CN101164308A - 多载波系统中使用信道估计的码元定时校准 - Google Patents

Abstract

提供了一种用于在数字通信系统中确定和应用定时校准的系统和方法。首先执行所述码元校准以产生信道估计。然后所产生的信道估计与定时校准信息一起依次用于确定应用到将来码元的定时校准。

Description

多载波系统中使用信道估计的码元定时校准

相关申请的交叉引用

本申请要求了于2005年3月10日申请的名称为“无线通信中在定时跟踪算法和信道估计之间的交互”的美国临时专利申请No.60/660905的优先权，其整体在此引入作为参考。

技术领域

主题技术通常涉及通信系统和方法，尤其涉及执行码元定时校准的系统和方法，该定时校准应用于无线网络中导频码元的信道估计。

背景技术

正交频分复用(OFDM)是一种将信号分割成不同频率的多个窄带信道的数字调制方法。这些信道有时称作子带或副载波。该技术首先产生于在频率上最小化相互临近信道之间的干扰的研究期间。在某些方面，OFDM类似于传统频分复用(FDM)。不同之处在于信号的调制和解调方式不同。通常，优先权给予最小化信道之间的干扰、或者串话以及包含数据流的码元。

在一地区，OFDM已经被用于欧洲数字音频广播业务。该技术有助于数字电视，并正考虑作为在传统电话线上获得高速数字数据传输的方法。它还用于无线局域网。正交频分复用可以认为是一种用于在无线电波上通过将无线电信号分割为多个更小子信号或副载波，然后同时以不同频率发射给接收机进行工作以发射大量数字数据的FDM调制技术。OFDM技术的其中一个优点在于它降低了信号传输中的串话量，其中诸如802.11a WLAN、802.16和WiMAX技术的当前规范中采用了各种OFDM方面。基于OFDM的无线系统的另一个例子是FLO(只有前向链路)，它是一种已经开发用于使用OFDM技术有效广播实时音频和视频信号到移动接收机的无线系统。

诸如FLO的无线通信系统是设计用于工作在移动环境中的，在此环境中，信道特性根据具有明显能量、路径增益和路径延迟的信道抽头数量在一定时间期间上存在相当明显的变化。在OFDM系统中，在接收机侧的定时同步块通过选择适合于最大化在FFT窗口中捕获的能量的OFDM码元边界来响应于信道形状上变化。当发生这种定时校准时，信道估计算法在计算信道估计以用于解调给定OFDM码元期间将这种定时校准考虑到是很重要的。在某些实现中，信道估计还用于确定需要应用到将来的码元的码元边界的定时调整，从而导致了在已经引入的定时校准和将被为将来码元确定的定时校准之间的细微相互影响。另外，使用信道估计块从多个OFDM码元中处理导频报告以产生具有较好噪声平均并解决了较长信道延迟扩展的信道估计是很普通的。当一起处理来自多个OFDM码元中的导频报告以产生信道估计时，根据码元定时校准下面的OFDM信道估计是很重要的。没有这种校准，将会产生错误信道估计，从而不能保证无线接收机的正确操作。

发明内容

下面给出了不同实施例的简单概述以提供对这些实施例某些方面的基本理解。本概述不是一个广泛性的概括。其目的不在于标识关键/重要元件，或者描绘在此所公开实施例的范围。其唯一目的在于作为后面所展示的更详细描述的前奏以简化的形式展示某些概念。

当无线接收机处理多个码元时，需要在无线网络中为多载波系统确定定时校准。该定时校准用于从在多个码元上的导频报告上获得的信道估计。通常，由于在相关码元上的定时校准不同，所以这些码元中的每一个实际上都可能正在使用不同的FFT窗口。这些定时偏移被用于计算抽样时钟中的潜在漂移以及在从给定发射机接收信号期间由接收机的移动性导致的动态信道条件。

在一个实施例中，在码元子集(例如3个码元)内的码元首先根据它们自身在时间上进行调整。从根据这种初始调整所获得和确定的定时信息开始，在解调处理所接收的码元期间发生后续码元校准或调整。例如，当解调当前码元时，可以将定时变化和修正应用于前面或后面的码元。因此，在某些将新确定的时间应用于各个码元的情况下，不同的时间基准被持续确定，而在其他情况下，先前的定时被用于计算码元之间的定时差。一方面，提供一种多载波系统的定时校准方法。该方法包括：从码元子集中相互之间校准两个或多个码元以便计算码元之间的定时差。然后采用这些码元之间的定时差定时同步码元子集中的一个或多个码元。

为了完成上述相关目的，在此结合下面的描述和附图描述一定的示例性实施例。这些可以实施这些实现方式的方法是不同方式的展现，所有这些都得以涵盖。

附图简述

图1是表示执行码元定时校准的无线通信网络和接收机的示意框图。

图2和3表示无线通信网络的定时方面和校准的例子。

图4表示无线接收机的定时校准考虑的例子。

图5表示数据边界模式的例子。

图6-9表示定时校准处理的仿真数据的例子。

图10表示无线系统的定时校准处理的例子。

图11是表示无线系统的网络层例子的示意图。

图12是表示无线系统的用户设备例子的示意图。

图13是表示无线系统的基站例子的示意图。

图14是表示无线系统的收发信机例子的示意图。

详细描述

提供用于在只有前向链路网络中确定定时校准的系统和方法。一方面，提供一种用于多载波系统的定时校准方法。该方法包括：从码元子集中相互之间校准两个或多个码元以便结晶码元之间的定时差。然后采用这些码元之间的定时差定时同步码元子集中的一个或多个码元。在一个例子中，定时同步可以在时间滤波器模块中执行，该模块与信道估计模块相关联。

当在本申请中使用时，术语“元件”、“网络”、“系统”、“模块”等目的在于指代计算机相关的实体、或硬件、软硬件结合、软件、或软件的执行。例如，元件可以是处理器上运行的进程、处理器、对象、可执行的线程、程序、和/或计算机，但不局限于此。作为示例，运行通信设备上的应用程序和设备都可以是元件。一个或多个元件可以驻留在处理器内，和/或执行线程和元件可以位于一个计算机和/或分布在两个或多个计算机之间。另外，这些元件可以从在其上存储有不同数据结构的不同计算机可读介质执行。这些元件可以在本地和/或远程处理上例如根据具有一个或多个数据分组的信号(例如，来自与本地系统、分布系统中的另一元件交互的一个元件的数据，和/或在有线或无线网络，例如因特网的数据)进行通信。

图1显示了用于执行定时校准的无线网络系统100。该系统100包括在无线网络上与一个或多个接收机120进行通信的一个或多个发射机110。接收机120实际上可以包括任何类型的通信设备，例如蜂窝电话、计算机、个人数字助理、手持或膝上设备等等。接收机120的部分可以用于解码具有可能是根据不同码元定时抽样的一个或多个码元的码元子集130，从而接收机使用校准元件140解决码元之间的定时差。应用于接收机120中的信道估计的定时校准是从多个码元130上的导频报告中获得的。

通常，由于相关码元上的定时校准不同，所以码元130的每一个码元实际上都使用不同的快速傅立叶变换(FFT)窗口。因此，在从给定组的一个或多个发射机110接收信号期间，由于在抽样时钟中的潜在漂移和由于接收机120的移动而产生的信道动态变化，所以可能产生定时偏移。如所示那样，校准元件140可以与时间滤波器模块150相关联，该模块与信道估计模块160一起工作。码元子集130通常在采用只有前向链路(FLO)协议用于多媒体数据传送的正交频分复用(OFDM)网络中进行传送。信道估计通常基于插入在频域以及各个OFDM码元中的均匀隔开的导频音。在特定的实现方式中，导频以8个载波距离间隔开，并且导频载波的数量被设定为512个(12.5％的开销)。

一个方面，多载波通信系统100被认为其中在所发射码元内放置的频域复用(FDM)导频被用于信道估计。在该系统中，通过使用FDM导频交错，可以使用多个连续接收的码元130提取有关传播信道的更多信息(获得更长的信道估计)。在一个例子中，这可以在信道估计模块160的时间滤波器模块150中通过校准元件140来执行。由于定时校准可以同时与该过程一起执行，所以校准元件促进在130处可能在多个相邻码元上发生的不同OFDM码元定时被考虑到时间滤波模块150中。该时间校准处理还解决了信道估计和定时同步模块之间的交互问题。在一个方面，提供了用于无线接收机时间校准元件。这可以包括用于接收OFDM广播中的码元子集的装置(例如，120)，和用于过滤该码元子集的装置(例如，150)。这还可以包括用于校准子集内的码元的装置和用于根据该码元子集中的当前解调情况校准一个码元的装置(例如，140)。

在一个实施例，在码元子集130内的码元首先相互之间在时间上进行校准。例如，如果采用三个码元用于信道估计，而后续的用于定时偏移确定，那么就可以确定这三个码元之间的差的调整。根据从初始校准获得和确定的信息，在解调处理以不同码元定时从当前码元解调中抽样的所接收码元期间会产生后续码元校准或调整。例如，在解调当前码元(可以为该子集中第四个码元)的时候，可以同时通过校准元件140对先前或后续码元，例如对子集中的码元二应用定时改变和校准。这样，在将新确定的定时偏移应用到各个码元的情况下不同的定时被连续确定，在其他情况下，应用先前的定时来计算码元130之间的定时差。应当注意，码元定时校准可以发生在多个组合中。例如，如果使用三个码元，那么在一个码元的定时被保持或根据子集130中的另外两个码元成员进行调整的情况下，实际上会发生8种不同的调整组合。例如，第二码元可以具有根据第一码元定时和第三码元定时校准的定时。在另一例子，码元一可以根据码元二和码元三等进行调整。可以理解，可以采用不同编号的码元子集130和定时校准。

在多载波系统中的定时同步包括确定用于解调OFDM码元的FFT抽样窗口的正确位置。假设在发射机和接收机之间的等同信道的特征在于延迟扩展比嵌入在每个码元开始的循环前缀的长度短，那么可以避免不希望的码元间干扰(ISI)。依据接收机的能力从输入的数据流中恢复正确的定时位置这是可以随时发生的。FFT窗口放置(也称作码元抽样)的最佳位置开始于循环前缀之后的第一个抽样。在OFDM系统中，有关定时同步的信息可以从信道估计中提取。这些可以在导频音的帮助下使用有关正确抽样位置的某些初步知识获得。用于信道估计辅助的同步的选择是由用于信道估计的FFT窗口的位置中的偏移导致估计合适的漂移的报告来激发的。因此，对于该漂移的估计通常等同于估计抽样偏移。在许多OFDM系统中，定时同步块使用从先前数据码元中获得的信道估计来根据理想抽样位置计算漂移，并应用该偏移以到达OFDM码元。

信道估计系统100可以采用允许其处理信道的长度达到两倍于循环前缀或更长的方式来设计。这可以通过导频交错来实现。一方面在接收机120包括所谓的无关联时间滤波器，其组合了来自至少三个连续OFDM码元的信道报告以计算更长的信道估计，然后用于解调。如果所述同步单元指示在抽样下一个OFDM码元时应当使用非零偏移，那么就不使用前两次信道报告(因为这会导致使用非零校准的信道估计)校准相应的信道。因此，这三次报告的组合会产生失真的结果。补救的措施是在定时偏移为非零时在前两次信道估计上应用恰当的变换，以保持它们使用当前的一个进行校准。

为了下面给出的更详细的报告，下面提供了一些介绍性的数学讨论。在频域k^th接收的OFDM码元可以写为：

Y(k)＝H(k)+w(k)＝W_P，Dh(k)+w(k)    等式1

其中

●P是导频载波数，D是由接收机假设的信道抽头数。

●向量Y，H，w长度为P，噪声w是具有变量N₀的白色复杂高斯。

●矩阵WP，D是非标准DFT矩阵 $W_{N,N}(m,n)=\exp (-j\frac{2\mathrm{\πmn}}{N})$ 的P×D子矩阵，其中N是子载波的总数。

●向量h(k)长度为D，并标准化以便E[h(k)^Hh(k)]＝E_P，其中E_P是所接收导频码元的能量。通过上面的定义，很容易看出在频域中每个载波的信道值满足：

E|H_P(k)|²＝E_P

从等式1中，很明显信道抽头数D≤P。然而，通常希望更长的信道估计a)在提供更长信道估计并定位FFT窗口以最大化所收集能量的时候进行精确定时同步；b)处理信道具有比循环前缀更大的延迟扩展的情况。为了产生更长的信道估计，一方面在频率上在连续的OFDM码元上交错导频，即，导频载波指示在连续的OFDM码元上变化。为了简化，可以假设两种码元交错模式：例如，对于一个具有96保护载波的FLO系统，导频载波指示在偶数码元中是{50，58，...，4042}，在奇数码元中为{54，62，...，4046}。更一般地，如果均匀分开的导频载波在偶数码元中的形式为

那么在奇数码元中它们将为

通过这种交错，可以接收的估计通过使用来自至少两个相邻OFDM码元的导频报告可以达到2P的长度。具体来说，假设信道具有2P时域的抽头(并设定n₀＝2)。那么，

$H_P\left(2k\right)=\underset{l=0}{\overset{2P-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l\left(2k\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\πl}[(N/P)p+2]}{N}}=\underset{l=0}{\overset{2P-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l\left(2k\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\πlp}}{P}}{e}^{-j\frac{4\mathrm{\πl}}{N}}$

$=\underset{l=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}[h_l\left(2k\right)+e^{-j\frac{4\mathrm{\πl}}{N}}{h}_{l+P}\left(2k\right)]e^{-j\frac{2\mathrm{\πlp}}{P}}{e}^{-j\frac{4\mathrm{\πl}}{N}}$

$=\underset{l=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}[h_l\left(2k\right)-j{h}_{l+P}\left(2k\right)]e^{-j\frac{2\mathrm{\πlp}}{P}}{e}^{-j\frac{4\mathrm{\πl}}{N}},$ 其中N＝8P

而

$H_P(2k+1)=\underset{l=0}{\overset{2P-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l(2k+1)e^{-j\frac{2\mathrm{\πl}[(N/P)p+(N/2P)+2]}{N}}$

$=\underset{l=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}[h_l(2k+1)+j{h}_{l+P}(2k+1)]e^{-j\frac{\mathrm{\πl}}{P}}{e}^{-j\frac{4\mathrm{\πl}}{N}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\πlp}}{P}},$ 其中N＝8P

如此，在偶数和奇数码元中的导频报告可以写作：

Y(2k)＝W_P，PΛ₁[h^aclual(2k)-jh^excess(2k)]+w(2k)

Y(2k+1)＝W_P，PΛ₂[h^aclual(2k+1)+jh^excess(2k+1)]+w(2k+1)

等式2

其中 ${\mathrm{\Λ}}_1=\mathrm{diag}{\left\{e^{-j\frac{4\mathrm{\πl}}{N}}\right\}}_{l=0}^{D-1},$ ${\mathrm{\Λ}}_2=\mathrm{diag}{\left\{e^{-j\frac{\mathrm{\πl}}{P}}{e}^{-j\frac{4\mathrm{\πl}}{N}}\right\}}_{l=0}^{D-1},$ 并且“actual”和“excess”指代相应于1＝0，...，P-1和1＝p，...，2P-1时的抽头。

为了根据等式2中的报告确定信道估计，一个步骤是使用最小二乘方准则：

$\hat{h}\left(2k\right)={\mathrm{\Λ}}_1^{-1}{W}_{P,P}^{H}Y\left(2k\right)$

$\hat{h}(2k+1)={\mathrm{\Λ}}_2^{-1}{W}_{P,P}^{H}Y(2K+1)$

等式3

上述估计包括实际和过剩的元件。一种获得完全2P抽头信道估计的可能方式是：

${\hat{h}}^{\mathrm{actual}}=\frac{\hat{h}\left(2k\right)+\hat{h}(2k+1)}{2}$

${\hat{h}}^{\mathrm{excess}}=\frac{\hat{h}\left(2k\right)-\hat{h}(2k+1)}{-2j}$

然而，这是更一般操作的特殊情况，其中等式3中的时域估计(所获得的每个OFDM码元)在多个OFDM码元上进行平均。这是信道估计的定时滤波步骤。定时滤波可以分别为每个时域抽头执行，并且在任何OFDM码元m(偶数或奇数)中所产生的估计抽头l可以写为：

$h_l\left(m\right)=\underset{n=-N_f}{\overset{N_b-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_n{h}_l(m-n)$

其中，N_f和N_b分别是无关联和关联抽头的数量。应该注意，由于交错，可能不能过滤频域中的导频，因此在时间域上执行定时滤波。换句话说，最小平方估计和时间滤波的顺序不能被交换。滤波器系数{α_n}提供了由于从码元而不是当前码元(减少了导频噪声)收集传统导频能量而产生的增益和由于在码元上的信道变化(减少时间变化噪声)而导致的损耗之间的折中。另外，如上所示那样，由于等式3中的估计包括来自过剩延迟成分的贡献，所以可以使用定时滤波系数来抑止这种贡献。在对来自多个码元的信道估计进行定时滤波之前，确保在时间上调整信道估计是很重要的。下面的讨论提供了用于在定时滤波之前为从多个码元收集的信道估计确定和执行这种定时校准的装置的一个例子。

图2-3和附加的讨论提供了在OFDM系统中如何执行定时校准的不同例子。可以假设实际的复合信道在时域上限定为M个抽头，即

$H\left(z\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(m\right)z^{-m}---\left(1\right)$

另外，在下面，黑体字母代表了矩阵和向量。码元Wk被保存为K×KDFT矩阵，Ik被保存为尺寸为K的标识矩阵。如果H(z)是在(1)中定义的信道转换函数，那么使用H[k]表示其自己的第k个DFT系数(0≤k≤k-1)，定义为：

$H\left[k\right]=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(m\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{km}}{K}}---\left(2\right)$

如果K＝4096，那么系数(2)就相应于在载波音上的频域信道增益。通常，傅立叶变换的维数(dimension)K总是从上下关系中得到明了。

在下面的描述中，考虑在信道报告中放错码元抽样的影响。为了研究这些影响，在定时校准较好的情况下，基于交织的导频产生信道报告α，(0≤α≤7)，但是信道的长度M＝N＝8P＝4096(在此N是子载波数，P是导频数)。这产生

$\left[\begin{array}{c}H\left[0\right]\\ H\left[1\right]\\ \·\\ \·\\ H[N-1]\end{array}\right]=W_N\left[\begin{array}{c}h\left[0\right]\\ h\left[1\right]\\ \·\\ \·\\ h[N-1]\end{array}\right]$

集中在导频交织上的信道值a(0≤l≤p-1)，产生

$H[8l+\mathrm{\α}]=\underset{r=0}{\overset{7}{\mathrm{\Σ}}}\left[\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}(p+\mathrm{rP})e^{-j2\mathrm{\π}\frac{1P}{P}}\right]\·e^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{\αp}}{N}}\·e^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{r\α}}{8}}---\left(3\right)$

注意在括号中的求和代表了在第r化名频段(alias bin)内的信道响应的P点DFT。参考图2，示意图200标识了用于长度N＝4096的信道的八个化名频段。(3)中的这两种相位校准期的结果：(a)考虑非零交织，和(b)具有比信道抽头更少的报告，这导致了化名(alias)术语。从(3)可以明了，仅仅考虑单个交织，由于这种化名，所以不可能识别长度M＞P的信道。这种事实激发了导频交错技术。针对不同的1值收敛方程(3)，矩阵等式

$\left[\begin{array}{c}H\left[\mathrm{\α}\right]\\ H[8+\mathrm{\α}]\\ \·\\ \·\\ \·\\ H[8(P-1)+\mathrm{\α}]\end{array}\right]=[W_P{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{\α}}{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{\α}}{8}}{W}_P{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{\α}}...e^{-j2\mathrm{\π}\frac{7\mathrm{\α}}{8}}{W}_P{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{\α}}]\·\left[\begin{array}{c}h\left(0\right)\\ h\left(1\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ h(N-1)\end{array}\right],---\left(4\right)$

具有 ${\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{\α}}\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{\mathrm{diag}}_{0\≤p\≤P-1}\left\{e^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{\αp}}{N}}\right\}.$ 一种结论是形式(4)的每个信道报告不仅由包含在第零化名频段中具有合适相位校准的信道抽样构成，而且是来自所有化名频段的内容的重叠。在上面类似符号的下面，通过Y_α(n)表示了(4)的左手侧上的向量，其中索引n代表收集报告的时间点，下标代表了相应的交织。

在一种情况下，定时同步假设是良好的，那么在信道估计中就不存在漂移。换句话说，图2在200所估计的信道脉冲响应开始于0位置的h(0)，如图2的210所示。取消最大延迟扩展对应于1024个抽样的假设，可以得出信道报告Y_α(n)仅仅由化名频段0和1构成。因此，在理想情况下，产生

$y_{\mathrm{\α}}\left(n\right)\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{\α}}^{-1}{W}_P^{-1}{Y}_{\mathrm{\α}}\left(n\right)=\left[\begin{array}{c}h\left(0\right)+e^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{\α}}{8}}h(P+0)\\ h\left(1\right)+e^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{\α}}{8}}h(P+1)\\ \·\\ \·\\ \·\\ h(P-1)+e^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{\α}}{8}}h(2P+1)\end{array}\right]---\left(5\right)$

通过以h_a(n)代表在时刻n的信道的第一个P抽头的向量，和以h_a(n)代表第二个P抽头，(5)的右手侧变为

因此，当导频占用交织2和6的时候，可以从两个连续的报告中估计长度为2P的信道，如下：

$h_a=\frac{y_2(n-1)+y_6\left(n\right)}{2}$ 和 $h_e=\frac{y_2(n-1)-y_6\left(n\right)}{2j}$

该操作是在工作于信道估计模块中的所谓无关联时间滤波器中实现的，该操作只扩展在3个连续的报告上以得到较好的噪声平均。在下面，将给出如何通过定时同步错误影响这些报告以及信道估计的描述。

在时刻n的信道估计 $h={\left[h_a^T{h}_e^T\right]}^T$ 是根据报告y_α1(n-1)y_α2(n)，y_α2(n)和y_α1(n+1)计算的。基于h，数据模式定时跟踪(DMTT)单元计算下一OFDM码元的正确抽样位置。考虑到定时同步的结果表明抽样位置需要改变。这暗示可以使用不精确的抽样来获得前面的信道报告。下面，描述了所产生的缺陷。

在图2的220，显示了两种可能的定时错误，其导致了错误的FFT窗口位置。230的窗口位置1称作早期抽样，其导致延迟的信道估计-240所示。注意，在该情况下，总共三个连续化名频段包含信道抽头，这反映在改变的信道报告中。

类似地，在晚期抽样(250的窗口位置2)的情况下，报告高级信道估计。假设开始于抽样x，并结束于2P-x。然而，由于在OFDM系统中插入循环前缀将线性变换为循环卷积，所以在260示出了等同的信道估计。再次，占用了三个循环连续的化名频段，频段7，0和1。相应的信道报告为：

定时跟踪单元假定用于校准将来码元的抽样时刻，但是为了确保信道估计时间滤波器的不间断的性能，先前信道报告中的失真将不起作用。

由信道估计和DMTT块执行的后续操作显示在图3的300。在接收码元n期间，来自码元n-3，n-2和n-1的信道报告准备好，并计算信道估计h(n-2)。此该点，解调块开始工作在码元n-2上。同时DMTT单元观察h(n-2)，并基于用于定时同步的算法，估计下一码元(n+1)的正好抽样位置。

假设在此时检测到非零抽样偏移，即，应当对码元n+1应用抽样校准，参见图中300。该信号触发两种其他操作：当前信道估计的循环旋转和先前信道报告的校准。在不丢失一般性的情况，假设由DMTT检测到位置偏移x，即，在此时过去的码元抽样已经是过期的。这相应于图2的240。注意所应用的定时校准并不影响码元n-1的信道估计的计算，码元n-1使用来自码元n-2，n-1，和n的导频报告。因此，不需要对来自码元n-1的解调数据进行修改。在下一个OFDM码元期间，使用信道报告y(n-1)，y(n)和y(n+1)来计算h(n)。注意y(n+1)是使用最新定时获得的，而y(n-1)和y(n)可能被破坏。然而，为码元n计算的信道估计h(n)应当匹配用于抽样第n个码元的定时窗口。如果这没有完成，那么在第n个码元所经历的信道增益和为了解码第n个OFDM码元中的数据而产生的信道估计h(n)之间存在误匹配。因此，合适的校准将应用到y(n+1)以匹配y(n-1)和y(n)的码元定时来产生h(n)。

在下一个OFDM码元期间，将使用信道报告y(n)，y(n+1)和y(n+2)产生信道估计h(n+1)以解调来自y(n+1)的数据。注意，从y(n+1)开始已经使用新的定时，因此在y(n)以不同的定时到达时，y(n+1)和y(n+2)也以相同的定时到达。因此，产生信道估计h(n+1)来解调y(n+1)，应当确保h(n+1)承载用于y(n+1)的定时。因此，定时校准将被应用到y(n)以匹配y(n+1)和y(n+2)的定时来产生h(n+1)。在此方式中，假设来自h(n+2)的信道估计使用零进行校准，直到下一信道漂移引起DMTT单元反映为止。与OFDM码元的相对早和晚的抽样所涉及的操作一起应用的定时校准的特性在下面给出。

通过下面的矩阵给出返回到所期望的形式的变换(a在下面代表导频交织)

早期抽样校准： $y_{\mathrm{\α}}\left(n\right)=\left[\begin{array}{cc}{0}_{(p-x)\×x}& I_{P-x}\\ e^{j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{\α}}{8}}\·I_x& 0_{x\×(P-x)}\end{array}\right]\·y_{\mathrm{\α}}^{\left(\mathrm{early}\right)}\left(n\right)---\left(8\right)$

晚期抽样校准： $y_{\mathrm{\α}}\left(n\right)=\left[\begin{array}{cc}{0}_{x\×(P-x)}& e^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{\α}}{8}}\·I_x\\ I_{P-x}& 0_{(P-x)\×x}\end{array}\right]\·y_{\mathrm{\α}}^{\left(\mathrm{late}\right)}\left(n\right)---\left(9\right)$

注意通过首先在y_α ^early(n)上执行循环右偏移X个抽样然后通过将第一个x抽样(那些溢出的)乘以

来容易地实现在y_α ^early(n)上进行x个抽样的早期抽样校准。类似地，在y_α ^late(n)上通过x个抽样的晚期抽样校准可以通过在y_α ^late(n)上执行x个抽样的循环左移然后将最后x个抽样(那些溢出的)乘以

来实现。

到由常数复数乘法所允许的简单循环移位的这些变换量被应用到一部分抽样。下面总结操作的顺序：

1、如果DMTT单元在OFDM码元(n+1)提供的偏移为x＞0

●通过延迟x个抽样来开始下一个OFDM码元n+2的抽样。

●为了获得码元n+1的信道估计h(h+1)，从y(n+2)循环移位将来的信道报告x个抽样到右边，并应用先前在上面的等式8中给出的抽样校准。

●为了获得码元n+2的信道估计h(n+2)，通过向左循环移位前一信道报告y(n+1)x个抽样到左边，并应用在上面的等式9中给出的晚期抽样校准。

2、否则，如果由DMTT单元提供的偏移是x＜0

●通过提前x个抽样来开始对下一个OFDM码元进行抽样。

●为了获得码元n+1的信道估计h(n+1)，从y(n+2)循环移位将来的信道报告x个抽样到左边，并应用在上面的等式9中给出的晚期抽样校准。

●为了获得码元n+2的信道估计h(n+2)，循环移位先前信道报告y(n+1)x个抽样到右边，并应用在上面的等式8中给出的早期抽样校准。

注意虽然上面的讨论是使用具有一个无关联抽头的无关联时间滤波器的例子来执行的，但是在此所讨论的技术在范围上是相当普通的，并且可以很容易地扩展到任何长度的时间滤波器上。在上面的例子中，还假设只有一个码元是失去同步的，因此需要与其他码元进行校准。在更一般的情况下，由信道估计算法处理的所有码元都将碰见不同的码元定时。上述早期抽样和晚期抽样校准的概念将应用到具有通过相应定时偏移给出的自变量(argument)的每个码元。尤其是，应当确保用于处理的所有信道报告的定时必须匹配用于产生将要解码的OFDM码元的抽样的定时。

在上述操作集的末端，信道估计都在时间上得以校准以能够对时域信道估计进行定时滤波。假设不存在过剩延迟扩展(参看下面的讨论)，并且信道被截短为P个抽头，那么就可以分析具有信道估计的损耗。

图4显示了定时校准考虑400的例子。在410，根据所发射码元的较少或非过剩的延迟扩展考虑定时校准。对于给定的系数集{α_n}，来自良好信道估计的SNR损耗可以通过下面的等式给出：

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{loss}}=10\log [1+\frac{E_d}{E_p}\frac{1}{r^2}\mathrm{\Σ}{\mathrm{\α}}_n^2(1+\frac{1}{{\mathrm{SNR}}_{\mathrm{eff}}})+(1+{\mathrm{SNR}}_{\mathrm{eff}})(\frac{{\mathrm{\σ}}_h^2}{r^2}-1)]\mathrm{dB}$ 等式4

可以假设抽样(D＝P)，并且E_d代表了数据码元能量。参数r和σ_h ²与时间滤波器系数和码元上的信道变化相关：

$r=\underset{n=-N_f}{\overset{N_b-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_{n}R\left(n\right)$ 和 ${\mathrm{\σ}}_h^2=\underset{n,n^{\′}=-N_f}{\overset{N_b-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_n{\mathrm{\α}}_{n^{\′}}R(n-n^{\′})$

其中R(n)是每个信道抽头的相关函数，具有标准化为OFDM码元间隔T_s的自变量。对于具有多普勒频率f_d的Jakes模型，

R(n)＝J₀(2πf_dT_sn)

SNR_eff包括由于多普勒而导致的ICI影响，其与实际SNR的关系如下：

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{eff}}=\frac{\mathrm{SNR}}{1+{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{ICI}}^2\mathrm{SNR}}$

其中对于给定的多普勒频谱，σ_ICI ²可以确切地得到。对于Jakes频谱，严谨上限给出如下： ${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{ICI}}^2=\frac{{\mathrm{\π}}^2}{6}{\left(f_d{T}_{\mathrm{FFT}}\right)}^2,$ 其中T_FFT是FFT的持续时间(不包括循环前缀)。

继续到图4的420，考虑非因果滤波器的选择。信道估计的关联FIR时间滤波器(N_f＝0)的潜能和性能在过去已经详细研究过。滤波器抽头用Robust MMSE方法和通用线性衰退技术优化过。但是，分析折中以及仿真结果表明其不能获得比非定时滤波更合理的增益，其速度的整体范围(达到120公里/小时)和频谱的效率(＜2bps/Hz)正是当前的目标。这些结果都指出了使用关联滤波器的局限。

如果提供非因果滤波器，那么就可以做出改进的折中。就缓冲需要来说，使用不只一个无关联抽头可能是禁止的，因此，优选采用一个无关联抽头一然而也可以采用不只一个。为了简化，采用了一个过去的码元，对于时间滤波器给出了总共3个抽头。为了在统计信道中获得没有偏见的估计，一个约束为：

∑α_n＝1

另外，通过在时间上对称信道相关，实际上，对于过去和将来的OFDM码元应用了相等的加权，α_-1＝α₁。在这种约束下，无相关滤波器系数的选择减少为选择一个参数一中央抽头α₀。使用上面的等式4，可以变换α₀来提供统计损耗和高速损耗之间的折中。简单参考图5，通过图表500比较了4抽头MMSE滤波器和3抽头非因果滤波器在20dB的工作SNR并使用等式(4)时候的权衡。对于非因果滤波器，感兴趣的区域是从相应于无时间滤波器的(3，3)到相应于对三个码元具有相等加权(1.25，1.4)的较低线。从图3可以看出，非因果滤波器在高速时对于时间变化是强壮的，并且比关联MMSE滤波器提供了更好的折中。另外，好像使得非因果滤波器的三个抽头都相等(到1/3)是最好的，因为这最小化了统计信道中的损耗，并且这种损耗在高速信道中也几乎是相同的。然而，还应当考虑到在选择抽头加权α₀时候过剩延迟扩展的影响：对信道的过剩延迟扩展的坚稳性。

继续回到图4的430，描述了对于过剩延迟的考虑。由于信道在频率域中严格以每OFDM码元进行512个导频的抽样，所以超过512个时域信道抽样将化名为(alias into)首先的512个抽头。因此，在存在过剩延迟扩展的情况下，所报告的l^th时域信道抽头可以写为(对于偶数k和交织2中的导频)

$h_l\left(k\right)=h_l^{\mathrm{actual}}\left(k\right)-j{h}_l^{\mathrm{excess}}\left(k\right),l=0,...,P-1$

另外，但在连续OFDM码元上以四个载波交织(stagger)导频时，在将来和过去OFDM码元中的报告信道可以写为：

$h_l(k+1)=h_l^{\mathrm{actual}}(k+1)+j{h}_l^{\mathrm{excess}}(k+1)$

$h_l(k-1)=h_l^{\mathrm{actual}}(k-1)+j{h}_l^{\mathrm{excess}}(k-1),l=0,...,P-1$

因此，通过使用非因果滤波器，良好的信道估计变为：

${\mathrm{\α}}_0{h}_l\left(k\right)+\frac{1+{\mathrm{\α}}_0}{2}[h_l(k-1)+h_l(k+1)]$

$={\mathrm{\α}}_0{h}_l^{\mathrm{actual}}\left(k\right)+\frac{1-{\mathrm{\α}}_0}{2}[h_l^{\mathrm{actual}}(k-1)+h_l^{\mathrm{actual}}(k+1)]$

$-j{\mathrm{\α}}_0{h}_l^{\mathrm{excess}}\left(k\right)+j\frac{1-{\mathrm{\α}}_0}{2}[h_l^{\mathrm{excess}}(k-1)+h_l^{\mathrm{excess}}(k+1)]$

对于统计信道的情况，实际和过剩信道独立于k，并且滤波器输出简化为h_l ^actual-(2α₀-1)h_l ^excess。

理想的情况是消除过剩延迟对报告信道的贡献，并且只估计实际的信道。这可以通过将α₀设置为1/2而不是1/3来实现。另一个问题是在过剩信道中非因果滤波器如何处理时间变化。然而，过剩信道变化在三个码元上接近于线性，很明显，抽头的任何对称选择也将消除过剩信道中的时间变化。根据上面的讨论，对于无关联抽头的选择{0.25，0.5，0.25}移除了实际信道中的时间变化，过剩延迟信道抽头的任何环绕和这些过剩抽头的任何时间变化。选择这些抽头而不是相等抽头的一个问题是统计损耗从1.25dB增加到1.38dB，但是这相对是很小的。因此，采用具有系数{0.25，0.5，0.25}的三抽头滤波器会产生下一节中的编码分组错误结果。

继续到图4的440，讨论能量考虑以优化数据导频能量比。先前的讨论假设了数据码元能量大约与导频码元能量相同。在总的导频+数据能量是固定的约束下，增加导频码元能量导致了更好的信道估计(或更低的导频噪声)，这是以更低的数据码元SNR(更高的数据噪声)为代价的。可以选择这个比值来进行折中优化。对于统计信道，折中可以分析性地优化，并当能量比不优化时候其改进如下：

$10\log (1+\mathrm{\Σ}{\mathrm{\α}}_n^2)-[20\log (1+\sqrt{\frac{\mathrm{p\Σ}{\mathrm{\α}}_n^2}{N-P}})-10\log \left(\frac{N}{N-P}\right)]\mathrm{dB}$

在方括号中的式子是在数据-导频能量优化后的统计损耗。对于非因果滤波器，该改进等于大约0.16dB。

图6-9显示了定时校准处理的模拟例子。模拟结果显示为具有速率1/2编码的QPSK/16 QAM(因此频谱效率为1bps/Hz和2bps/Hz)和低/高速信道。对于低速，重复ATSC信道模型考虑为具有在主簇下面的第二簇5dB，并处于40μs的延迟。ATSC信道模型具有实际统计的强壮频谱成分，信道的Rayleigh成分假设以20公里/小时的速度衰减。对于高速，重复的PEDB形状以相同的簇延迟40μs和功率差5dB方式使用。“PEDB”信道中的所有路径在速度120公里/小时都是Rayleigh衰减。因此，可以假设存在96个保护载波，并且频域插补假设在保护导频的信道值与最近发射的导频的信道值相同。

图6-9的结果包括在OFDM码元内由于信道变化而导致的ICI影响。ICI应当包含在LLR计算所使用的噪声变化估计中。使用实际噪声变化估计算法。此外，使用门限技术来减轻导频噪声，具有门限0.1。在时域中执行定时滤波操作之后执行门限操作。

图6和7显示了在具有ATSC形状的慢衰落信道中的QPSK和16QAM调制的性能。可以看出三抽头非因果滤波器产生了与在具有慢衰减信道的两种情况下的非定时滤波情况相比大约1.6dB的增益。图8和图9在高速中的性能结果确认了非因果滤波器真正消除了信道中的时间变化，导致信道估计对于时间变化误差来说是坚稳的。当与在高速情形中的关联滤波器(例如坚稳MMSE)相比时，非因果滤波器的坚稳性更显著。图9显示了在300公里/小时的速度在重复的每dB的信道形状上相应于大约195Hz的多普勒的QPSK速率1/2码的性能。

图10显示了无线系统的定时校准处理1000。为了简化解释的目的，显示了方法论，并描述为一系列或一定数量的操作，应当明白和理解，在此所描述的过程并不局限于操作的顺序，从所显示和在此所描述的可以看出，某些操作可以采用不同的顺序和/或与其他操作同时发生。例如，本领域熟练技术人员将明白和理解方法论可以替换性地再现为一系列内部相关的状态或事件，例如以状态图来表示。另外，并不是所有示出的操作都需要来实现根据在此所公开的主题方法的方法。

继续到1010，由无线接收机接收码元子集。在1020，在所接收码元子集中的码元根据采用了定时校准的子集中的每个码元在时间上进行校准。在1020在码元之间初始校准之后，在1030确定后续码元校准和调整，在此确定新的和旧的定时模式。在1040，在解调处理无线接收机中接收的码元期间，当根据另外的时间考虑解调当前码元时，采用新或旧定时模式校准一个码元。如上所述，可以选择滤波器抽头的子集来为信道估计模块中的时间滤波器模块的内容内的码元执行时间同步。从而，如先前所述，当解调可能是子集中的第n个码元(n是整数)的当前码元时，可以同时采用定时变化和校准到子集中的前面或后续码元。在应用新确定的时间到各个码元的某些情况下，可以确定新的或先前的定时模式，而在其他情况下，应用先前的定时来解决一个码元和子集的剩余的成员之间的定时差。

图11显示了无线系统的网络层1100的例子。图11中显示了只有前向链路(FLO)空中接口协议参考模型。通常，FLO空中接口规范涵盖了相应于具有层1(物理层)和层2(数据链路层)的OSI6的协议和业务。数据链路层进一步被分割成两个子层，即，介质接入(MAC)子层，和流子层。上层可以包括对多媒体内容的压缩、多媒体的接入控制、以及控制信息的内容和格式化。

FLO空中接口规范典型没有规定上层以允许在支持各种规范和业务中的设计灵活性。这些层显示为提供上下之间的关系。流层包括将三个上层流复用成一个逻辑信道，将上层分组捆绑成用于每个逻辑信道的流，并提供分组化和残留误差处理功能。介质接入控制(MAC)层的特性包括到物理层的控制接入，执行逻辑信道和物理信道之间的映射，将用于发射的逻辑信道复用到物理信道上，在移动设备解复用逻辑信道，和/或实施服务质量(QOS)需求。物理层的特性包括提供前向链路的信道结构，和定义频率、调制、和编码要求。

通常，FLO技术利用正交频分复用(OFDM)，该技术也被数字音频广播(DAB)7、地面数字视频广播(DVB-T)8、和地面综合业务数字广播(ISDB-T)所使用。一般来说，OFDM技术在有效满足大蜂窝SFN的移动性要求的同时可以实现高频谱效率。另外，OFDM可以使用合适长度的循环前缀来处理来自多个发射机的长延迟；使用添加到码元前面的保护间隔(其是数据码元的最后部分的复制)来有助于正交和减轻载波间干扰。只要该间隔的长度比最大信道延迟更大，先前码元的反映被移除，从而保留了正交性。

图12显示了根据在此所阐述的一个或多个方面在无线通信环境中采用的用户设备1200。用户设备1200包括例如用于从接收天线(没有示出)接收信号并在其上对所接收信号执行典型操作(例如滤波、放大、下变换等)，并数字化状态信号以获得抽样的接收机1202。接收机1202可以是非线性接收机。处理器1206可以用于定时同步和信道估计。FLO信道元件1210被提供用来如先前描述那样处理FLO信号。处理器1206可以是专门用于分析由接收机1202接收的信息的处理器。用户设备1200附加地可以包括可操作地连接到处理器1206并存储与在此所述实施例相关的信息和指令的存储器1208。

应当理解到在此所述的数据存储元件(例如存储器)可以是易失性存储器或非易失性存储器，或可以既包括易失性又包括非易失性存储器。作为示例，但是不是限制，非易失性存储器可以包括只读存储器(ROM)、可编程ROM(PROM)、电可编程ROM(EPROM)、电可擦除ROM(EEPROM)、或闪存。易失性存储器可以包括随机访问存储器(RAM)、其充当外部缓冲存储器。作为示例，但不是限制，RAM可以存在多种形式，例如同步RAM(SRAM)、动态RAM(DRAM)、同步DRAM(SDRAM)、双数据速率SDRAM(DDR SDRAM)、增强SDRAM(ESDRAM)、同步链路DRAM(SLDRAM)和直接随机总线RAM(DRRAM)。主题系统和方法的存储器1208包括但不是限制，这些和其他合适类型的存储器。用户设备1200进一步包括用于处理FLO数据的背景监视器1214。

图13显示了系统1300的例子，其包括具有用于通过多个接收天线1306接收来自一个或多个用户设备1304的信号的接收机1310和用于通过发射天线1308发射到一个或多个用户设备1304的发射机1324的基站1302。接收机1310可以从接收天线1306接收信息，并可操作地与解调所接收信息的解调器1312相关联。解调码元由处理器1314分析，该处理器类似于上述处理器，其连接到用于存储与用户等级、与此相关的查询表、和/或与执行在此所述各种操作和功能相关的任何其他合适信息的存储器1316。处理器1314进一步连接到有助于将FLO信息分别发送到一个或多个用户设备1304的FLO信道1318元件。

调制器1322可以通过发射天线1308将由发射机1324发射的信号复用到用户设备1304。FLO信道元件1318可以将信息添加到与给定用来与用户设备1304通信的传送流的更新数据流相关的信号中，其可以被发射到用户设备1304以指示已经识别和确认到新的最佳信道。在此方式中，基站1302可以与提供FLO信息并采用解码协议并结合了非线性接收机的用户设备1304相互操作。

图14显示了典型无线通信系统1400。为了简化，无线通信系统1400描述了一个基站和一个终端。然而，应当理解到，该系统可以包括不只一个基站和/或不只一个终端，其他的基站和/或终端可以实际上相同或不同于下面所描述的示例基站和终端。

现在参考图14，在下行链路上，在接入点1405，发射(TX)数据处理器141O接收、格式化、编码、交织、并调制(或码元映射)业务数据，并提供调制码元(数据码元)。码元调制器1415接收并处理数据码元和导频码元，并提供码元流。码元调制器1420复用数据和导频码元，并将它们提供给发射机单元(TMTR)1420。每个发射码元可以是数据码元、导频码元、零信号值。在每个码元周期，导频码元可以被连续。所述导频码元可以被频分复用(FDM)、正交频分复用(OFDM)、时分复用(TDM)、频分复用(FDM)、或码分复用(CDM)。

TMTR1420接收并将码元流转换成一个或多个模拟信号，并进一步调整(例如放大、滤波、上变频)该模拟信号以产生适合在无线信道上发射的下行链路信号。然后将该下行链路信号通过天线1425发射给终端。在终端1430，天线1435接收下行链路信号，并将接收的信号提供给接收机单元(RCVR)1440。接收机单元1440调整(例如滤波、放大和下变频)所接收的信号，并数字化调整后的信号以获得抽样。码元解调器1445解调并将所接收的导频码元提供给处理器1450以进行信道估计。码元解调器1445进一步从处理器1450接收下行链路的频率响应估计，在所接收的数据码元上执行数据解调以获得数据码元估计(其是发射数据码元的估计)，并将该数据码元估计提供给RX数据处理器1455，该处理器解调(例如，码元解映射)、解交织、和解码该数据码元估计以恢复所发射的业务数据。在接入点1405，码元解调器1445和RX数据处理器1455的处理分别互补于码元调制器1415和TX数据处理器1410的处理。

在上行链路上，TX数据处理器1460处理业务数据并提供数据码元。码元调制器1465接收并复用具有导频码元的数据码元，执行调制，并提供码元流。发射机单元1 470然后接收并处理该码元流以产生上行链路信号，该信号被通过天线1435发射到接入点1405。

在接入点1405，来自终端1430的上行链路信号被天线1425接收，并被接收机单元1475处理以获得抽样。然后，码元调制器1480处理该抽样并提供用于上行链路的所接收的导频码元和数据码元估计。RX数据处理器1485处理该数据码元估计以恢复由终端1430发射的业务数据。处理器1490为在上行链路上正在发射的每个激活终端执行信道估计。多个终端可以在上行链路上以它们各自分配的导频子带集同时发送导频，其中所述导频子带集可以是交织的。

处理器1490和1450分别指导(例如控制、协作、管理等)在接入点1405和终端1430中的操作。各个处理器1490和1450可以与存储程序代码和数据的存储器单元(没有示出)相关。处理器1490和1450还可以执行计算以产生分别用于上行链路和下行链路的频率和脉冲响应估计。

对于多接入系统(例如，FDMA、OFDMA、CDMA、TDMA等)，多个终端可以同时在上行链路上同时发射。对于这种系统，导频子带可以在不同终端之间共用。在每个终端的导频子带横跨整个工作频带(可能除了带宽边缘之外)的情况中，可以使用这种信道估计技术。这种导频子带结构对于每个终端获得频率分集是很理想的。在此所述的技术可以各种方式来实现。例如，这些技术可以硬件、软件或其组合来实现。对于硬件实现，用于信道估计的处理单元可以用一个或多个应用程序规范的集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑设备(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、设计用于执行在此所述功能的其他电子单元，或它们的组合来实现。采用软件时，可以通过执行在此所述功能的模块(例如，程序、函数等)来实现。这些软件代码可以存储在存储器单元中，并可以由处理器1490和1450执行。

对于软件实现，在此所述的技术可以用执行在此所述功能的模块(例如程序、函数等)来实现。这些软件代码可以存储在存储器单元，并可以由处理器执行。所述存储器单元可以实现在处理器内部或处理器的外部，在此情况下，存储器单元通过现有技术已知的各种装置可通信地连接到处理器。

上面所描述的包括典型实施例。当然，为了描述实施例的目的，不可能描述元件或方法的每一种可能的组合，但是本领域技术人员可以认识到许多其他的组合和置换都是可以的。因此，这些实施例目的在于包含落入所附权利要求书的精神和范围内的所有这些替换、修改和变换。而且，对于在详细描述或权利要求书中使用的术语“包括”的程度。该术语包括以类似于术语“包含”在权利要求中采用转换叙述时被解释为“包含”的方式。

Claims (30)

1.一种用于通信系统的定时校准方法，包括：

相互之间校准来自码元子集的两个或多个码元的码元定时以解决码元之间的定时差；和

基于来自码元子集的码元获得信道估计，其中一个或多个码元已经在时间上得以校准。

2.根据权利要求1的方法，其特征在于，采用信道估计来生成用于子集中的码元或子集外的码元的定时校准信息。

3.根据权利要求1的方法，其特征在于，采用所述信道估计从子集或子集外的码元中解调包含在码元中的数据。

4.根据权利要求1的方法，其特征在于，进一步包括在校准后续码元或先前码元的定时到第一码元的期间解调出第一码元。

5.根据权利要求1的方法，其特征在于，进一步包括执行长度为2P的信道估计，其中P是整数个导频载波。

6.根据权利要求5的方法，其特征在于，进一步包括采用来自至少两个相邻码元的导频报告来确定定时校准。

7.根据权利要求1的方法，其特征在于，进一步包括确定一个或多个时间滤波器抽头以产生用于数据解调的信道估计，并确定定时校准。

8.根据权利要求1的方法，其特征在于，进一步包括执行最小二乘方标准来确定信道估计。

9.根据权利要求8的方法，其特征在于，进一步包括确定用于信道估计的实际和过剩的部分。

10.根据权利要求8的方法，其特征在于进一步包括在多个码元上平均时间域信道估计。

11.根据权利要求1的方法，其特征在于进一步包括确定用于信道估计的一个或多个时间滤波器系数。

12.一种用于无线接收机的信道估计模块，包括：

时间滤波器元件，用于处理在只有前向链路网络中接收的码元子集；和

校准元件，用于在解调当前码元期间，调整在所述码元子集中的码元之间的定时，并调整调整至少一个码元相对于所述子集中的其他码元成员的定时。

13.根据权利要求12的模块，其特征在于进一步包括用于确定用于信道估计的信噪比的元件。

14.根据权利要求12的模块，其特征在于进一步包括用于确定码元能量的元件。

15.根据权利要求12的模块，其特征在于进一步包括用于确定与时间滤波器系数和码元上的信道变化相关的参数的元件。

16.根据权利要求12的模块，其特征在于进一步包括用于确定多普勒频率的元件。

17.根据权利要求12的模块，其特征在于进一步包括用于为数据解调和定时校准产生信道估计的至少一个非因果滤波器。

18.根据权利要求12的模块，其特征在于进一步包括用于确定过剩延迟扩展的元件。

19.根据权利要求12的模块，其特征在于进一步包括用于为数据解调和定时校准产生信道估计的至少三个时域滤波器抽头。

20.根据权利要求19的模块，其特征在于进一步包括将抽头值分别设置为{0.25，0.5，和0.25}。

21.根据权利要求12的模块，其特征在于进一步包括用于将数据优化到导频能量比的元件。

22.根据权利要求12的模块，其特征在于进一步包括具有在其上存储了机器可读指令以执行时间滤波器元件或校准元件的机器可读介质。

23.一种用于无线接收机的定时校准元件，包括：

用于在OFDM广播中接收码元子集的装置；

用于滤波所述码元子集的装置；

用于校准在所述子集内的码元的装置；和

用于根据所述码元子集的当前解调来校准一个或多个码元的装置。

24.一种具有在其上存储了机器可读指令的机器可读介质，包括：

在只有前向链路广播中接收码元子集；

解码所述码元子集；

为所述子集内的码元确定定时校准；和

在当前解调期间根据所述定时校准而调整一个码元的定时。

25.一种具有在其上存储了数据结构的机器可读介质，包括：

在无线网络中接收码元子集；和

分配至少三个非因果滤波器抽头结构来调整所述码元子集内的定时差。

26.一种无线通信装置，包括：

存储器，其包括用于为所接收的码元子集确定时间校准的元件；和

与一接收机相关联的至少一个处理器，所述处理器在调整所述码元子集中的另一码元的定时期间解码至少一个当前码元。

27.一种在通信环境中执行时间同步的方法，包括：

基于OFDM码元的相对早或晚的抽样来确定与操作一起应用的定时校准；和

部分基于OFDM码元的或早或晚的抽样来执行抽样校准。

28.根据权利要求27的方法，其特征在于进一步包括下面等式的至少一个来执行所述抽样校准：

早期抽样校准： $y_{\mathrm{\α}}\left(n\right)=\left[\begin{array}{cc}{0}_{(p-x)\×x}& I_{P-x}\\ e^{j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{\α}}{8}}\·I_x& 0_{x\×(P-x)}\end{array}\right]\·y_{\mathrm{\α}}^{\left(\mathrm{early}\right)}\left(n\right)$

晚期抽样校准： $y_{\mathrm{\α}}\left(n\right)=\left[\begin{array}{cc}{0}_{x\×(P-x)}& e^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{\α}}{8}}\·I_x\\ I_{P-x}& 0_{(P-x)\×x}\end{array}\right]\·y_{\mathrm{\α}}^{\left(\mathrm{late}\right)}\left(n\right).$

29.根据权利要求28的方法，其特征在于，所述早期抽样校准进一步包括在值y_a ^(early)(n)上对x抽样执行循环右移，然后将循环移动后获得的第一个x抽样乘以

30.根据权利要求28的方法，其特征在于，所述晚期抽样校准进一步包括在值y_a ^(late)(n)上对x抽样执行循环左移，然后将循环移动后获得的最后的x抽样乘以

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