMTS)窄頻分時雙 工（TDD)系統（TD —SCDMA)。 在下列之說明中，等式（17)之較佳實施程序係可以基於快速 傅立葉轉換（FFT)長度P等於選擇Lm之假設，利用方法步驟進 行詳細說明。 這個循環矩陣之第一行gj系基於預測之頻道響 0 應及雜訊功率加以計算，藉以得到等式（19)。

，及l，m，···，^F-l，rn，〇，...，〇,

等式（19) 接著，這個快速傅立葉轉換(FFT)域之循環矩陣+ Μ

m~\ L 係進行解壓縮，藉以得到等式（20)。 19 1250731 1 = DP'NrDP 寺式 C 20 ) Ά M 」 其中，矩陣DP及DjT1係P點快速傅立葉轉換（FFT)矩陣及 其反向快速傅立葉轉換UFFT)矩陣，其可以表示爲等式（21)。 I--1 一 ^Ρχ = ^χ(η)β .2τάη

•，Ρ— 1)

4 ρ-\ ,ΐτά,η ⑻〆 Ρ (k=〇 ^ Μ -=Π 式（21) 其中，AR係表示一具有大小Ρ之對角矩陣，其對角線係Drg。 這個對角矩陣AR係可以表示爲。另外，這些矩陣DP 一1及DP間之關係則可以表示爲巧1 = (^);。 春 在快速傅立葉轉換（FFT)域中，這個循環矩陣Hen·，m係進行 解壓縮，藉以得到等式(22)。 HCi,m=D-plAHDP 等式（22) 其中，AHm係表示一具有大小P之對角矩陣，其對角線係 20 1250731

Dp·;^，並且，這個循環矩陣Harm之第一行係可以表示爲 接著，這個接收信號向量r(m)係利用塡零方式重建，藉以得到 具有長度P之延伸信號向量iE (m)。 另外，這個合成擴展信號向量L係可以進行計算，藉以在快速 傅立葉轉換（FFT)域中得到等式（23)或等式（24)。 ❿ 1 Μ Αί (nt) 等式（23) m = \ DP\ d;1{dpie} 等式（24) 這些運算元” ® “及” / “係分別表示一個元件接著一個元件 執行之向量乘法及除法。這個延伸向量匕之最後（P — L)個元件 係四捨五入，藉以得到另一個具有長度L之向量芝。 接著，這個合成擴展信號向量1：係進行解擴展，藉以得到這個 延伸向量L。 第1圖係表示一種無線通信網路100之方塊圖。對於一超取樣 系統而言，Μ個取樣序列係進行處理ί(1)，…，r(M)及h(1)，…， li(M)。對於一晶片速率取樣系統而言，僅有一個取樣序列係進行處 理ίπ)及h(1)。這個無線通信系統1〇〇係在輸入端點105!，…，i〇5m 21 1250731 接收這些信號£Π)，…，£，以及，在輸入端點11〇l，···，11〇Μ 接收這些信號h⑴，…，1ι(Μ)。這些接收信號r⑴，…，ί(Μ)係利 用塡零裝置115:，…，115Μ (115)將尾部塡零，直到各個延伸序 列之長度達到Lm。在塡零步驟後，這些延伸序列係可以表示爲ίΕ (1)，···，rE(M)，其係經由輸出端點120!，…，120Μ(120)灕開這 個塡零裝置115。這些頻道脈衝響應h(1)，…，h(M)係利用塡零裝 置，...，125M (125)將尾部塡零，直到各個延伸序列之長度 達到Lm。在塡零步驟後，這些延伸序列係可以表示爲m，…，Um ’ 其係經由輸出端點13〇i，…，130m(130)離開這個塡零裝置125。 離散傅立葉轉換（DFT )或快速傅立葉轉換（FFT)方塊mi，…， 135M ( 135)係接收這個塡零裝置（115)之輸出端點（120)、並 對這些延伸序列&(1)，…，ίΕ(Μ)執行離散傅立葉轉換（DFT)或 快速傅立葉轉換（FFT)，藉以得到傅立葉序列F (|：Ε(1))，…，F (Γε(Μ))。離散傅立葉轉換（DFT)或快速傅立葉轉換（FFT)方 塊140!，·…，140M (140)係接收這個塡零裝置（125)之輸出端 點（130 )、並對這些延伸序列;yu，· · ·，uM執行離散傅立葉轉換(DFT ) 或快速傅立葉轉換（FFT)，藉以得到傅立葉序列F (m)，…，F Um)。共軛裝置，…，145m (145)係共軛這些傅立葉序列 F (出），…，F (μΜ)，藉以得到共軛傅立葉序列F (Ml) *，···，F (Um)、各個元件之乘法器15〇ι ’…，150M (150)係相乘這些 傅立葉序列F ( ίΕ⑴），…，F ( ίΕ (M))及這些共軛傅立葉序列F (m ) *，…，F (迦）*，藉以得到F (rE(1)) .F (m) *，…，F (rE(M)) 22 1250731 •F(_)。 接著，M個取樣序列結果係利用加法器175相加。 ，其中，，2，…，Μ 另外，一頻道關連產生器180係利用這些延伸頻道響應序列 m，···，ϋΜ產生一頻道關連向量g。 馨 呈=Σ呈w，其中，m===l，2，…，Μ m=\ 利用一最低均方差（MMSE)演算法，一雜訊變異數σ2係加至 向量g(m)之第一元件。向量g(m)係利用Urn產生。在第m個取樣 序列中，這些向量g(m)之第i個元件係利用下列方式計算，亦即： 下移（i-1 乂個元件以循環這個共軛向量ϋπ；，以及，相乘這個平 * 移向量知#及這個向量Mm。這些向量g(m)之第i個元件係可以表 示爲： (m) / .X Η S (0 = UniXi-^shiftsHm 一離散傅立葉轉換（DFT)或快速傅立葉轉換（FFT)裝置185 係對這個頻道關連向量1執行離散傅立葉轉換（DFT)或快速傅 23 1250731 立葉轉換（FFT)，藉以得到傅立葉序列F (g)。除法器190係利 用這個離散傅立葉轉換（DFT)或快速傅立葉轉換（FFT)裝置 185之輸出逐項除以這個加法器之輸出，藉以得到下列結果。 Μ m=l_ _ ni) 接著，反向離散傅立葉轉換（DFT)或快速傅立葉轉換（FFT) 裝置194係對這個除法器190之輸出執行離散傅立葉轉換（DFT) 或快速傅立葉轉換（FFT)，藉以得到下列結果。 (μ \ Σ 吨(;)).D* 厂一1 m=\ F 一~㉟ V ) 這個反向離散傅立葉轉換（DFT)或快速傅立葉轉換（FFT) 裝置194之輸出係這個合成擴長信號£之預測。接著，解擴展器 198係解擴長這個反向離散傅立葉轉換（DFT)或快速傅立葉轉換 (FFT)裝置194之輸出，藉以得到預測資料符號d' 請參考第2A、2B及2C圖，根據本發明較佳實施例，一種執 行延伸演算法（EA)之程序係詳細說明如下。 在步驟2〇5中，這個無線通信系統1〇〇係在輸入端點1〇5接收 24 1250731 信號ι(1)，以及，在輸入端點110接收頻道脈衝響應b(1)° 在步驟210中，這個接收信號ί(1)之尾部係利用塡零裝置115 塡零，直到這個信號序列之長度達到Lm。在塡零步驟後’這個延 伸序列係可以表示爲IE(1)，其係經由輸出端點120離開這個塡零 裝置115。 在步驟215中，這個頻道脈衝響應h(1)之尾部係利用塡零裝置 125塡零，直到這個信號序列之長度達到Lm。在塡零步驟後，這 個延伸序列係可以表示爲m，其係經由輸出端點130離開這個塡 零裝置125。 在步驟220中，離散傅立葉轉換（DFT)或快速傅立葉轉換 (FFT)方塊135係接收這個塡零裝置115之輸出端點120、並對 這個延伸序列rE(1)執行離散傅立葉轉換（DFT)或快速傅立葉轉 換（FFT)，藉以得到傅立葉序列F (&(1))。再者，離散傅立葉轉 換（DFT)或快速傅立葉轉換（FFT )方塊140係接收這個塡零裝 置125之輸出端點130、並對這個延伸序列m執行離散傅立葉轉 換（DFT )或快速傅立葉轉換（FFT )，藉以得到傅立葉序列F (也）。 在步驟225中，共轆裝置145係共軛這個傅立葉序列F ()， 藉以得到共軛傅立葉序列F (Ml)、 在步驟230中，各個元件之乘法器丨50係相乘這個傅立葉序列 F (&⑴）及這個共軛傅立葉轉換序列F ( m ) *，藉以得到F ( Ee⑴) •F (Πι) *。 在步驟235中’對於具有Μ個取樣序列之超取樣系統而言， 25 1250731 第二取樣序列至第Μ取樣序列係重覆執行步驟210至230，藉以 得到 F (iE(m)) .F (itnJ *，其中，m=l，2，…，Μ。 在步驟240中，步驟230及235得到之Μ個取樣序列結果係 利用加法器1乃全部相加，藉以得到〔F (rE(m)) .F $ 〕，其中，m== 1，2，…，Μ 〇 在步驟245中，一頻道關連產生器180係利用這些延伸頻道響 應序列m，…，產生一頻道關連向量g，其可以表示爲·· 在步驟250中，一離散傅立葉轉換（DFT)或快速傅立葉轉換 (FFT)裝置185係對這個頻道關連向量&執行，藉以得到傅立葉 序列F (g)。 在步驟255中，除法器190係將步驟240之結果逐項除以步驟 250之結果，，藉以得到下列結果。 m=\_ ni) 在步驟260中，一反向離散傅立葉轉換（DFT)或快速傅立葉 轉換（FFT)裝置194對步驟255之結果執行反向離散傅立葉轉換 (DFT)或快速傅立葉轉換（FFT) ’藉以得到下列結果，做爲預 26 1250731 測合成擴展信號£。

F{g) 在步驟265中，解擴展器198係解擴展步驟26〇之輸出，藉以 得到預測資料符號f 〇 · 在換接jE中’本發明較佳貫施例之f旲型係基於Κ= 12，以及，傳 輸碼係利用相同傳輸碼功率傳輸，並且，第二資料欄位之本文信 號影響係完全刪除。各個傳輸碼係具有一擴展因子（SF=16)。另 外，一資料欄位係假設具有總共1104個晶片（寬頻分時雙工 (WTDD)之叢發類型2)。在一寬頻分時雙工（WTDD)中，因 爲一時槽係具有兩資料欄位，因此，第一資料欄位之最後8個位 元（4個複數符號）及第二資料欄位之最前8個位元係分別定義爲鲁 傳輸格式組合指標（TFCI— 1)及傳輸格式組合指標（TFCI — 2)。 接著，本發明係應用兩種演算法，亦即：截斷演算法（TA)及延 伸演算法（EA)。這個傳輸格式組合指標（TFCI—1)及這個傳輸 格式組合指標（TFCI-2)及所有位元之原始位元誤差率（BER) 係同時利用具有晶片速率取樣之延伸演算法（EA)及截斷演算法 (TA)進行評量。另外，各個信號雜訊比（SNR)點係累積1〇〇〇 個時槽。這些模擬係執行於工作群組（WG4)之情況一頻道及情 27 1250731 況二頻道。 第3圖及第4圖係在使用延伸演算法(EA)及截斷演算法(TA) 時，這個傳輸格式組合指標（TFCI-1)及這個傳輸格式組合指標 (丁FCI —2)在工作群組（WG4)之情況一頻道中之效能。如第3 圖所示，延伸演算法（EA)及截斷演算法（TA)間係存在一顯著 效能落差。因爲這個傳輸格式組合指標（TFCI— 1 )係位於第一資 料欄位之尾部，因此，使用截斷演算法（TA)之傳輸格式組合指 標（TFCI -1)之效能降低係基於下列兩個理由，亦即：（1 )傳輸 格式組合指標（TFCi-1)多重路徑信號之遺失；以及（2)托普 利茲（Toeplitz)至循環矩陣之取代，因爲工作群組（WG4)情況 一頻道之頻道響應長度W係極小（W=4)。另外，這個結論亦可 以經由第4圖所示之結果確認。因爲第4圖所示之效能係對應於 這個傳輸格式組合指標（TFCI-2)，其係位於第二資料欄位之頭 部，因此，影響截斷演算法（TA)效能之最可能理由必定是第二 點理由，亦即：矩陣取代。經由第4圖可知，利用延伸演算法（EA ) 及截斷演算法（TA)之傳輸格式組合指標（TFCI — 2)效能係幾 乎完全相同。這I1 系暗示：由於工作群組（WG4)情況一頻道之極 小頻道響應長度W，經由矩陣取代而加入這個截斷演算法（TA) 之預測誤差係非常有限。舉例來說，當頻道響應長度W=4時， 第一符號僅有四分之一會因爲擴展因子（SF= 16)而受到影響。 第5圖係表示，當假設延伸演算法（EA)及截斷演算法（TA) 時，所有位元之原始方塊誤差率(BER)。相較於延伸演算法（EA)， 28 1250731 利用截斷演算法（ΤΑ)之所有位元之原始方塊誤差率（BER)遺 失係主要導因於各個時槽之傳輸格式組合指標（TFCI—1)。 第6圖及第7圖係表示，當採取延伸演算法（EA)及截斷演算 法（TA)時，工作群組（WG4)情況二頻道之傳輸格式組合指標 (TFCI- 1)及傳輸格式組合指標（TFCI- 2)之效能。情況二頻 道與情況一頻道之差別係存在於較大之延遲擴展（W=4)及較強 功率之多重路徑信號。經由第6圖可知，利用截斷演算法（TA) 之傳輸格式組合指標（TFCI-1)，由於多重路徑信號遺失及矩陣 取代，係幾乎完全破壞。在第7圖中，利用截斷演算法（TA)之 傳輸格式組合指標(TFCI - 2 )效能係遠低於利用延伸演算法(EA ) 之傳輸格式組合指標（TFCI —2)效能，其係主要導因於矩陣取代。 在這種情況中，頻道響應長度W=46，且因此，最前3個符號（6 個位元）將會受到嚴重影響。第8圖係表示在情況二頻道中，利 用延伸演算法（EA)及截斷演算法（TA)之所有位元之原始方塊 誤差率（BER)。 當本發明較佳實施例係利用一截斷演算法（TA)時，一資料攔 位之頭部及尾部資料係因爲下列兩點理由而受到嚴重影響，亦 即：因爲切割頻道響應矩陣至方形矩陣所生之多重路徑信號資訊 遺失，以及，因爲取代托普利茲（Toeplitz)矩陣至循環矩陣所生 之誤差。爲克服上述問題，本發明係利用一延伸演算法（EA)。這 種延伸演算法（EA)係可以透過適當延伸矩陣大小之選擇而避免 實施誤差。爲實施這種延伸演算法（EA)於離散傅立葉轉換 29 1250731 (DFT )，本發明最好能夠提供一種動態長度之延伸演算法（EA )， 然而，爲實施這個延伸演算法（EA )於具有主要因子演算法（PFA ) 之快速傅立葉轉換（FFT)，本發明最好能夠提供一種固定長度之 延伸演算法（EA)。在這種固定長度之延伸演算法（EA)中，透 過在一特定範圍內選擇一適當之主要因子演算法（PFA)長度，本 發明之計算複雜性係可以最小化。利用這種固定長度之延伸演算 法（EA)，不同資料方塊長度（叢發類型）係可以利用單一演算法 支援。另外，這種固定長度之延伸演算法（EA)亦可以進一步簡 化實施，因爲單一演算法係需要一件硬體以進行處理。再者，模 擬結果係顯示：這種延伸演算法（EA)之效能係遠勝於截斷演算 法（TA)之效能，特別是在資料欄位之頭部及尾部資料。 本發明係可以實施成一基地台（)或無線傳輸/接收單元 (WTRU )。這裡，一無線傳輸/接收單元（WTRU )係可以包括、 但不限於一使用者設備（UE)、行動台、固定或行動用戶單元、傳 呼器、或能夠操作於一無線環境之任何類型裝置。同樣地，這裡， 一基地台（BS)係可以包括、但不限於一基地台（BS )、B節點、 位置控制器、存取點、或能夠操作於一無線環境之其他界面裝置。 第9A及9B圖係表示利用延伸演算法（EA)資料偵測之接收 器實施。請參考第9A圖，射頻（RF)信號係利用一天線300接 收。一取樣裝置305係產生一晶片速率接收向量i。一頻道預測裝 置325係決定這個接收向量L之一頻道脈衝響應h。一單使用者偵 測裝置310係利用這個接收向量L及這個頻道脈衝響應h，藉以利 30 1250731 用延伸演算法（EA)預測資料向量^。這個接收向量£_係利用一 頻道等化器315，利用這個頻道脈衝響應1l進行處理，藉以得到一 擴展向量V利用傳輸碼C之一解擴展器320係解擴展這個擴展向 量爸，藉以預測這個資料向量4。 請參考第9B圖，射頻（RF)信號係利用一天線300接收。一 取樣裝置305係利用Μ倍晶片速率取樣這個接收信號，藉以產生 Μ個接收向量序列£1，…，ίΜ。一頻道預測裝置325係決定各個 接收向量η，…，rM之一頻道脈衝響應b，…，hM。一單使用者 偵測裝置310係利用這些接收向量η，…，rM及這些頻道脈衝響 應L，…，hM，藉以利用延伸演算法（EA)預測資料向量心這 些接收向量η，~，rM係利用一頻道等化器315，利用這些頻道脈 衝響應hi，...，ki進行處理，藉以決定一擴展向量§。利用傳輸 碼c之一解擴展器320係解擴展這個擴展向量^藉以預測這個資 料向量d。 雖然本發明已利用較佳實施例詳細說明如上，然而，熟習此技 術領域者，在不違背本發明精神及範圍之前提下，亦可以針對本 發明進行各種調整及變動。因此，本發明之保護範圍將以下列申 請專利範圍爲準。 31

Claims (1)

1. 修(¾正替楼I 拾、申請專利範圍： 1. 一種由一共享頻譜接收之複數信號回復資料之方法，其 中，該等信號係經歷一相似頻道響應，該方法係包括下列步驟： 取樣包含該等接收信號之一合成信號，藉以產生一接收向量； 預測該合成信號之一頻道響應； 延伸該接收向量； 延伸該頻道響應； 利用該延伸頻道響應，頻道等化該接收向量，藉以產生一擴展 向量；以及 解擴展該擴展向量，藉以產生該等信號之資料。 2. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中，在各個延伸接 收向量中，兩連續取樣間之一時間間隔係晶片期間。 3. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中，在各個延伸接 收向量中，兩連續取樣間之一時間間隔係一部分晶片期間。 4. 如申請專利範圍第1項所述之方法，更包括： 基於該預測頻道響應及雜訊功率，計算一循環矩陣之一第一 行； 在一快速傅立葉轉換（FFT)域中，分解一接收向量循環矩陣； 在一快速傅立葉轉換（FFT)域中，分解一頻道響應循環矩陣； 重建產生一延伸信號向量之該接收信號向量； 計算該合成擴展信號向量；以及 解擴展該合成擴展信號。 33 5· —種用於延伸演算法資料估算器之基地台，其包含一通信 接收器，其中，該通信接收器係包括： 一天線，藉以接收射頻（RF)信號； 一取樣裝置，耦接至該天線，藉以產生一晶片速率接收向量； 一頻道預測裝置，耦接至該取樣裝置，藉以決定該晶片速率接 收向量之一頻道脈衝響應；以及 一單使用者偵測器（SUD)，耦接至該取樣裝置及該頻道預測 裝置，該單使用者偵測器（SUD)係利用一延伸演算法，其係延 伸該晶片速率接收向量及該頻道脈衝響應，藉以預測一資料向量。 6·如申請專利範圍第5項所述之基地台，其中，該單使用者 偵測器（SUD)係包括： 一頻道等化器，該頻道等化器係利用該頻道脈衝響應，藉以決 定一擴展向量；以及 一解擴展器，耦接至該頻道等化器，該解擴展器係解擴展該擴 展向量，藉以預測該資料向量。 7· —種無線傳輸/接收單元（WTRU)，包含一通信接收器， 其中，該通信接收器係包括： 一天線，藉以接收射頻（RF)信號； 一取樣裝置，耦接至該天線，藉以產生一晶片速率接收向量； 一頻道預測裝置，耦接至該取樣裝置，藉以決定該晶片速率接 收向量之一頻道脈衝響應；以及 一單使用者偵測器（SUD)，耦接至該取樣裝置及該頻道預測 34 li507ll 裝置，該單使用者偵測器（SUD)係利用一延伸演算法，其係延 伸該晶片速率接收向量及該頻道脈衝響應，藉以預測一資料向量。 8. 如申請專利範圍第7項所述之無線傳輸/接收單元 (WTRU)，其中，該單使用者偵測器（SUD)係包括： 一頻道等化器，該頻道等化器係利用該頻道脈衝響應，藉以決 定一擴展向量；以及 一解擴展器，耦接至該頻道等化器，該解擴展器係解擴展該擴 展向量，藉以預測該資料向量。 · 9. 一種用於延伸演算法資料估算器之基地台，其包含一通信 接收器，其中，該通信接收器係包括： 一天線，藉以接收射頻（RF)信號； 一取樣裝置，耦接至該天線，該取樣裝置係利用一 Μ倍晶片 速率取樣該等接收射頻（RF )信號，藉以產生Μ個接收向量序列； 一頻道預測裝置，耦接至該取樣裝置，藉以決定各個接收向量 之一頻道脈衝響應；以及 · 一單使用者偵測器（SUD)，耦接至該取樣裝置及該頻道預測 裝置，該單使用者偵測器（SUD)係利用一延伸演算法，其係延 伸該接收向量及該頻道脈衝響應，藉以預測一資料向量。 10. 如申請專利範圍第9項所述之基地台，其中，該單使用者 偵測器（SUD)係包括I 一頻道等化器，該頻道等化器係利用該頻道脈衝響應，藉以決 定一擴展向量；以及 35

   丨1遇細賴: 一解擴展器，耦接至該頻道等化器，該解擴展器係解擴展該擴 展向量，藉以利用該等接收信號之傳輸碼，預測該資料向量。 11· 一種無線傳輸/接收單元（WTRU)，具有一通信接收器， 其中，該通信接收器係包括： 一天線，藉以接收射頻（RF)信號； 一取樣裝置，耦接至該天線，該取樣裝置係利用一 Μ倍晶片 速率取樣該等接收射頻（RF )信號，藉以產生Μ個接收向量序列； 一頻道預測裝置，耦接至該取樣裝置，藉以決定各個接收向量 φ 之一頻道脈衝響應；以及 一單使用者偵測器（SUD)，耦接至該取樣裝置及該頻道預測 裝置，該單使用者偵測器（SUD)係利用一延伸演算法，其係延 伸該晶片速率接收向量及該頻道脈衝響應，藉以預測一資料向量。 12. 如申請專利範圍第11項所述之無線傳輸/接收單元 (WTRU)，其中，該單使用者偵測器（SUD)係包括： 一頻道等化器，該頻道等化器係利用該頻道脈衝響應，藉以決 φ 定一擴展向量；以及 一解擴展器，耦接至該頻道等化器，該解擴展器彳系解擴展該擴 展向量，藉以利用該等接收信號之傳輸碼，預測該資料向量。 13. —種單使用者偵測器（SUD)，其包括： (Α)—頻道等化級，其中，一合成擴展信號係利用一最低均方 差（MMSE)等化器預測；以及 (Β)—解擴展級，藉以預測該單使用者偵測器（SUD)偵測之 36 1250731 X 符號序列。 14· 一種用於延伸演算法資料估算器之通信系統，其包括： 基地台；以及 —無線傳輸/接收單元（WTRU)，藉以與該基地台進行通信， 其中’該無線傳輸/接收單元（WTRU)係包括： 一天線，藉以接收射頻（RF)信號； 一取樣裝置，耦接至該天線，藉以產生一晶片速率接收向 量； 一頻道預測裝置，耦接至該取樣裝置，藉以決定該晶片速 率接收向量之一頻道脈衝響應；以及 一單使用者偵測器（SUD)，耦接至該取樣裝置及該頻道預 測裝置’該單使用者偵測器（SUD)係利用一延伸演算法預測一 資料向量。 15·如申請專利範圍第14項所述之通信系統，其中，該單使用 者偵測器（SUD)係包括： 一頻道等化器，該頻道等化器係利用該頻道脈衝響應，藉以決 定一擴展向量；以及 一解擴展器，耦接至該頻道等化器，該解擴展器係解擴展該擴 展向量’藉以利用該等接收信號之傳輸碼，預測該資料向量。 16·—種用於延伸演算法資料估算器之通信系統，其包括： 一無線傳輸/接收單元（WTRU);以及 一基地台，藉以與該無線傳輸/接收單元（WTRU )進行通信， 37

   其中，該基地台係包括： 一天線，藉以接收射頻（RF)信號； 一^取樣裝置，鍋接至該天線’錯以產生一^晶片速率接收向 · 里， 一頻道預測裝置，耦接至該取樣裝置，藉以決定該晶片速 率接收向量之一頻道脈衝響應；以及 一單使用者偵測器（SUD)，耦接至該取樣裝置及該頻道預 測裝置，該單使用者偵測器（SUD)係利用一延伸演算法預測一 資料向量。 17. 如申請專利範圍第16項所述之通信系統，其中，該單使用 者偵測器（SUD)係包括： 一頻道等化器，該頻道等化器係利用該頻道脈衝響應，藉以決 定一擴展向量；以及 一解擴展器，耦接至該頻道等化器，該解擴展器係解擴展該擴 展向量，藉以利用該等接收信號之傳輸碼，預測該資料向量。 18. —種在一無線通信系統中利用超取樣以執行一延伸演算法 (EA)之方法，該方法係包括下列步驟： (A) 該無線通信系統係在一第一輸入接收一信號E(1 以及，在 一第二輸入接收一頻道脈衝響應h(1); (B) 在該接收信號E(1)之尾部塡零，直到延伸序列之長度達到 Lm長度，以及，將塡零後之延伸序列表示爲印⑴； (C) 在該頻道脈衝響應h(1)之尾部塡零，直到延伸序列之長度 38 1250731 達到Lm長度，並且，將塡零後之延伸序列表示爲; — (D)在該接收信號E(1)之延伸序列lE(1)上，執行一離散傅立葉 轉換（DFT)或快速傅立葉轉換（FFT)，藉以得到一傅立葉序列 F (rE(1))； (E) 在該頻道脈衝響應h(1 >之延伸序列出上，執行一離散傅立 葉轉換（DFT)或快速傅立葉轉換（FFT)，藉以得到一傅立葉序 列F(出）； (F) 共轭該傅立葉序列F ( )，藉以得到一共軛序列F (也广；· 以及 (G) 相乘該傅立葉序列F (ΐΕ(1))及該共轭序列F (出）+，藉以 得到F (rE(1)) T (出）#，其中，對於Μ個取樣序列而言，第二 取樣序列至第Μ取樣序列係重覆執行步驟（Β)至步驟（G)，藉 以得到 F (rE(m)) .F (nm) *，其中，m = 2，…，Μ。 19. 如申請專利範圍第18項所述之方法，其中，步驟（B)至 步驟（G)得到之所有該等Μ個取樣序列結果係逐項相加，藉以 · 得到： 工上！ F (rE(m)) .F (知）*，其中，m=；l，…，Μ。 20. 如申請專利範圍第19項所述之方法，更包括： (Η)利用延伸頻道響應序列m，...，，產生一頻道關連向量 g，其中，該頻道關連向量ρΣη^Ι g(m); (I)在該頻道關連向量匕上，執行一離散傅立葉轉換（DFT) 或快速傅立葉轉換（FFT)，藉以得到一傅立葉序列F (g); 39 (J) 將步驟（G)之結果逐項除以步驟（I)之結果’藉以得到： (γε(π1)) .F (u,) */F (g)； (K) 在步驟（J)之結果上，執行一反向離散傅立葉轉換（DFT) 或反向快速傅立葉轉換（FFT)，藉以得到一反向傅立葉序列F一1 (ΣΑ F (£E(m)) .F (Urn) (g));以及 (L) 解擴展步驟（K)之結果，藉以得到該等預測資料符號2。 21.無線通信系統，利用超取樣以執行一延伸演算法 (ΕΑ)，該無線通信系統係包括： (Α)—在一第一輸入接收一信號r(13，以及，在一第二輸入接收 一頻道脈衝響應&(1)之裝置； (B) —在該接收信號r(1)之尾部塡零，直到延伸序列之長度達 到Lm長度，以及，將塡零後之延伸序列表示爲&(1)之裝置； (C) 一在該頻道脈衝響應h(1)之尾部塡零，直到延伸序列之長 度達到Lm長度，並且，將塡零後之延伸序列表示爲ϋι之裝置； (D) —在該接收信號Ε (1)之延伸序列Ιε⑴上，執行一離散傅立 葉轉換（DFT)或快速傅立葉轉換（FFT)，藉以得到一傅立葉序 列F (&(1))之裝置； (Ε)—在該頻道脈衝響應ii⑴之延伸序列Hi上，執行一離散傅 立葉轉換（DFT)或快速傅立葉轉換（FFT)，藉以得到一傅立葉 序列F (出）之裝置； (F) —共軛該傅立葉序列F (m )，藉以得到一共軛序列F (¾ ) #之裝置；以及 乳 ϋ· 2 4 1250731 ^ _ (G) —相乘該傅立葉序列F ( Ιε (1 >)及該共軛序列F ( m ) #，藉 ， 以得到F (Ee(1))(出）$之裝置，其中，對於Μ個取樣序列而 言，第二取樣序列至第Μ取樣序列係重覆執行步驟（Β)至步驟 (G)，藉以得到 F (EE(m)) .F (^) *，其中，m = 2，…，Μ。 22. 如申請專利範圍第21項所述之無線通信系統，其中，所有 該等Μ個取樣序列結果係逐項相加，藉以得到： (!E(m)) .F (知）*，其中，m=：l，…，Μ。 23. 如申請專利範圍第21項所述之無線通信系統，更包括： (H) —利用延伸頻道響應序列m，...，Mm，產生一頻道關連向 量&之裝置，其中，該頻道關連向量g=Xn^ g(m); (I) 一在該頻道關連向量&上，執行一離散傅立葉轉換（DFT) 或快速傅立葉轉換（FFT )，藉以得到一傅立葉序列F ( g )之裝置； (J) 一將步驟（G)之結果逐項除以步驟（I)之結果，藉以得 到： Σηϊ! F (&(，.F (^) */F (g)之裝置； (K) 一在步驟（J)之結果上，執行一反向離散傅立葉轉換(DFT) 或反向快速傅立葉轉換（FFT)，藉以得到一反向傅立葉序列F-1 (Σ„^ F (【E(m)) .F (um) */F (g))之裝置；以及 (L) 一解擴展步驟（K)之結果，藉以得到該等預測資料符號2 之裝置。 41