KR20070118250A

KR20070118250A - 채널 추정을 이용한 다중 캐리어 시스템 내 심볼 타이밍수정

Info

Publication number: KR20070118250A
Application number: KR1020077023252A
Authority: KR
Inventors: 보얀 브르첼리; 아쇼크 만트라바디; 푸윈 링; 키란 무카빌리
Original assignee: 퀄컴 인코포레이티드
Priority date: 2005-03-10
Filing date: 2006-03-10
Publication date: 2007-12-14
Also published as: EP1856868B1; RU2007137486A; CN102176707A; CN102176707B; WO2006099088A3; US8428001B2; US20060227812A1; CN101164308A; ATE434893T1; WO2006099088A2; KR100939941B1; CN101164308B; TW200704046A; DE602006007446D1; BRPI0609270A2; KR20090019919A; JP2008533846A; CA2600437A1; KR101119069B1; EP1856868A2

Abstract

다중 캐리어 시스템에서 타이밍 수정을 결정 및 적용하는 시스템 및 방법이 제공된다. 채널 추정을 생성하기 위해 심볼 정렬이 먼저 수행된다. 이와 같이 생성된 채널 추정과 함께 타이밍 정렬 정보는 장래 심볼에 인가될 타이밍 수정을 결정하기 위해 차례로 사용된다.

타이밍 수정, 통신 시스템, 채널 추정, 심볼, 서브셋

Description

채널 추정을 이용한 다중 캐리어 시스템 내 심볼 타이밍 수정{SYMBOL TIMING CORRECTIONS IN A MULTI CARRIER SYSTEM BY USING THE CHANNEL ESTIMATION}

관련 출원에 대한 상호 참조

본 발명은 본 명세서에 참고 문헌으로서 전체적으로 포함된 명칭 "무선 통신내 채널 추정과 타임 트래킹 알고리즘 사이의 상호 작용", 2005년 3월 10일 출원, 미국 가특허 출원 제 60/660,905 호의 우선권을 향유한다.

배경

Ⅰ. 분야

본 기술은 일반적으로 통신 시스템 및 방법에 관한 것이고, 보다 상세하게는, 무선 네트워크 내 파일럿 심볼에 걸쳐 채널 추정에 적용되는 타이밍 수정을 수행하는 시스템 및 방법에 관한 것이다.

Ⅱ. 배경

OFDM (Orthogonal Frequency-Division Multiplexing) 은 상이한 주파수에서 신호가 여러 협대역 채널로 분할되는 디지털 변조의 방법이다. 때때로, 이들 채널은 부대역 또는 부반송파라 칭해진다. 본 기술은 주파수 내에서 서로 근접한 채널 간의 간섭을 최소화하는 연구시에 먼저 고려된다. 일부 사항에서, OFDM은 종래의 FDM (Frequency-Division Multiplexing) 과 유사하다. 신호가 변조 및 복조되는 방법에서 차이점이 존재한다. 일반적으로, 데이터 스트림을 포함하는 채널 및 심볼 중에서, 간섭 또는 혼선을 최소화하는 것에 우선권이 주어진다.

일 영역에서, OFDM은 유럽 디지털 오디오 방송 서비스 (European digital audio broadcast services) 에도 사용되어 왔다. 본 기술은 디지털 텔레비전에 적합하고, 종래의 전화선을 통해 고속 디지털 데이터 송신을 얻는 방법으로 여겨진다. 이것은 무선 로컬 영역 네트워크에서도 사용된다. OFDM은 무선파를 통해 많은 양의 디지털 데이터를 송신하는 FDM 변조 기술로서 고려될 수 있으며, OFDM은 무선 신호를 작은 다중의 부신호들 또는 부반송파로 분할함으로써 동작하고, 상기 다중 부신호들 또는 부반송파는 상이한 주파수들에서 수신기로 동시에 송신된다. OFDM 기술의 한 가지 유익한 점은 신호 송신의 혼선량을 감소시키는 것이며, 802.11a WLAN, 802.16, 및 WiMAX 기술과 같은 현재의 규격은 다양한 OFDM 양태를 이용한다. OFDM 기반 무선 시스템의 다른 예는 FLO (Forward Link Only) 이다. FLO는 OFDM 기술을 이용하여 모바일 수신기들로 실시간 오디오 및 비디오 신호를 효율적으로 브로드캐스팅하도록 개발된 무선 시스템이다.

FLO와 같은 무선 통신 시스템이 모바일 환경에서 동작하도록 설계되며, 모바일 환경에서, 상당한 에너지를 갖는 채널 탭들의 수, 경로 이득, 및 경로 지연에 관한 채널 특징이 시간 주기를 통해 상당히 변할 것으로 예상된다. OFDM 시스템에서, 수신기 내 타이밍 동기화 블록은, FFT 윈도 내에 캡처링된 에너지를 최대화하기 위해 OFDM 심볼 경계를 적절하게 선택함으로써 채널 프로파일의 변화에 응답한다. 이러한 타이밍 수정이 발생할 때, 채널 추정 알고리즘은 타이밍 수정 을 고려하는 한편, 주어진 OFDM 심볼을 복조하는데 사용되는 채널 추정을 계산하는 것이 중요하다. 일부 구현에서, 채널 추정은 또한, 장래 심볼에 적용될 필요가 있는 심볼 경계에 타이밍 조정을 결정하도록 사용되므로, 이미 도입되어진 타이밍 수정들과 장래 심볼을 위해 결정될 타이밍 수정 사이에 미세한 상호 작용이 있게 된다. 더욱이, 채널 추정이 보다 양호한 노이즈 평균을 갖고, 또 보다 긴 채널 지연 확산을 결정하도록 하기 위해 채널 추정 블록이 다중 OFDM 심볼로부터 파일럿 관찰을 프로세싱하는 것은 일반적이다. 채널 추정을 생성하기 위해 다중 OFDM 심볼로부터의 파일럿 관찰이 함께 프로세싱될 때, 하부 OFDM 심볼이 심볼 타이밍에 대하여 정렬되는 것이 중요하다. 이러한 정렬이 없다면, 오류있는 채널 추정이 생성되어, 무선 수신기의 적절한 작동을 보증할 수 없다.

요약

다음 설명은 실시 형태의 일부 양태의 기초적인 이해를 제공하기 위해 다양한 실시 형태의 간략화된 요약을 제시한다. 이 요약은 광범위한 개념이 아니다. 핵심/중요한 구성요소를 확인하거나 본 명세서에 개시될 실시 형태의 범위를 서술하려는 의도는 아니다. 그 한가지 목적은, 이후 제시되는 보다 상세한 설명에 대한 서문으로서 간략화된 양식으로 일부 개념을 제시하는 것이다.

다중 심볼이 무선 수신기에 의해 프로세싱될 때 무선 네트워크 내 멀티 캐리어 시스템을 위한 타이밍 수정이 결정된다. 여러 심볼들에 걸친 파일럿 관찰로부터 얻어진 채널 추정에 타이밍 수정이 적용된다. 일반적으로, 이들 심볼들의 각각은 관심있는 심볼에 걸친 상이한 타이밍 수정으로 인해 잠재적으로 상이한 FFT 윈도를 이용하고 있을 수 있다. 샘플링 클록의 포텐셜 드리프트와 주어진 송신기로부터 신호를 수신하는 동안 동적 채널 상태인 수신기의 이동성을 고려하여 신호 타이밍 오프셋이 적용된다.

실시 형태에서, 심볼 서브셋 내의 심볼들 (예를 들어, 3개의 심볼) 이 그 자신에 대해 먼저 시간으로 정렬된다. 이 초기 정렬로부터 얻어지고 결정된 타이밍 정보로부터, 수신된 심볼의 복조 프로세스 동안 후속 심볼 정렬 또는 조정이 발생한다. 예를 들어, 현재 심볼을 복조하는 동안, 타이밍 변경과 수정이 선행 또는 후속 심볼에 적용될 수 있다. 따라서, 새롭게 결정된 타임이 각각의 심볼에 적용되는 일부 경우, 및 심볼들 사이의 타이밍 차를 고려하여 이전 타이밍이 적용되는 다른 경우에, 상이한 타임 베이스가 연속적으로 결정된다. 일 양태에서, 다중 캐리어 시스템에 대해 타이밍 수정 방법이 제공된다. 이것은 심볼들 사이의 타이밍 차를 고려하기 위하여 심볼 서브셋으로부터 서로에 대하여 2 이상의 심볼을 정렬하는 단계를 포함한다. 이후, 프로세스는 심볼 서브셋의 하나 이상의 심볼들에 대한 타이밍을 동기화하기 위해 심볼들 사이의 타이밍 차를 이용한다.

상술된 목적 및 관련된 목적을 달성하기 위해, 일정한 설명적인 실시 형태가 다음의 설명 및 첨부된 도면과 연결하여 본 명세서에 기술된다. 이들 양태는 이들 모두가 커버되도록 의도되고 실시 형태가 실행될 수도 있는 다양한 방법을 나타낸다.

도면의 간단한 설명

도 1은 무선 통신 네트워크 및 심볼 타이밍 수정을 수행하는 수신기를 도시 하는 개략적인 블록도이다.

도 2 및 도 3은 무선 통신 네트워크에 대한 예시적인 타이밍 양태와 수정을 도시한다.

도 4는 무선 수신기에 대한 예시적인 시간 수정 고려를 도시한다.

도 5는 예시적인 데이터 경계 패턴을 도시한다.

도 6 내지 도 9는 타이밍 수정 프로세스에 대한 예시적인 시뮬레이션 데이터를 도시한다.

도 10은 무선 시스템에 대한 예시적인 타이밍 수정 프로세스를 도시한다.

도 11은 무선 시스템에 대한 예시적인 네트워크 계층을 도시하는 다이어그램이다.

도 12는 무선 시스템에 대한 예시적인 사용자 디바이스를 도시하는 다이어그램이다.

도 13은 무선 시스템에 대한 예시적인 기지국을 도시하는 다이어그램이다.

도 14는 무선 시스템에 대한 예시적인 트랜시버를 도시하는 다이어그램이다.

상세한 설명

FLO (Forward Link Only) 네트워크에서 타이밍 수정을 결정하는 시스템 및 방법이 제공된다. 일 양태에서, 다중 반송파 시스템에 대한 타이밍 수정 방법이 제공된다. 이것은 심볼들 사이의 타이밍 차를 고려하기 위해 심볼 서브셋으로부터 2 이상의 심볼을 각각에 대해 정렬하는 단계를 포함한다. 이후, 프로세스는 심볼 서브셋의 하나 이상의 심볼에 타이밍을 동기화시키기 위해 심볼들 사이 의 타이밍 오프셋을 이용한다. 일 예에서, 채널 추정 블록과 관련될 수 있는 타임 필터링 모듈에서 타이밍 동기화가 수행될 수 있다.

본 출원에서 사용된 바와 같이, 용어 "컴포넌트", "네트워크", "시스템", "모듈" 등은 컴퓨터 관련 엔터티, 하드웨어, 하드웨어 및 소프트웨어의 조합, 소프트웨어, 또는 실행 중인 소프트웨어 중 어느 하나를 칭하도록 의도된다. 예를 들어, 컴포넌트는 프로세서 상에서 실행되는 프로세스, 프로세서, 오브젝트, 익스큐터블 (executable), 익스큐션의 스레드 (thread of execution), 프로그램, 및/또는 컴퓨터일 수도 있지만, 이것으로 제한되지 않는다. 설명을 위하여, 통신 디바이스 상에서 실행하는 애플리케이션과 디바이스는 둘 다 컴포넌트일 수 있다. 익스큐션의 프로세스 및/또는 스레드 내에 하나 이상의 컴포넌트가 상주할 수도 있고 컴포넌트는 하나의 컴퓨터 상에 국부화될 수도 있고/또는 2 이상의 컴퓨터 사이에 분배될 수도 있다. 또한, 이들 컴포넌트는 컴퓨터 판독가능 매체에 저장된 다양한 데이터 구조를 갖는 다양한 컴퓨터 판독가능 매체로부터 실행할 수 있다. 컴포넌트는 하나 이상의 데이터 패킷 (예를 들어, 로컬 시스템, 분배 시스템 내에서, 및/또는 인터넷과 같은 유선 또는 무선 네트워크를 통해 다른 컴포넌트와 상호 작용하는 하나의 컴포넌트로부터의 데이터) 을 갖는 신호에 따라 로컬 및/또는 원격 프로세스를 통해 통신할 수도 있다.

도 1은 타이밍 수정을 수행하는 무선 네트워크 시스템 (100) 을 도시한다. 시스템 (100) 은 무선 네트워크를 통해 하나 이상의 수신기 (120) 로 통신하는 하나 이상의 송신기 (110) 를 포함한다. 수신기 (120) 는 셀 폰, 컴퓨터, 개인 보조기, 휴대 장치, 또는 랩탑 장치 등과 같은 사실상 임의의 유형의 통신 디바이스를 포함할 수 있다. 수신기 (120) 의 일부는 상이한 심볼 타이밍으로 샘플링될 수도 있는 하나 이상의 심볼을 갖는 심볼 서브셋(130) 을 디코딩하는데 이용되므로, 수신기는 심볼들 사이의 타이밍 불일치를 해결하기 위해 정렬 컴포넌트 (140) 를 이용한다. 수신기 (120) 에서 채널 추정에 적용된 타이밍 수정은 여러 심볼 (130) 에 걸친 파일럿 관찰로부터 얻어진다.

통상적으로, 심볼 (130) 의 각각은 관심있는 심볼에 걸친 상이한 타이밍 수정으로 인한 상이한 FFT (Fast Fourier Transform) 윈도를 잠재적으로 이용하고 있을 수 있다. 따라서, 샘플링 클록에서의 포텐셜 드리프트 (potential drifts) 로 인해 타이밍 오프셋이 발생할 수도 있고, 하나 이상의 송신기 (110) 의 주어진 세트로부터 신호를 수신하는 동안 수신기 (120) 의 이동성으로 인해 채널 다이나믹스가 일어날 수도 있다. 도시된 바와 같이, 정렬 컴포넌트 (140) 는 채널 추정 블록 (160) 과 함께 동작하는 타임 필터 모듈 (150) 과 연관될 수도 있다. 심볼 서브셋 (130) 은 통상적으로, 멀티미디어 데이터 이송을 위한 FLO 프로토콜을 이용하는 OFDM 네트워크에서 송신된다. 채널 추정은 일반적으로 주파수 도메인과, 각각의 OFDM 심볼에 삽입된 균일하게 이격된 파일럿 톤을 기초한다. 특정 구현에서, 파일럿은 8 반송파 떨어져 이격되고, 파일럿 반송파의 수는 512 (12.5%의 오버헤드) 로 설정된다.

일 양태에서, 송신된 심볼들 내에 배치된 FDM (Frequency Domain Multiplexed) 파일럿이 채널 추정을 위해 이용될 때, 다중 캐리어 통신 시스템 (100) 이 고려된다. 이 시스템에서, FDM 파일럿 스태거링으로, (보다 긴 채널 추정을 얻는) 전파 채널에 대한 보다 많은 정보를 끌어내기 위해 수 개의 연속적으로 수신된 심볼 (130) 이 사용될 수 있다. 일 예에서, 이것은 정렬 컴포넌트 (140) 를 통해 채널 추정 블록 (160) 의 타임 필터링 모듈 (150) 에서 수행될 수 있다. 타이밍 수정이 이 프로세스와 동시에 수행될 수 있기 때문에, 정렬 컴포넌트는, 130에서 몇몇 이웃하는 심볼들에 걸쳐 발생할 수도 있는 상이한 OFDM 심볼 타이밍을 타임 필터링 모듈 (150) 내부에서 고려하는 것을 용이하게 한다. 또한, 이 타임 수정 프로세스는 채널 추정과 타임 동기화 블록 사이의 상호 작용 문제를 어드레싱한다. 일 양태에서, 무선 수신기에 대한 타임 수정 컴포넌트가 제공된다. 이것은 OFDM 브로드캐스트에서 심볼 서브셋을 수신하는 수단 (예를 들어, 120) 과, 심볼 서브셋을 필터링하는 수단 (예를 들어, 150) 을 포함할 수 있다. 또한, 이것은 서브셋 내에 심볼을 정렬하는 수단과 심볼 서브셋의 현재의 복조를 고려하여 하나의 심볼을 정렬하는 수단 (예를 들어, 140) 을 포함할 수 있다.

일 실시형태에서, 심볼 서브셋 (130) 내의 심볼은 먼저 서로에 대해 시간으로 정렬된다. 예를 들어, 3개의 심볼이 채널 추정용으로 사용되고, 후속하여 타이밍 오프셋 결정용으로 사용된다면, 3개의 심볼들 사이의 차에 대한 조정이 결정된다. 초기 정렬로부터 얻어지고 결정된 정보로부터, 후속 심볼 정렬 또는 조정이 현재 심볼 복조로부터 상이한 심볼 타이밍에서 샘플링될 수도 있는 수신된 심볼의 복조 프로세스 동안 발생한다. 예를 들어, 서브셋의 제 4 심볼일 수도 있는 현재 심볼을 복조하는 동안, 정렬 컴포넌트 (140) 에 의해 타이밍이 변경되어 예를 들어 서브셋의 두 번째 심볼과 같이 진행하는 또는 후속하는 심볼로 수정이 적용될 수 있다. 따라서, 새롭게 결정된 타이밍 오프셋이 각각의 심볼에 적용되는 일부 경우와, 심볼들 (130) 사이의 타이밍 차를 고려하여 이전의 타이밍이 인가되는 다른 경우에 상이한 타이밍이 연속적으로 결정된다. 심볼 타이밍 수정은 복수의 조합으로 발생할 수 있음을 주목한다. 예를 들어, 3개의 심볼이 사용되는 경우, 하나의 심볼 타임이 서브셋 (130) 내의 다른 2개의 심볼 구성 요소를 고려하여 홀딩되거나 조정될 때 8개의 상이한 조합의 조정이 발생하는 것이 가능하다. 예를 들어, 제 2 심볼은 제 1 심볼 타임과 제 3 심볼 타임을 고려하여 수정된 그 타이밍을 가질 수도 있다. 다른 예로, 심볼 1은 심볼 2 및 심볼 3 등을 고려하여 조정될 수도 있다. 이해하는 바와 같이, 상이하게 넘버링된 심볼 서브셋 (130) 과 타이밍 수정이 사용될 수도 있다.

다중 반송파 시스템 내 타이밍 동기화는 OFDM 심볼 복조용으로 사용된 FFT 샘플링 윈도의 수정 위치를 결정하는 단계를 포함한다. 송신기와 수신기 사이의 대응하는 채널은 각각의 심볼의 초기에 임베딩된 사이클릭 프리픽스의 길이보다 짧은 지연 확산을 특징으로 하고 원하지 않는 양태의 심볼간 간섭 (ISI) 을 피하는 것이 가능하다는 것을 가정한다. 이것은, 데이터의 입력 스트림으로부터 수정 타이밍 위치를 리커버하기 위해 수신기의 성능에 부수할 수도 있다. FFT 윈도 배치 (심볼 샘플링이라고도 칭함) 를 위한 최적의 위치는 사이클릭 프리픽스 후 제 1 샘플부터 시작된다. OFDM 시스템에서, 타이밍 동기화에 대한 정보는 채널 추 정으로부터 끌어낼 수 있다. 수정 샘플링 위치에 대한 몇 가지 예비 지식을 이용하여, 파일럿 톤의 도움으로 이들을 얻을 수 있다. 채널 추정을 위해 사용된 FFT 윈도의 위치에 있어서의 임의의 오프셋이 추정의 적절한 시프트를 초래한다는 관찰은 채널 추정-보조 동기화의 선택의 동기가 된다. 따라서, 이 시프트를 추정하는 것은 일반적으로 샘플링 오프셋을 추정하는 것과 상응한다. 많은 OFDM 시스템에서, 타이밍 동기화 블록은 이전 데이터 심볼로부터 얻어진 채널 추정을 이용하여 이상적인 샘플링 위치로부터 드리프트를 계산하고 이 오프셋을 도달하는 OFDM 심볼에 적용한다.

프로세스 채널을 2배의 사이클릭 프리픽스 이상의 길이까지 허용하는 방식으로 채널 추정 시스템 (100) 이 설계될 수 있다. 이것은 파일럿 스태거링에 의해 달성될 수 있다. 일 양태는 보다 긴 채널 추정을 계산하기 위해 적어도 3개의 연속적인 OFDM 심볼로부터의 채널 관찰을 조합하는 수신기 (120) 에서 소위 비 인과적 타임 필터를 포함하는데, 이는 복조를 위해 사용된다. 동기화 유닛이, 다음 OFDM 심볼을 샘플링할 때 제로가 아닌 오프셋이 적용되는 것을 나타낸다면, (채널 추정이 제로로 정렬되지 않기 때문에) 2개의 이전 채널 관찰에 대응하는 채널 관찰이 정렬되지 않는다. 따라서, 이들 3개의 관찰의 조합은 왜곡된 결과를 생성할 수도 있다. 교정법은, 현재의 것으로 정렬된 그것들을 유지하도록 타이밍 오프셋이 영이 아닐 때 적절한 변형을 2개의 이전 채널 추정에 적용하는 것이다.

다음은 하기되는 보다 상세한 관찰을 위해 몇 가지 서론의 수학적 논의를 제 공한다. 주파수 도메인에서 k번째 수신된 OFDM 심볼을 다음과 같이 기재할 수 있다.

여기서,

·P는 파일럿 반송파의 수이고, D는 수신기에 의해 가정된 채널 탭의 수이다.

·벡터 (Y,H,w) 는 길이 (P) 이고, 노이즈 (w) 는 변수 (N₀) 를 갖는 화이트 복소 가우시안이다.

·매트릭스 (W_P _,D) 는 정규화되지 않은 DFT 매트릭스

의 P×D 서브 매트릭스이며,

여기서, N은 부반송파의 총 수이다.

·벡터 h(k) 는 길이 (D) 이고

가 되도록 정규화된다.

여기서, E_P는 수신된 파일럿 에너지이다. 상기 정의로, 주파수 도메인 내의 각각의 반송파에서 채널 값이

을 만족한다는 것을 쉽게 이해한다.

식 (1) 로부터, 채널 탭의 수 (

) 인 것이 분명하다. 그러나, 통상 적으로, 보다 긴 채널은 a) 수정된 에너지를 최대화하기 위해 보다 긴 채널 추정을 제공하고 FFT 윈도를 포지셔닝하는 동안 - 정밀한 타이밍 동기화; 및 b) 채널이 사이클릭 프리픽스 보다 큰 지연 확산을 가질 때 시나리오를 다루는 것을 원한다. 보다 긴 채널 추정을 생성하기 위해, 일 양태는 연속적인 OFDM 심볼에 걸친 주파수에서 파일럿을 스태거링하는 것으로, 즉, 파일럿 반송파 인덱스들이 연속적인 OFDM 심볼로 변경된다. 간략함을 위해, 2개의 심볼 스태거링 패턴: 예를 들어, 96 가드 반송파를 갖는 하나의 예시적인 FLO 시스템에 대해, 파일럿 반송파 인덱스들은 짝수 심볼들 중 {50,58,...,4042} 와 홀수 심볼들 중 {54,62,...,4046} 을 가정할 수 있다. 보다 일반적으로, 불균일하게 이격된 파일럿 반송파가 짝수 심볼들 중에서

형태인 경우, 이들은 홀수 심볼에서

이다.

이러한 스태거링으로, 적어도 2개의 이웃하는 OFDM 심볼로부터 파일럿 관찰을 이용하여 길이 2P 까지 추정이 수신될 수 있다. 특히, 2P 타임 도메인 탭을 갖는 채널 (및 n₀=2로 설정) 을 가정한다. 따라서,

한편,

따라서, 짝수 및 홀수 심볼의 파일럿 관찰은

와 같이 기재할 수 있다.

여기서,

이고 "actual" 및 "excess"는

와

에 대응하는 탭을 칭한다.

식 (2) 의 관찰로부터 채널의 추정을 결정하기 위해, 하나의 단계는 최소 자승 기준을 이용한다:

상기 추정은 실제 (actual) 및 초과 (excess) 컴포넌트를 포함한다. 전체 2P 탭 채널 추정을 얻기 위해 한 가지 가능한 방법은:

이다.

그러나, 이것은 보다 통상적인 오퍼레이션의 특별한 경우로, (OFDM 심볼 마다 얻어진) 식 3의 시간 영역 추정이 다중 OFDM 심볼에 걸쳐 평균된다. 이것은 채널 추정의 타임-필터링 단계이다. 타임-필터링은 각각의 시간 영역 탭에 대해 개별적으로 수행될 수 있고, 임의의 OFDM 심볼 m (홀수 또는 짝수) 에서 탭 (l) 의 결과 추정을 다음과 같이 기재할 수 있다.

여기서, N_f 및 N_b는 각각 비 인과적 및 인과적 탭의 수이다. 스태거링으로 인해, 주파수 영역에서 파일럿을 필터링하는 것이 가능하지 않아, 타임-필터링이 시간 영역에서 수행될 수도 있음을 주목한다. 다른 말로, 최소-자승 추정의 차수 및 타임 필터링은 상호 교환될 수 없다. 필터 계수 {α_n} 은 현재 심볼 이외의 심볼로부터 부가적인 파일럿 에너지 수집으로 인한 이득 (파일럿 노이즈의 감소) 과 심볼들에 걸친 채널 변화로 인한 손실 (시간 변화 노이즈의 감소) 사이의 트레이드 오프를 제공한다. 더욱이, 상기 설명된 바와 같이, 식 (3) 의 추정이 초과 지연 컴포넌트로부터의 분배를 포함하기 때문에, 마찬가지로 이 분배를 억제하기 위해 타임-필터 계수가 사용될 수 있다. 몇몇 심볼들로부터의 채널 추정 의 타임 필터링에 앞서, 채널 추정이 시간으로 정렬되는 것을 확실하게 하는 것이 중요하다. 다음의 논의는 타임 필터링에 앞서 몇몇 심볼들로부터 수집된 채널 추정을 위한 이러한 타이밍 정렬을 결정하여 수행하는 수단의 예를 제공한다.

도 2 내지 도 3은 타이밍 수정이 OFDM 시스템에서 어떻게 수행될 수 있는지 다양한 예를 제공한다. 실제 합성 채널은 시간 영역의 M 탭으로 제한되는데, 즉,

이다.

또한, 다음에서, 볼드체 활자는 매트릭스 및 벡터들을 나타낸다. 심볼

는 K×K DFT 매트릭스를 나타내고

는 사이즈 K인 단위 매트릭스를 나타낸다. H(z) 가 (1) 에 정의된 채널 전이 함수라면, 그 k번째 DFT 계수를 나타내기 위해

를 이용하고

, 다음과 같이 정의된다.

K=4096인 경우, 계수 (2) 는 반송파 톤의 주파수 영역 채널 이득에 대응한다. 통상적으로, 푸리에 변환의 크기, 문맥에서 K는 항상 식별된다.

다음의 설명에서, 채널 관찰 시 위치가 잘못된 심볼 샘플링의 효과를 고려한다. 이러한 효과를 연구하기 위해, 타이밍 정렬은 완전하지만 채널은 길이 M = N = 8P = 4096 (여기서 N의 부반송파의 수, P는 파일럿의 수이다) 일 때, 인터레이스 (α; 0≤α≤7) 파일럿에 기초하여 채널 관찰을 유도한다. 이것은 다음 식 을 가져온다.

파일럿 인터레이스 (α) 상의 채널 값을 고려하면 다음 식을 가져온다 (

).

괄호의 합은 r번째 앨리어스 빈 (alias bin) 내의 채널 응답의 P-포인트 DFT를 나타냄을 주목한다. 도 2를 참조하면, 다이어그램 (200) 은 길이 N=4096의 채널에 대한 8개의 앨리어스 빈을 나타낸다. (3) 에서 2개의 위산 수정 항은 순차적으로 (a) 제로가 아닌 인터레이스의 고려, 및 (b) 앨리어스 항이 되는 채널 탭 보다 적은 관찰이다. 단지 싱글 인터레이스를 고려하면, 이 앨리어싱으로 인해, 길이 M > P 의 채널을 식별하는 것이 가능하지 않다는 것이 (3) 으로부터 명백하다. 이 사실은 파일럿 스태거링 기술에 대한 동기가 된다. 1의 상이한 값에 대해 식 (3) 을 수정하여,

으로 매트릭스 대등성이 제공된다.

한가지 결론은 형태 (4) 의 각각의 채널 관찰은, 적절한 위상 수정으로, 제로번째 앨리어스 빈에 포함된 채널 샘플뿐만 아니라, 모든 앨리어스 빈으로부터의 콘텐트의 중첩을 구성한다. 다음은 상기와 같이 유사한 개념으로, n이 관찰이 수집되는 곳에서의 타임 인터레이스를 나타내고 아래 문자는 대응하는 인터레이스를 나타낼 때, (4) 의 왼편의 벡터를

으로 나타낸다.

일 경우, 타이밍 동기가 완전하다고 가정되어, 채널 추정 내에 드리프트가 없다. 다른 말로, 도 2의 210에 도시된 바와 같이, 도 2의 200에서 추정된 채널 임펄스 응답은 위치 (0) 에서 포지셔닝된 h(0) 로 시작한다. 최대 지연 확산이 1024개 샘플에 대응한다는 가정을 상기하면, 채널 관찰

은 앨리어스 빈 0과 1만으로 구성된다는 결과가 가능하다. 따라서, 이 이상적인 경우에, 다음을 가져온다.

으로 인스턴스 (n) 에서 채널의 제 1 P 탭의 벡터를 나타내고

으로 제 2 P 탭을 나타내어, (5) 의 우측편은

가 된다. 따라서 길이 2P의 채널은 파일럿이 인터레이스 (2 및 6) 을 점유할 때, 2개의 연속적인 관찰로부터 다음과 같이 추정될 수 있다.

, 및

보다 양호한 노이즈 평균을 위해 오로지 3개의 연속적인 관찰에 걸쳐 연장된 이 오퍼레이션은 채널 추정 블록에서 오퍼레이팅하는 소위 비 인과적 타임 필터에서 구현된다. 다음으로, 이들 관찰과 이와 같은 채널 추정이 타이밍 동기화 에러에 의해 어떻게 작용 받는지 설명된다.

타임 n에서 채널 추정

는 관찰

, 및

로부터 계산된다.

를 기본으로하여, DMTT (Data Mode Time Tracking) 유닛은 다음 OFDM 심볼에 대한 정확한 샘플링 위치를 계산한다. 타이밍 동기화의 결과는 샘플링 포지션이 변경될 필요가 있음을 암시한다는 것을 고려한다. 이전 채널 관찰을 얻기 위해 부정확한 샘플링이 사용된다는 것을 내포한다. 다음으로, 결과 장애를 설명한다.

도 2의 220에서, 잘못된 FFT 윈도 위치를 야기하는 2개의 가능한 타이밍 에러가 도시된다. 230에서의 윈도 위치 1은 초기 샘플링 (early sampling) 이라고도 칭해지고 지연 채널 추정에 이른다 (240에 도시). 이 경우 총 3개의 연속적인 앨리어스 빈은 채널 탭을 포함하는데, 이는 변경된 채널 관찰에 반영된다는 것을 주목한다.

유사하게, 후기 샘플링 (250에서 윈도 위치 2) 의 경우, 진보된 채널 추정이 관찰된다. 샘플 -x로부터 시작하여 2P-x로 종료하는 것을 가정한다. 그러나, OFDM 시스템의 사이클릭 프리픽스의 삽입은 리니어 (linear) 를 써큘러 (circular) 콘볼루션으로 변환하기 때문에, 등가 채널 추정이 260에 도시된다. 다시, 3개의 원형의 연속적인 앨리어스 빈이 점유된다: 빈 7, 0, 및 1. 이제, 대응하는 채널 관찰은 다음과 같다.

타임 트랙킹 유닛은 장래의 심볼에 대한 샘플링 인스턴스를 수정하게 되지만, 채널 추정 타임 필터의 단절없는 성능을 보증하기 위해, 이전 채널 관찰의 왜곡은 되지 않는다.

채널 추정에 의해 수행된 오퍼레이션의 시퀀스와 DMTT 블록이 도 3의 300에 도시된다. 심볼 (n) 을 수신하는 동안, 심볼 (n-3, n-2, 및 n-1) 로부터 채널 관찰이 준비되고 채널 추정 h(n-2) 이 계산된다. 이 포인트에서, 복조 블록은 심볼 (n-2) 의 오퍼레이팅을 시작할 수 있다. 동시에, DMTT 유닛은 h(n-2) 를 관찰하고, 타이밍 동기화를 위한 알고리즘에 기초하여, 다음 심볼 (n+1) 에 대한 우측 샘플링 위치를 추정한다.

바로 이때 제로가 아닌 샘플링 오프셋이 검출되는데, 즉, 심볼 (n+1) 에 샘플링 수정이 적용되는 것을 가정한다(다이어그램 300 참조). 이 신호는 2개의 다른 오퍼레이션: 현재 채널 추정의 사이클릭 회전과 이전 채널 관찰의 수정을 트리거링한다. 보편성을 잃지 않고, DMTT에 의해 포지티브 오프셋 (x) 이 검출되었는데, 즉, 바로 지나간 심볼의 샘플링이 개시된다. 이것은 도 2의 240에 대응한다. 적용된 타이밍 수정은, 심볼 (n-2, n-1, 및 n) 으로부터 파일럿 관찰을 이용하는 (심볼 n-1) 에 대한 채널 추정의 계산에 영향을 미치지 않는다는 것을 주목한다. 따라서, 심볼 (n-1) 로부터 복조 데이터에 변경을 적용할 필요가 없다. 다음 OFDM 심볼 동안, 채널 관찰 y(n-1), y(n), 및 y(n+1) 은 h(n) 을 계산하는데 사용된다. y(n+1) 은 최근의 타이밍으로 얻어지는 한편, y(n-1) 및 y(n) 는 대개 손상된다. 그러나, 심볼 (n) 에 대해 계산된 채널 추정 h(n) 은 n번째 심볼을 샘플링하는데 사용된 타이밍 윈도를 매칭한다. 이것이 미완료라면, n번째 심볼에 의해 경험된 채널 이득과 n번째 OFDM 심볼의 데이터를 디코딩하기 위해 생성된 채널 추정 h(n) 사이의 미스매치가 된다. 따라서, y(n-1) 과 y(n) 의 심볼 타이밍을 매칭하여 h(n) 을 생성하기 위해 y(n+1) 에 적절한 수정을 적용한다.

다음 OFDM 심볼 동안, 채널 관찰 y(n), y(n+1), 및 y(n+2) 은 y(n+1) 로부터 데이터를 변조하기 위해 채널 추정 h(n+1) 을 생성하는데 이용된다. y(n+1) 부터 시작하여 새로운 타이밍이 적용되어, y(n+1) 과 y(n+2) 가 동일한 타이밍으로 도달하는 한편 y(n) 은 상이한 타이밍에 도달한다는 것을 주목한다. y(n+1) 을 변조하기 위해 채널 추정 h(n+1) 이 생성되기 때문에, h(n+1) 이 y(n+1) 용으로 사용된 타이밍을 지니는 것이 보증된다. 따라서, h(n+1) 및 h(n+2) 의 타이밍을 매치하여 h(n+1) 을 생성하도록 y(n) 에 타이밍 수정을 적용한다. 이 방식에서, 다음 채널 드리프트가 DMTT 유닛으로 하여금 반응하게 할 때까지, h(n+2) 로부터의 채널 추정은 제로로 정렬된다. OFDM 심볼의 상대적 초기 및 후기 샘플링과 연관된 오퍼레이션에 따라 적용될 타이밍 수정의 성질이 다음에 제시된다.

원하는 형태로 되돌아간 변형이 다음 매트릭스로 주어진다 (α는 다음에서 파일럿 인터레이스를 나타낸다).

초기 샘플링 수정 :

(8)

후기 샘플링 수정 :

(9)

의 x개 샘플에 의한 초기 샘플링 수정은

의 x개 샘플의 사이클릭 라이트 시프트를 먼저 수행함으로써 쉽게 구현된 후, (넘쳐나는) 제 1 x개 샘플에

를 곱한다. 유사하게, x개 샘플에 의한

상의 후기 샘플링 수정은

상에서 x개 샘플들의 사이클릭 레프트 시프트를 먼저 수행하는 단계 후, (넘쳐나는) 후기 x개 샘플들을

로 곱함으로써 구현될 수 있다.

상수 복소 곱셈이 뒤따르는 단순한 사이클릭 시프트에 대한 이들 변환량이 일부 샘플에 적용된다. 오퍼레이팅의 시퀀스는 다음과 같이 요약된다:

1. OFDM 심볼 (n+1) 동안 DMTT 유닛에 의해 제공된 오프셋이 x>0인 경우,

·다음 OFDM 심볼, n+2의 샘플링을 x개 샘플만큼 후기에 시작한다.

·심볼 n+1에 대한 채널 추정 h(n+1) 을 얻기 위해, y(n+2) 로부터 x개 샘플만큼 오른쪽으로 장래의 채널 관찰을 주기적으로 시프트하고 상기 식 (8) 에 주어진 바와 같이 초기 샘플링 수정을 적용한다.

·심볼 n+2에 대한 채널 추정 h(n+2) 을 얻기 위해, x개 샘플만큼 왼쪽으로 이전의 채널 관찰 y(n+1) 을 주기적으로 시프트하고, 상기 식 (9) 에 주어진 바와 같이 후기 샘플링 수정을 적용한다.

2. 그렇지 않고, DMTT 유닛에 의해 제공된 오프셋이 x>0인 경우,

·다음 OFDM 심볼, n+2의 샘플링을 x개 샘플만큼 초기에 시작한다.

·심볼 n+1에 대한 채널 추정 h(n+1) 을 얻기 위해, y(n+2) 로부터 x개 샘플만큼 왼쪽으로 장래의 채널 관찰을 주기적으로 시프트하고 상기 식 (9) 에 주어진 바와 같이 후기 샘플링 수정을 적용한다.

·심볼 n+2에 대한 채널 추정 h(n+2) 을 얻기 위해, x개 샘플만큼 오른쪽으로 이전의 채널 관찰 y(n+1) 을 주기적으로 시프트하고, 상기 식 (8) 에 주어진 바와 같이 초기 샘플링 수정을 적용한다.

상기 논의는 하나의 비 인과적 탭을 갖는 비 인과적 타임 필터의 예를 이용하여 실행되지만, 논의된 기술은 매우 일반적인 범위이고 임의의 길이의 타임 필터에 광범위하게 적용되는 것이 용이함을 주목한다. 상기 예에서, 또한, 하나의 심볼만이 동기화되어 있지 않아, 다른 심볼들과 정렬될 필요가 있음을 가정할 수 있다. 보다 일반적인 경우, 채널 추정 알고리즘에 의해 프로세싱된 모든 심볼들은 상이한 심볼 타이밍으로 도달한다. 이후, 초기 샘플링 및 후기 샘플링 수정의 상기 개념은 대응하는 타이밍 오프셋에 의해 주어진 논의로 각각의 심볼에 적용된다. 특히, 프로세싱용으로 사용된 채널 관찰의 타이밍이 디코딩될 OFDM 심볼에 대한 샘플들을 생성하는데 사용된 타이밍을 매칭하는 것은 확실해진다.

상기 오퍼레이팅 세트의 종료시, 시간 영역 채널 추정의 타임 필터링 가능하게 하도록 채널 추정이 모두 시간으로 정렬된다. 초과 지연 확산이 없고 (아래 논의 참고), P 탭에 대해 채널을 잘랐다고 가정하면, 채널 추정의 손실이 분석될 수 있다.

도 4는 예시적인 시간 수정 고려 (400) 를 도시한다. 410에서, 시간 수정은 송신된 심볼에 대한 초과 지연 확산이 거의 없거나 아예 없다는 관점에서 고려된다. 주어진 계수 {α_n} 의 세트로, 완전한 채널 추정으로부터의 SNR 손실이 다음 식으로 주어질 수 있다:

샘플링 (D=P) 및 E_d는 데이터 심볼 에너지를 나타낸다고 가정할 수 있다. 파라미터 (r 및

) 는 타임-필터 계수와 심볼들에 걸친 채널의 변화와 관련된다:

및

여기서, R (n) 은, OFDM 심볼 인터벌 T_s로 일반화된 독립 변수로, 각각의 채널 탭의 상관 함수이다. 도플러 주파수 f_d를 갖는 Jakes 모델에 대해,

이다.

SNR_eff는 도플러 (Doppler) 로 인한 ICI의 효과를 포함하고 다음과 같이 실제 SNR과 관련된다:

주어진 도플러 스펙트럼에 대해

가 정확하게 유도된다. Jakes 스펙트럼에 대해, 다음과 같이 엄격한 상부 경계가 주어진다.

여기서, T_FFT는 (사이클릭 프리픽스를 포함하지 않는) FFT 기간이다.

도 4의 420으로 진행하여, 비 인과적 필터 선택이 고려된다. 채널 추정의 인과적 FIR 타임 필터링 (N_f=0) 의 전위 및 성능이 상세하게 연구되었다. Robust MMSE 접근과 일반화된 선형 회귀 기술을 이용하여 필터 탭이 최적화 되었다. 그러나, 분석적인 트래이드오프와 시뮬레이션 결과는, 현재의 목표로 될 (120 km/hr 까지의) 전체 속도의 범위와 스펙트럼 효율 (<2 bps/Hz) 에 대해, 타임 필터링 없이 "적당한" 이득을 얻는 것이 가능하지 않을 수도 있다는 것을 보여준다. 이들 결과는 인과적 필터를 이용하여 한계에 포인팅된다.

비 인과적 필터가 제공된다면, 개선된 트래이드오프가 만들어질 수 있다. 하나 이상의 비 인과적 탭을 이용하는 것은 버퍼링 요구에 대한 금지일 수도 있으므로, 하나의 비 인과적 탭이 바람직할 수도 있지만 하나 이상이 사용될 수 있다. 간략함을 위해, 타임 필터를 위한 총 3개의 탭을 주고, 하나의 과거 심볼이 이용된다. 정적 채널에서 공평한 추정을 얻기 위해,

라는 하나의 제한이 있다.

더욱이, 타임에 대한 채널 상관의 대칭에 의해, 과거 및 미래의 OFDM 심볼, α_-1=α₁ 에 대해 실질적으로 동일한 가중이 적용된다. 일들 제약하에서, 비 인과적 필터 계수의 선택은 하나의 파라미터 - 센트럴 탭 α₀의 선택을 감소시킨다. 상기 식 (4) 을 이용하여, α₀은 정적 손실과 고속 손실 사이의 트래이드 오프를 제공하기 위해 변할 수 있다. 도 5를 간단히 참고하면, 20dB의 오퍼레이팅 SNR에서, 식 (4) 를 이용하여, 4 탭 MMSE 필터 대 3 탭 비 인과적 필터의 트래이드오프가 차트 (500) 를 통해 비교된다. 비 인과적 필터에서, 관심 영역은 타임 필터링이 없는 것에 해당하는 (3,3) 부터 3개의 심볼에 대해 동일한 가중을 갖는 것과 대응하는 (1.25, 1.4) 로 내려오는 선이다. 도 3으로부터, 비 인과적 필터는 고속에서 타임 변화에 대해 견고하고 인과적 MMSE 필터보다 양호한 트래이드오프를 제공하는 것을 보여준다. 더욱이, 비인과적 필터의 모든 3 탭을 (1/3 에) 동일하게 하는 것이 가장 양호할 수도 있는데, 정적 채널에서의 손실을 최소화하고 이 손실이 고속 채널에서 거의 동일하기 때문이다. 그러나, 탭 가중 (α₀) 의 선택시 초과 지연 확산의 효과 : 채널 내 초과 지연 확산에 대한 견고함을 고려해야한다.

도 4의 430으로 되돌아가면, 초과 지연 고려가 도시된다. 주파수 영역에서 채널은 매 OFDM 심볼 마다 512 파일럿에서 임계적으로 샘플링되기 때문에, 시간 영역 탭은 제 1 (512) 탭으로 512 앨리어스를 초과한다. 따라서, 초과 지연 확산의 존재시, 관찰된 l번째 시간 영역 채널 탭은 (인터레이스 2 내의 동일한 k와 파일럿에 대해) 다음과 같이 기재될 수 있다.

더욱이, 파일럿이 연속적인 OFDM 심볼에 걸쳐 4개의 반송파들에 의해 스태거링될 때, 미래 및 과거의 OFDM 심볼의 관찰 채널을 다음과 같이 기재할 수 있다.

따라서, 비 인과적 필터로, 완벽한 채널 추정이 된다.

정적 채널의 경우, 실제 (actual) 및 초과 (excess) 채널은 k에 독립이고, 필터 출력은

를 단순화한다.

관찰된 채널에 대한 초과 지연 분배를 제거하고 실제 채널만 추정하는 것이 바람직하다. 이것은 1/3 대신 1/2 로 α₀를 설정함으로써 달성될 수 있다. 다른 논점은 비인과적 필터가 초과 채널의 타임 변화를 다루는 방법이다. 그러나, 초과 채널 변화는 3개의 심볼에 걸쳐 선형적으로 근사화되는데, 탭의 임의의 대칭적 선택은 초과 채널에와 마찬가지로 타임 변화를 제거하는 것이 명백하다. 상기 논의로부터, 비 인과적 탭에 대한 {0.25, 0.5, 0.25} 의 선택은 실제 채널의 타임 변화, 초과 지연 채널 탭의 랩 어라운드 (wrap-around), 및 이들 초과 탭의 임의의 타임 변화를 제거한다. 동일한 탭 대신 이들 탭의 선택에서 하나의 논점은 1.25 dB 내지 3.38 dB에서의 정적 손실의 증가이고, 이는 상당히 극소의 값이다. 그러므로, 3개의 탭 필터는 다음 섹션에서 코딩된 패킷 에러를 생성하기 위해 계수 {0.25, 0.5, 0.25} 를 가지고 채택된다.

도 4의 440으로 진행하여, 데이터 대 파일럿 에너지 비를 최적화하기 위한 에너지 고려가 논의된다. 이전의 논의는 데이터 심볼 에너지가 파일럿 심볼 에너지와 대략 동일하다고 가정한다. 총 파일럿 + 데이터 에너지가 고정된다는 제약 하에서, 보다 낮은 데이터 심볼 SNR (보다 높은 데이터 노이즈) 을 희생하여, 증가된 파일럿 심볼 에너지는 보다 양호한 채널 추정 (보다 낮은 파일럿 노이즈) 에 이른다. 이후, 트래이드오프를 최적화하는 비가 선택된다. 정적 채널에서, 트레이드 오프는 분해적으로 최적화될 수 있고 에너지 비가 최적화되지 않을 경우의 개선은 다음과 같다.

괄호안의 항은 데이터 대 파일럿 에너지가 최적화된 후의 정적 손실이다. 비 인과적 필터에서, 이 개선은 약 0.16 dB와 같다.

도 6 내지 도 9은 타이밍 수정 프로세스에 대한 예시적인 시뮬레이션을 도시한다. 레이트 1/2 코딩을 갖는 QPSK/16 QAM (따라서, 1 bps/Hz 및 2 bps/Hz의 스펙트럼 효율) 과 저속/고속 채널에 대한 시뮬레이션 결과가 제시된다. 저속 에서, 주요 클러스터 아래 제 2 클러스터 5 dB과 40 ㎲의 지연에서 반복된 ATSC 채널 모델이 고려된다. ATSC 채널 모델은 본질적으로 정지된 강한 반사성의 컴포넌트를 가지며 채널의 레일리 (Rayleigh) 컴포넌트는 20 km/hr의 속도로 페이딩하는 것으로 가정된다. 고속에서, 40 ㎲의 동일한 클러스터 지연과 5 dB의 전력 차로 반복된 PEDB 프로파일이 사용된다. "PEDB" 채널 내 모든 경로는 120 km/hr의 속도에서 레일리 페이딩이다. 결과적으로, 96개의 가드 반송파가 있음이 가정될 수 있고, 주파수 영역 내삽법은 가드 파일럿에서의 채널값이 가장 가깝게 송신된 파일럿에서의 채널값과 동일하다고 가정한다.

도 6 내지 도 9의 결과는 OFDM 심볼 내의 채널 변화로 인한 ICI의 효과를 포함한다. LLR 계산에 사용되는 노이즈 변화 추정에 ICI가 포함된다. 실제 노이즈 변화 추정 알고리즘이 사용된다. 부가적으로, 임계치 기술은 0.1의 임계치로 파일럿 노이즈를 약화시키는데 사용된다. 임계치는 시간 영역의 타임 필터링 오퍼레이션 이후 실행된다.

도 6 및 도 7은 ATSC 프로파일을 갖는 슬로우 페이딩 채널의 QPSK 및 16QAM 변조의 수행을 나타낸다. 3개 탭 비 인과적 필터는 타임 필터링이 없는 경우와 비교하여 약 1.6 dB의 이득을 야기한다는 것을 이해할 수 있는데, 두 경우 모두 슬로우 페이딩 채널이다. 고속에서 수행의 결과인 도 8과 도 9는, 타임 변화 에러에 견고한 채널 추정을 위해 비 인과적 필터가 채널 판독의 타임 변화를 확실하게 상쇄시킨다는 것을 확인한다. 비 인과적 필터의 견고성은 고속 시나리오에서 (예를 들어 견고한 MMSE와 같은) 인과적 필터의 성능과 비교될 때 더욱 현저하 다. 도 9는 약 195Hz의 도플러에 대응하는 300km/hr의 속도에서 반복된 pedB 채널 프로파일을 통한 QPSK 레이트 1/2 코드의 성능을 도시한다.

도 10은 무선 시스템에 대한 타이밍 수정 프로세스 (1000) 를 도시한다. 한편, 설명의 간략함을 위해, 방법론이 일련의 동작으로 또는 복수의 동작으로 도시되어 설명되는데, 본 명세서에 설명된 프로세스는 동작의 순서로 제한되지 않고, 일부 동작은 본 명세서에 도시되어 설명된 다른 동작과 다른 순서로 및/또는 동시에 발생할 수도 있음을 이해한다. 예를 들어, 당업자는 방법론은, 상태도에서와 같이 일련의 상호 관련된 상태 또는 이벤트로서 다른 방식으로 제시될 수 있음을 이해한다. 더욱이, 설명된 모든 동작은 본 명세서에 개시된 주제 방법론에 따라 방법론을 구현할 것이 요구되지 않을 수도 있다.

단계 1010으로 진행하여, 무선 수신기에 의해 심볼 서브셋이 수신된다. 단계 1020에서, 수신된 심볼 서브셋 내의 심볼은 타이밍 수정을 위해 이용된 서브셋의 각각의 심볼에 대한 타임으로 수정된다. 단계 1020에서 심볼들 간의 초기 정렬 이후, 후속하는 심볼 정렬 또는 조정이 단계 1030에서 결정되는데, 여기서 새로운 타이밍 패턴과 기존의 타이밍 패턴이 결정된다. 단계 1040에서, 그리고 무선 수신기에서 수신된 심볼의 복조 프로세스 동안, 하나의 심볼을 수정하기 위해 새로운 타이밍 패턴과 기존의 타이밍 패턴이 적용되는 한편, 다른 타임 고려에 따라 현재 심볼이 복조된다. 상기 기록에 따라, 채널 추정 블록의 타임 필터 모듈의 컨텍스트 내에서 심볼에 대한 타임 동기화를 수행하기 위해 필터 탭의 서브셋이 선택될 수도 있다. 따라서, 전술된 바와 같이 서브셋내 n 번째 심볼일 수도 있는 현재 심볼을 복조하는 동안 (n은 정수), 예를 들어, 서브셋의 후속하는 심볼 또는 진행에 동시에 적용할 수 있다. 새롭게 결정된 타임이 각각의 심볼에 적용되는 일부 경우와, 하나의 심볼과 서브셋의 나머지 구성 요소 사이의 타이밍 차이를 고려하여 이전 타이밍이 적용되는 경우에, 새로운 타이밍 패턴 또는 기존의 타이밍 패턴이 결정될 수 있다.

도 11은 무선 시스템에 대한 예시적인 네트워크 층 (1100) 을 도시한다. FLO (Forward Link Only) 공중 인터페이스 프로토콜 기준 모델이 도 11에 도시된다. 일반적으로, FLO 공중 인터페이스 사양은 층 1 (물리층) 과 층 2 (데이터 링크 층) 을 갖는 OSI6에 대응하는 프로토콜과 서비스를 커버한다. 데이터 링크 층은 두 개의 하부 층, 즉, MAC (Medium ACcess) 하위층과, 스트림 하위층으로 더 세부적으로 분할된다. 상부 층은, 제어 정보의 포맷팅과 콘텐트와 함께, 멀티미디어 콘텐트의 압축, 멀티미디어에 대한 액세스 제어를 포함할 수 있다.

FLO 공중 인터페이스 사양은 일반적으로, 다양한 애플리케이션과 서비스를 지원하는 설계의 유연성을 허용하기 위해 상부층을 특정하지 않는다. 이들 층은 컨텍스트를 제공하기 위해 도시된다. 스트림 층은, 상위 층 패킷을 각각의 로지컬 채널에 대한 스트림에 바인딩하여, 하나의 로지컬 채널로 흘러 들어가는 3개의 상위 층까지 멀티플렉싱하는 것과, 패킷화와 잔여 에러 취급 기능을 제공하는 것을 포함한다. MAC (Medium Access Control) 층의 특징은 물리층에 대한 액세스를 제어하는 것, 로지컬 채널과 물리 채널 사이에 매핑을 수행하는 것, 물리 채널을 통한 송신을 위해 로지컬 채널을 멀티플렉싱하는 것, 모바일 디바이스에서 로 지컬 채널을 디멀티플렉싱하는것, 및/또는 QOS (Quality Of Service) 요구를 실행하는 것을 포함한다. 물리층의 특징은 포워드 링크를 위한 채널 구조를 제공하는 단계와, 주파수, 변조를 정의하는 단계, 및 요구를 인코딩하는 단계를 포함한다.

일반적으로, FLO 기술은 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 을 이용하는데, 이는 또한, DAB (Digital Audio Broadcating) 7, DVB-T (Terrestrial Digital Video Broadcasting) 8, 및 ISDB-T (Terrestrial Integrated Services Digital Broadcating) 에 의해 사용된다. 일반적으로, OFDM 기술은 높은 스펙트럼 효과를 달성하는 한편, 큰 셀 SFN의 이동성 요구를 효율적으로 충적할 수 있다. 또한, OFDM은 적절한 길이의 사이클릭 프리픽스; (데이터 심볼의 최종 부분의 사본인) 심볼의 앞부분에 부가된 가드 인터벌을 가지고 다중 송신기로부터의 긴 지연을 취급하여 직교성과 인터-캐리어 간섭을 약화시킬 수 있다. 이 인터벌의 길이가 최대 채널 지연보다 길다면, 이전 심볼의 반사가 제거되고 직교성이 보존된다.

도 12는 본 명세서에 제시된 하나 이상의 양태에 따라 무선 통신 환경에 이용된 사용자 디바이스 (1200) 를 도시한다. 사용자 디바이스 (1200) 는 예를 들어, 수신 안테나 (미도시) 로부터 수신하여 수신된 신호 상에서 일반적인 동작 (예를 들어, 필터링, 증폭, 다운 컨버트 등) 을 수행하고 샘플을 얻기 위해 컨디셔닝된 신호를 디지털화하는 수신기 (1202) 를 포함한다. 수신기 (1202) 는 비선형 수신기이다. 타이밍 동기화와 채널 추정을 위해 프로세서 (1206) 가 제공된 다. FLO 채널 컴포넌트 (1210) 는 상술된 바와 같이 FLO 신호들을 프로세싱하도록 제공된다. 프로세서 (1206) 는 수신기 (1202) 에 의해 수신된 정보 분석 전용 프로세서일 수 있다. 사용자 디바이스 (1200) 는, 프로세서 (1206) 에 동작적으로 커플링되고 정보와 본 명세서에 기재된 실시 형태에 관련된 지시들을 저장하는 메모리 (1208) 를 부가적으로 포함할 수 있다.

본 명세서에 기재된 데이터 저장 (예를 들어, 메모리) 컴포넌트는 휘발성 메모리 또는 비휘발성 메모리 중 어느 하나일 수 있고, 또는 휘발성 및 비휘발성 메모리 둘 다를 포함할 수 있다. 비휘발성 메모리는 ROM (Read Only Memory), PROM (Programmable ROM), EPROM (Electrically Programmable ROM), EEPROM (Electrically erasable ROM) 을 포함할 수 있는데, 이는 설명을 위한 것일 뿐 이것으로 제한되지 않는다. 휘발성 메모리는 외부 캐시 메모리로서 역할하는 RAM (Random Access Memory) 을 포함할 수 있다. RAM은 SRAM (Synchronous RAM), DRAM (Dynamic RAM), SDRAM (Synchronous DRAM), DDR SDRAM (Double Data Rate SDRAM), ESDRAM (Enhanced SDRAM), SLDRAM (Synchlink DRAM), 및 DRRAM (Direct Rambus RAM) 과 같이 많은 형태에서 이용 가능한데, 이는 설명을 위한 것일 뿐 이것으로 제한되지 않는다. 서브젝트 시스템과 방법의 메모리 (1208) 는 이들 메모리 및 임의의 다른 적절한 유형의 메모리를 포함하도록 의도되는데, 이것으로 제한되는 것은 아니다. 사용자 디바이스 (1200) 는 프로세싱 FLO 데이터에 대한 배경 모니터 (1214) 를 더 포함한다.

도 13은 복수의 수신 안테나 (1306) 을 통해 하나 이상의 사용자 디바이스 (1304) 로부터 신호(들)을 수신하는 수신기 (1310) 를 갖는 기지국 (1302) 과, 송신 안테나 (1308) 를 통해 하나 이상의 사용자 디바이스 (1304) 로 송신하는 송신기 (1324) 를 포함하는 예시적인 시스템 (1300) 을 도시한다. 수신기 (1310) 는 수신 안테나 (1306) 로부터 정보를 수신하여 수신된 정보를 복조하는 복조기 (1312) 와 동작적으로 연관될 수 있다. 상술된 프로세서와 유사한 프로세서 (1314) 에 의해 복조 심볼이 분석되고, 프로세서 (1314) 는 사용자 랭크에 관련된 정보, 사용자 랭크에 관련된 룩업 테이블, 및/또는 본 명세서에 제시된 다양한 동작과 기능을 수행하는데 관련된 임의의 다른 적절한 정보를 저장하는 메모리 (1316) 에 커플링된다. 프로세서 (1314) 는 FLO 정보를 하나 이상의 개별적인 사용자 디바이스 (1304) 로 용이하게 보내게 하는 FLO 채널 (1318) 컴포넌트에 더 접속된다.

변조기 (1322) 는 송신 안테나 (1308) 를 통해 사용자 디바이스 (1304) 로 송신기 (1324) 에 의해 송신하기 위한 신호를 멀티플렉싱할 수 있다. FLO 채널 컴포넌트 (1318) 는 사용자 디바이스 (1304) 와 통신하기 위해 주어진 송신 스트림에 대해 업데이트된 데이터 스트림과 관련된 신호에 정보를 부가할 수 있는데, 이는, 새로운 최적의 채널이 식별되고 승인되는 지시 (indication) 를 제공하기 위해 사용자 디바이스 (1304) 로 송신될 수 있다. 이 방식에서, 기지국 (1302) 는 비선형 수신기와 결합된 FLO 정보를 제공하고 디코딩 프로토콜을 이용하는 사용자 디바이스 (1304) 와 상호작용할 수 있다.

도 14는 예시적인 무선 통신 시스템 (1400) 을 도시한다. 무선 통신 시 스템 (1400) 은 간략함을 위해 하나의 기지국와 하나의 단말기를 도시한다. 그러나, 시스템은 하나 이상의 기지국 및/또는 하나 이상의 단말기를 포함할 수 있고, 여기서 부가적인 기지국 및/또는 단말기는 하기된 예시적인 기지국과 단말기와 실질적으로 유사하거나 상이할 수 있음을 이해한다.

이제, 도 14를 참고하면, 다운링크 시, 액세스 포인트 (1405) 에서, 송신 (TX) 데이터 프로세서 (1410) 는 트래픽 데이터를 수신, 포맷, 코딩, 인터리빙, 및 변조 (또는 심볼 맵) 하고 변조 심볼 ("데이터 심볼") 을 제공한다. 심볼 변조기 (1415) 는 데이터 심볼과 파일럿 심볼을 수신하여 프로세싱하고 심볼의 스트림을 제공한다. 심볼 변조기 (1420) 은 데이터 및 파일럿 심볼을 멀티플렉싱하여 이들을 송신기 유닛 (TMTR;1420) 에 제공한다. 각각의 송신 심볼은 데이터 심볼, 파일럿 심볼, 또는 제로의 신호 값일 수도 있다. 파일럿 심볼은 FDM (Frequency Division Multiplexed), OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexed), TDM (Time Division Multiplexed), FDM (Frequency Division Multiplexed), 또는 CDM (Code Division Multiplexed) 일 수 있다.

TMTR (1420) 은 심볼의 스트림을 수신하여 하나 이상의 아날로그 신로들로 변환하고 아날로그 신호를 더 컨디셔닝 (예를 들어, 증폭, 필터링, 및 주파수 업 컨버팅) 하여 무선 채널을 통한 송신에 적합한 다운링크 신호를 생성한다. 이후, 다운링크 신호는 안테나 (1425) 를 통해 단말기로 송신된다. 단말기 (1430) 에서, 안테나 (1435) 는 다운링크 신호를 수신하고 수신된 신호를 수신기 유닛 (RCVR;1440) 에 제공한다. 수신기 유닛 (1440) 은 수신된 신호를 컨디셔 닝 (예를 들어, 필터링, 증폭, 및 주파수 다운 컨버팅) 하고, 컨디셔닝된 신호를 디지털화하여 샘플을 얻는다. 심볼 복조기 (1445) 는 채널 추정을 위해 수신된 심볼을 복조하여 프로세서 (1450) 으로 제공한다. 심볼 복조기 (1445) 는 프로세서 (1450) 로부터 다운링크를 위해 주파수 응답 추정을 더 수신하고, (송신된 데이터 심볼의 추정인) 데이터 심볼 추정을 얻기 위해 수신된 데이터 심볼 상에서 데이터 복조를 수행하고, 데이터 심볼 추정을 RX 데이터 프로세서 (1455) 에 제공하는데, 이는 송신된 트래픽 데이터를 복구하기 위해 데이터 심볼 추정을 복조 (즉, 심볼 디-매핑), 디인터리빙, 및 디코딩한다. 심볼 복조기 (1445) 및 RX 데이터 프로세서 (1455) 에 의한 프로세싱은, 액세스 포인트 (1405) 에서, 각각, 심볼 변조기 (1415) 및 TX 데이터 프로세서 (1410) 에 의한 프로세싱에 대해 상호 보완적이다.

업링크시, TX 데이터 프로세서 (1460) 은 트래픽 데이터를 프로세싱하고 데이터 심볼을 제공한다. 심볼 변조기 (1465) 는 데이터 심볼을 수신하여 파일럿 심볼들과 함께 멀티플렉싱하고, 변조를 수행하고, 심볼의 스트림을 제공한다. 이후, 송신기 유닛 (1470) 은 업링크 신호를 생성하기 위해 심볼의 스트림을 수신하여 프로세싱하는데, 이는 안테나 (1435) 에 의해 액세스 포인트 (1405) 로 송신된다.

액세스 포인트 (1405) 에서, 단말기 (1430) 으로부터의 업링크 신호는 안테나 (1425) 에 의해 수신되고 수신기 유닛 (1475) 에 의해 프로세싱되어 샘플들을 얻는다. 이후, 심볼 복조기 (1480) 는 샘플을 프로세싱하고 업링크를 위해 데 이터 심볼 추정과 수신된 파일럿 심볼들을 제공한다. RX 데이터 프로세서 (1485) 는 단말기 (1430) 에 의해 송신된 트래픽 데이터를 복구하기 위해 데이터 심볼 추정을 프로세싱한다. 프로세서 (1490) 는 업링크 상에서 송신하는 각각의 활성 단말기에 대한 채널 추정을 수행한다. 다중 단말기는, 파일럿 부대역 세트가 인터레이싱될 수도 있을 때, 파일럿 부대역의 그 각각 할당된 세트에 대해 업링크시 동시에 파일럿을 송신할 수도 있다.

프로세서들 (1490, 1450) 은 액세스 포인트 (1405) 와 단말기 (1430) 에서 각각 오퍼레이션을 디렉딩 (예를 들어, 제어, 코디네이트, 매니지 등) 한다. 각각의 프로세서들 (1490, 1450) 은 프로그램 코드와 데이터를 저장하는 메모리 유닛 (미도시) 과 연관될 수 있다. 또한, 프로세서 (1490, 1450) 는 업링크와 다운링크 각각에 대해 주파수 응답 추정과 임펄스 응답 추정을 유도하기 위한 계산을 수행할 수 있다.

다중 액세스 시스템 (예를 들어, FDMA, OFDMA, CDMA, TDMA 등) 에 대해, 다중 단말기는 업링크시 동시에 송신할 수 있다. 이러한 시스템에서, 파일럿 부대역은 상이한 단말기 사이에 공유될 수도 있다. 각각의 채널에 대한 파일럿 부대역은 전체 오퍼레이팅 대역 (대역 에지는 제외할 수도 있음) 을 스패닝하는 경우에 채널 추정 기술이 사용될 수도 있다. 이러한 파일럿 부대역 구조는 각각의 단말기에 대한 주파수 다양성을 얻기 위해 바람직하다. 본 명세서에 설명된 기술은 다양한 수단에 의해 구현될 수도 있다. 예를 들어, 이러한 기술은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 그 조함으로 구현될 수도 있다. 하드웨어 구현으로, 채널 추정용으로 사용된 프로세싱 유닛은 하나 이상의 ASIC (Application Specific Integrated Circuit), DSP (Digital Signal Processor), DSPD (Digital Signal Processing Device), PLD (Programmable Logic Device), FPGA (Field Programmable Gate Array), 프로세서, 제어기, 마이크로 제어기, 마이크로프로세서, 본 명세서에 설명된 기능을 수행하기 위해 설계된 다른 전자식 유닛, 또는 그 조합에서 구현될 수도 있다. 소프트웨어로, 본 명세서에 기재된 기능을 수행하는 모듈 (예를 들어, 절차, 기능 등) 을 통해 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서 (1490, 1450) 에 의해 실행될 수도 있다.

소프트웨어 구현을 위해, 본 명세서에 기재된 기술은 본 명세서에 기재된 기능을 수행하는 모듈 (예를 들어, 절차, 기능 등) 로 구현될 수도 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 실행될 수도 있다. 메모리 유닛은, 본 기술에서 공지된 다양한 수단을 통해 프로세서에 통신적으로 접속될 수 있는 경우, 프로세서 내부에서 또는 프로세서 외부에서 구현될 수도 있다.

상술된 것은 예시적인 실시 형태를 포함한다. 물론, 실시 형태를 설명하기 위해 모든 고안 가능한 컴포넌트 또는 방법론을 조함하여 기재하는 것은 불가능하므로, 당업자는 많은 조합과 치환이 더 가능함을 인식한다. 따라서, 이들 실시 형태는 이러한 모든 대안을 포함하도록 의도되고, 수정 및 변경은 첨부된 청구 범위의 정신과 범위 내에 있다. 더욱이, 용어 "포함하다 (includes)" 는 상세한 설명 또는 청구 범위 중 어느 하나에 사용되는 점에서, 이러한 용어는 용어 "포함하다 (comprising)"는 청구 범위 내에서 변천되는 단어로서 이용될 때 "포함하다 (comprising)"가 번역되는 것과 비슷한 방식으로 포함될 것을 의도한다.

Claims

심볼들 사이의 타이밍 차를 계산하기 위해 심볼 서브셋으로부터 서로에 대해 2 이상의 심볼의 심볼 타이밍을 정렬하는 단계; 및

상기 심볼 서브셋으로부터의 상기 심볼들에 기초하여 채널 추정을 얻는 단계를 포함하고, 하나 이상의 심볼들이 시간으로 정렬된, 통신 시스템을 위한 타이밍 수정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 서브셋 내의 상기 심볼 또는 상기 서브셋 외부의 심볼에 대한 타이밍 수정 정보를 생성하기 위해 상기 채널 추정을 이용하는, 통신 시스템을 위한 타이밍 수정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 서브셋으로부터의 상기 심볼 또는 상기 서브셋 외의 심볼들에 포함된 데이터를 복조하기 위해 상기 채널 추정을 이용하는, 통신 시스템을 위한 타이밍 수정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 심볼에 대한 후속 심볼 또는 이전 심볼에 대한 상기 타이밍을 수 정하면서 제 1 심볼에 대해 복조하는 단계를 더 포함하는, 통신 시스템을 위한 타이밍 수정 방법.
제 1 항에 있어서,

길이 2P의 채널 추정을 수행하는 단계를 더 포함하고,

여기서, P는 파일럿 반송파의 정수 개수인, 통신 시스템을 위한 타이밍 수정 방법.
제 5 항에 있어서,

타이밍 수정을 결정하기 위해 2 이상의 이웃하는 심볼로부터 파일럿 관찰을 이용하는 단계를 더 포함하는, 통신 시스템을 위한 타이밍 수정 방법.
제 1 항에 있어서,

데이터 복조용으로 사용된 채널 추정을 생성하기 위해 하나 이상의 타임 필터 탭들을 결정하고, 타이밍 수정을 결정하는 단계를 더 포함하는, 통신 시스템을 위한 타이밍 수정 방법.
제 1 항에 있어서,

채널 추정을 결정하기 위해 최소 자승 기준을 수행하는 단계를 더 포함하는, 통신 시스템을 위한 타이밍 수정 방법.
제 8 항에 있어서,

상기 채널 추정을 위해 실제 (actual) 컴포넌트 및 초과 (excess) 컴포넌트를 결정하는 단계를 더 포함하는, 통신 시스템을 위한 타이밍 수정 방법.
제 8 항에 있어서,

다중 심볼들에 걸쳐 시간 영역 채널 추정을 평균화하는 단계를 더 포함하는, 통신 시스템을 위한 타이밍 수정 방법.
제 1 항에 있어서,

채널 추정을 위해 하나 이상의 타임 필터 계수를 결정하는 단계를 더 포함하는, 통신 시스템을 위한 타이밍 수정 방법.
FLO (Forward Link Only) 네트워크 내에 수신된 심볼 서브셋을 프로세싱하기 위한 타임 필터 컴포넌트; 및

상기 심볼 서브셋 내의 심볼들 사이의 타이밍을 조정하고, 현재 심볼을 복조하는 동안 상기 서브셋 내의 다른 심볼 구성 요소들에 대하여 하나 이상의 심볼의 타이밍을 조정하기 위한 정렬 컴포넌트를 포함하는, 무선 수신기용 채널 추정 모듈.
제 12 항에 있어서,

채널 추정을 위해 신호 대 잡음 비를 결정하는 컴포넌트를 더 포함하는, 무선 수신기용 채널 추정 모듈.
제 12 항에 있어서,

심볼 에너지를 결정하는 컴포넌트를 더 포함하는, 무선 수신기용 채널 추정 모듈.
제 12 항에 있어서,

심볼들에 걸친 채널 변화와 타임 필터 계수에 관련된 파라미터들을 결정하는 컴포넌트를 더 포함하는, 무선 수신기용 채널 추정 모듈.
제 12 항에 있어서,

도플러 주파수를 결정하기 위한 컴포넌트를 더 포함하는, 무선 수신기용 채널 추정 모듈.
제 12 항에 있어서,

데이터 복조와 타이밍 수정을 위해 채널 추정을 생성하도록 하나 이상의 비 인과적 필터 (non-causal filter) 를 더 포함하는, 무선 수신기용 채널 추정 모듈.
제 12 항에 있어서,

초과 지연 확산을 결정하는 컴포넌트를 더 포함하는, 무선 수신기용 채널 추정 모듈.
제 12 항에 있어서,

채널 추정 데이터 복조 및 타이밍 수정을 생성하기 위해 세 개 이상의 시간 영역 필터 탭들을 더 포함하는, 무선 수신기용 채널 추정 모듈.
제 19 항에 있어서,

값{0.25, 0.5, 및 0.25 각각}으로 상기 탭들을 설정하는 것을 더 포함하는, 무선 수신기용 채널 추정 모듈.
제 12 항에 있어서,

데이터 대 파일럿 에너지 비 (data to pilot energy ratio) 를 최적화하기 위한 컴포넌트를 더 포함하는, 무선 수신기용 채널 추정 모듈.
제 12 항에 있어서,

상기 타임 필터 컴포넌트 또는 상기 정렬 컴포넌트를 실행하기 위한 기계 판독 가능 명령들을 저장한 기계 판독 가능 매체를 더 포함하는, 무선 수신기용 채널 추정 모듈.
OFDM 브로드캐스트에서 심볼 서브셋을 수신하는 수단;

상기 심볼 서브셋을 필터링하는 수단;

상기 서브셋 내에 심볼들을 정렬하는 수단; 및

상기 심볼 서브셋의 현재 복조를 고려하여 하나 이상의 심볼들을 정렬하는 수단을 포함하는, 무선 수신기용 타임 수정 컴포넌트.
FLO 브로드캐스트에서 심볼 서브셋을 수신하고;

상기 심볼 서브셋을 디코딩하고;

상기 서브셋 내의 심볼들에 대한 타임 수정을 결정하고;

현재 복조 동안, 상기 타임 수정에 따라 하나의 심볼에 대한 타이밍을 조정하는 것을 포함하는, 기계 실행 가능 명령들을 저장한 기계 판독 가능 매체.
무선 네트워크에서 심볼 서브셋을 수신하고;

상기 심볼 서브셋 내의 타이밍 차를 조정하기 위해 세 개 이상의 비 인과적 필터 탭 구조를 할당하는 것을 포함하는, 데이터 구조를 저장한 기계 판독 가능 매체.
수신된 심볼 서브셋에 대한 타임 수정을 결정하는 컴포넌트를 포함하는 메모리; 및

상기 심볼 서브셋 내의 다른 심볼에 대한 상기 타이밍을 조정하는 동안, 하나 이상의 현재 심볼을 디코딩하는 수신기와 연관된 하나 이상의 프로세서를 포함하는, 무선 통신 장치.
통신 환경에서 타임 동기화를 수행하는 방법으로서,

OFDM 심볼들의 상대적 초기 또는 후기 샘플링에 기초하여 오퍼레이션이 적용될 타이밍 수정을 결정하는 단계; 및

상기 OFDM 심볼들의 상기 초기 또는 후기 샘플링에 부분적으로 기초하여 샘플링 수정을 수행하는 단계를 포함하는, 타임 동기화 수행 방법.
제 27 항에 있어서,

상기 샘플링 수정을 수행하기 위해 다음 식들,

초기 샘플링 수정:

후기 샘플링 수정:
중 하나 이상을 더 포함하는, 타임 동기화 수행 방법.
제 28 항에 있어서,

상기 초기 샘플링 수정은 값
의 x개 샘플들의 사이클릭 라이트 시프트 (cyclic right shift) 를 수행한 후,
만큼 사이클릭 시프트한 후 얻어진 제 1의 x개 샘플들을 곱하는 단계를 더 포함하는, 타임 동기화 수행 방법.
제 28 항에 있어서,

상기 후기 샘플링 수정은 값
의 x개 샘플들의 사이클릭 레프트 시프트를 수행한 후,
만큼 사이클릭 시프트한 후 얻어진 최종 x개 샘플들을 곱하는 단계를 더 포함하는, 타임 동기화 수행 방법.