JP4526662B2

JP4526662B2 - データ送信方法および受信機

Info

Publication number: JP4526662B2
Application number: JP2000206375A
Authority: JP
Inventors: ダミアン・キャステラン
Original assignee: Mitsubishi Electric R&D Centre Europe BV Netherlands
Current assignee: Mitsubishi Electric R&D Centre Europe BV Netherlands
Priority date: 1999-10-08
Filing date: 2000-07-07
Publication date: 2010-08-18
Anticipated expiration: 2020-07-07
Also published as: FR2799597A1; JP2001119369A; US6876672B1; FR2799597B1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（直行周波数分割多重化）とも呼ばれるマルチキャリア変調を使用したデータ送信システムの受信機に送信機からデータをマルチキャリア上で送信する方法に関する。また、本発明は、上記データ送信方法を実施するよう特に意図された受信機にも関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭと呼ばれる、マルチキャリア上で変調する技術は公知であり、これは多数のサブキャリアを介して送信されるべきデータを配信することからなり、これにより、上記送信システムの送信機と受信機の間の送信チャネルのパルス応答の広がりよりもかなり長いシンボルタイムを得ることが可能になる。この技術は、受信機が固定された、または、受信機がモバイルな、あるいは、受信機がポータブルな場合の無線の送信に適合されることが好ましい。
【０００３】
ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重化）タイプの送信システムの説明は、「Principles of modulation and channel coding for digital broadcasting for mobile receivers」と題する、R. LasalleおよびM. Alardの名による、１９８７年８月のEBU Review Ｎｏ．２２４、第１６８頁から第１９０頁に記載されている。
【０００４】
このような送信システムを図１に示し、次に説明する。かかる送信システムは、本質的に送信チャネル３０により受信機２０と通信する送信機１０からなる。
【０００５】
送信すべきデータはまず、ユニット１２において、バイナリ（２進数）から信号への符号化を受ける。これは、変調、たとえばＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying，直交位相偏移変調）タイプ、１６ＱＡＭ（16 Quadrature Amplitude Modulation，１６直交振幅変調）タイプ、あるいは、６４ＱＡＭタイプの変調処理からなる。ユニット１２は、ユニット１２で使用される変調のタイプによって決まる変調アルファベットに属する信号（以下、変調信号と呼ぶ）を出力する。
【０００６】
フレーム化ユニット１３において、ユニット１２によって送出された変調信号は、次に、可能であれば、基準信号を挿入した（基準シンボルの挿入、分散パイロットの挿入等）フレームの形態にされる。これにより、受信側において同期処理等の所定の処理が必要となる。
【０００７】
ユニット１３によって送出される変調信号フレームは、ユニット１４において、個別の周波数をそれぞれ有する複数のサブキャリアを変調する。ユニット１４によって実行されるこの変調は、たとえば、逆フーリエ変換をユニット１３から発せられたフレームに含まれる変調信号のブロックに適用することからなる。ユニット１４は、以下ＯＦＤＭシンボルと呼ぶ信号を送出する。
【０００８】
変調ユニット１４から発せられたＯＦＤＭシンボルは、変換ユニット１５においてデジタルからアナログへの変換を受ける。
【０００９】
送信機１０で実施される処理はすべて、変調ユニット１４によって送出されたＯＦＤＭシンボルが、送信機サンプリング周波数と呼ばれるサンプリング周波数ｆ_e ^Eで送出されるように、タイムベース１６によって同期される。
【００１０】
変調ユニット１４が各ＯＦＤＭシンボルの間にガードタイムを設けることにより、連続したシンボル間のあらゆる干渉を低減、さらにはなくすことが可能となることに留意されたい。たとえば、シンボルのガードタイムは、先行シンボルの終端の反復であり、その長さは、その持続期間が送信チャネル３０が対象となるほぼすべてのエコーの持続期間よりも長くなるように選択される。
【００１１】
送信すべきデータは、重畳を有するタイプ、外部リードソロモンコードを有する重畳を有するタイプ、ターボコードと呼ばれるコードまたはその他を有するタイプでありうる符号化を予め受けていてもよいことに留意されたい。送信すべきデータはまた、周波数タイプ、すなわちＯＦＤＭシンボルの長さのインタリーブ化、または特にインタリーブが多数のシンボルに亘る場合には、周波数および時間タイプのインタリーブ化を行ってもよい。この用語「周波数および時間インタリーブ化」とは、ＯＦＤＭ信号の時間周波数表現を指すものである。
【００１２】
図２は、持続期間がＴ_GIのガードタイムＧＩと、持続期間がＴ_Uの有用なデータを含む部分を有するＯＦＤＭシンボルを示す。ＯＦＤＭシンボルの全持続期間は、Ｔ_sと表す。
【００１３】
ユニット１５によって送出されるアナログ信号は次に、送信ユニット１７によって、以下の説明において記号ｆ₀ ^Eによって表される周波数でキャリアを変調する送信チャネル３０を介して送信される。周波数ｆ₀ ^Eはまた、タイムベース１６によっても生成される。
【００１４】
また、送信機サンプリング周波数ｆ_e ^Eは、送信キャリア周波数ｆ₀ ^Eと比例してもよいことに留意されたい。
【００１５】
送信されたデータを元に戻すために、受信機２０は、送信機１０によって行われる動作と逆の動作を行う。これを行うために、受信機２０は、タイムベース２６によって送出される周波数がｆ₀ ^Rである搬送検出信号によって、チャネル３０から受信した信号をベースバンドに転置するよう設計された受信ユニット２７を備える。サンプリング周波数ｆ_e ^Rは、キャリア検出周波数ｆ₀ ^Rに比例するようにしてもよい。
【００１６】
受信機２０はまた、アナログからデジタルへの変換を行うアナログ／デジタル変換ユニット２１も備える。変換ユニット２１は、アナログ／デジタル変換により得られたデジタルサンプルを、送信機１０の変調ユニット１４によって行われる変調中に使用されたサブキャリアの復調を行うユニット２２の入力に送出するために設けられる。
【００１７】
１つの可能な実施形態によれば、復調ユニット２２は、フーリエ変換を使用する。
【００１８】
推測ユニット２３は、復調ユニット２２によって送出される信号から、ユニット１２によって送信された変調信号の推測を行う。これを行うために、推測ユニット２３は、位相偏移と、マルチパス送信チャネル３０に起因する振幅変更との修正を行う。
【００１９】
復調されたシンボルは次に、符号化ユニット１２と対になっている復号化ユニット２４において復号化される。
【００２０】
ユニット２１から２４はすべて同期されるが、同期するために、以下の説明では受信機サンプリング周波数と呼ぶ、サンプリング周波数ｆ_e ^Rに関連する周波数で、タイムベース２６によってクロックされる。特に、変換ユニット２１によって送出される信号は、この受信機サンプリング周波数ｆ_e ^Rでクロックされたサンプルの形態である。ユニット２２については、ウィンドウ内に共にグループ化された、サンプルのこの復調ブロックは、以下、上記受信機サンプリング周波数ｆ_e ^Rに関連する周波数でのクロック信号から決定される、解析ウィンドウと呼ばれる。
【００２１】
図２は、考慮中のシンボルの開始に対して時間ｔ_nに位置するこの解析ウィンドウＦを示す。
【００２２】
復調ユニット２２が解析ウィンドウ外のデータを無視する場合、復調ユニット２２はガードタイムを構成するサンプルの解析を行わないことに留意されたい。
【００２３】
推測ユニット２３は、デフレーム化部２３ａおよび復調部（プロパー（proper））２３ｂを備える。復調部２３ｂは、基準シンボルのあるまたはない、パイロットのあるまたはないコヒーレント復調であるか、あるいは符号化ユニット１２によって行われる変調に従った異なる復調のいずれかでありうる復調を行う。コヒーレント復調の場合、チャネル３０の周波数応答の推測は、推測部２３ｃにおいて行われる。
【００２４】
このような電気通信システムの受信機２０は、いずれの電気通信システムとも同様に、その時間同期、特に受信機サンプリング周波数ｆ_e ^Rを送信機サンプリング周波数ｆ_e ^Eにスレーブ化することに問題を課す。
【００２５】
このスレーブ化が完全に達成されると、すなわち受信機サンプリング周波数ｆ_e ^Rが送信機サンプリング周波数ｆ_e ^Eと等しくなると、受信機２０において行われる処理は、送信機１０から受信した信号と完全に同期する。特に、復調ユニット２２によって使用される解析ウィンドウＦの位置は、復調されるシンボルと正確に対応するように決定されうる。
【００２６】
さらに、特にガードタイムを使用した結果、このウィンドウの位置には一定の公差がある。
【００２７】
しかしながら、送信機サンプリング周波数ｆ_e ^Eに対する受信機サンプリング周波数ｆ_e ^Rの偏移は、復調プロセスに対して下記の３つの主要な結果を有する：
１）受信信号の基底関数と、復調に使用される基底関数との間の直交性が失われ、その結果、同じＯＦＤＭシンボルの異なるサブキャリアを変調する信号間に干渉が生じる（そして導入される歪みは概して非常に低く、無視可能とみなすことができる。これは、本発明によって行われるものである。）；
２）解析ウィンドウがスリップし、その結果、このスリップが許容範囲よりも大きい場合には、連続したＯＦＤＭシンボル間に干渉が生じる；
３）２つの連続したシンボルの復調した信号の間の位相偏移、解析ウィンドウの位置の変化に直接関連する、キャリア毎に変化する位相偏移。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
従来では、このスレーブ化の問題を解決するために、送信機から受信した信号の解析を使用して、受信機サンプリング周波数ｆ_e ^Rを送信機サンプリング周波数ｆ_e ^Eにスレーブさせる、フィードバックループを使用する。しかしながら、この解決策は、特に電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）を使用することから、実施が比較的面倒であることがわかっており、また、この電圧制御水晶発振器は高価であるという問題点があった。
【００２９】
この発明は、かかる問題点を解決するためになされたものであり、サンプリング周波数の偏移を修正可能とするとともに、ＯＦＤＭシステムの受信機の同期の実施を容易にするか、あるいは、さらにサンプリング周波数のスレーブ化の省略を可能にすることにより、ＯＦＤＭ方式に活用でき、低価格のマルチキャリアでデータを伝送することが可能なデータ送信方法及び当該データ送信方法を実施する受信機を得ることを目的とする。
【００３０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、送信機から受信機へマルチキャリア上でデータを送信するデータ送信方法であって、前記送信機側において、送信すべきデータを２進数から信号に符号化して、変調信号を形成するステップと、前記変調信号を有する複数のサブキャリアを変調して、ＯＦＤＭシンボルを形成するステップと、前記送信機および前記受信機との間のチャネルを介して、前記ＯＦＤＭシンボルを、送信機サンプリング周波数と呼ばれるサンプリング周波数に関連するレートで送信するステップと、前記受信機側において、受信機サンプリング周波数と呼ばれるサンプリング周波数に関連する周波数でクロック信号から、送信機から受信した信号についての解析ウィンドウを決定して、サンプルのブロックを形成するステップと、考慮中の前記サンプルのブロックについての前記サブキャリアを復調することにより、前記送信された変調信号を推測するステップと、を備え、前記推測ステップは、前記送信された信号に対する解析ウィンドウの位置における変更を修正するよう設計されており、さらに、前記受信機側において、前記送信されたＯＦＤＭシンボルと同時に送信された１つまたは複数の分散パイロットについての送信チャネルの前記応答を推測するステップと、すべての周波数において、および、すべてのＯＦＤＭシンボルについてチャネルの周波数応答を時間毎、および、周波数毎に補間するステップと、前記連続したＯＦＤＭシンボル間の位相差を前記送信チャネル推測に適用するステップとを備えていることを特徴とするデータ送信方法である。
【００３２】
有利なことに、前記推測ステップは、考慮中の前記サンプルのブロックについての前記サブキャリアを復調すること、そして、送信機と受信機との間の送信チャネルの作用を修正することからなり、前記解析ウィンドウの位置における変更を修正するステップは、２つの連続したＯＦＤＭシンボル間の位相差を推測すること、および送信機と受信機の間の送信チャネルの作用の前記修正中にこの位相差を使用することからなる。
【００３３】
２つの連続したＯＦＤＭシンボル間の位相差を推測するために、送信機のサンプリング周波数に対する受信機のサンプリング周波数の位相の程度が有利に推測される。
【００３４】
【数１１】

【００３５】
前記２つの連続したＯＦＤＭシンボル間の位相差は、以下に等しい。
【００３６】
【数１２】

【００３７】
式中、Ｔ_sは考慮中のシンボルの長さ合計であり、Ｔ_uは、その有用な部分であり、ｋは考慮中のサブキャリアの指数であり、ｎは考慮中のＯＦＤＭシンボルの指数である。
【００３８】
２つの連続したシンボル間の位相差を推測するために、ウィンドウ再配置ユニットによってもたらされた前記解析ウィンドウの位置についての偏移決定αを考慮に入れることも可能である。前記２つの連続したシンボル間の位相差は、以下に等しい。
【００３９】
【数１３】

【００４０】
式中、Ｔはサンプルの持続期間であり、αはサンプルの数で表現される偏移決定値である。
【００４１】
２つの連続したシンボル間の位相差を推測するためには、ウィンドウ再配置ユニットによってもたらされる前記解析ウィンドウの位置についての偏移決定のみを考慮に入れることも可能である。前記２つの連続したシンボル間の位相差は、以下に等しい。
【００４２】
【数１４】

【００４３】
式中、Ｔはサンプルの持続期間であり、αはサンプルの数で表現される偏移決定値である。
【００４４】
本発明の上述した特徴、ならびにその他の特徴は、添付図面と組み合わせて提示される以下の、上述した方法を実施する受信機の実施形態例の説明を読むことにより、より明白になるであろう。
【００４５】
【発明の実施の形態】
図３に示す受信機２０は、図１に示す受信機と同様に、アナログ／デジタル変換ユニット２１と、たとえばフーリエ変換計算ユニットの形態である復調ユニット２２と、推測ユニット２３と、デインタリーブユニットと、復号化ユニット２４とを備える。
【００４６】
復調ユニット２２および推測ユニット２３は、受信機サンプリング周波数ｆ_e ^Rと呼ばれるサンプリング周波数で信号をこれらに送出するタイムベースによって同期される。
【００４７】
受信機２０はまた、タイムベース（図示せず）により、かつ受信機サンプリング周波数ｆ_e ^Rに関連する周波数で送出されたクロック信号から、ユニット２１によって送出された信号についての解析ウィンドウＦを決定するために設けられるユニット２８も備える。この解析ウィンドウＦは復調ユニット２２に送出されて、復調が適用されるサンプルのブロックを形成する。
【００４８】
本発明によれば、推測ユニット２３は、送信チャネル３０による作用だけでなく、解析ウィンドウＦの位置およびそのドリフトに関連する位相偏移も修正することで、受信した信号の復調を実行する。
【００４９】
これを行うために、図３の受信機２０はユニット２９を有する。ユニット２９は、受信機２０により受信した信号か、あるいは復調ユニット２２から出力された信号のいずれかをベースとして、送信機サンプリング周波数ｆ_e ^Eに対する受信機サンプリング周波数ｆ_e ^Rの偏差δｆ_eの推測をもたらす。
【００５０】
ユニット２９は、受信機サンプリング周波数ｆ_e ^Rが受信チューナのキャリア検出周波数ｆ₀にスレーブ化されているか否かによって、異なる方法で進められてもよい。
【００５１】
第１の場合、ユニット２９は自動周波数制御（ＡＦＣ）ユニット（図示せず）を内蔵する。自動周波数制御ユニットは、送信チューナｆ₀ ^Eのキャリア周波数と、受信チューナの現在のキャリア検出周波数ｆ₀ ^Rの間の偏差δｆ₀を推測し、かつその偏差δｆ₀から以下の等式を用いてエラーδｆ_eの推測を導出する。
【００５２】
【数１５】

【００５３】
たとえば、自動周波数制御（ＡＦＣ）ユニットは、受信すると、各フレームの開始に定期的に送信される既知のシンボルの解析を実行し、これらから、キャリア周波数における偏移δｆ₀の推測を与える。
【００５４】
また、バーストの開始において送信された、２つの連続した既知のシンボルを使用し、各キャリアについて、２つの受信したシンボル間の位相偏移を測定してもよい。
【００５５】
また、連続して既知の値を送信するフレームにおけるある固定のキャリア「連続パイロット」を使用してもよい。これらの連続したパイロットは、周波数の「櫛（comb）」に相当する。受信して、この櫛の位置を探索することにより、キャリア周波数位相偏移δｆ₀の第１の大まかな推測が得られる。そして、より精度の高い推測は、この櫛のキャリアについて、２つの連続して受信したＯＦＤＭシンボル間の位相偏移の値を測定することによって得られる。
【００５６】
第２の場合、ユニット２９は、受信機サンプリング周波数と送信機サンプリング周波数の間の偏差δｆ_eを受信データから直接決定する。
【００５７】
たとえば、ｎ番目のＯＦＤＭシンボルの有用データに対する解析ウィンドウｔ_nの時間位置の推測から、ユニット２９は、２つの連続したシンボル間のこの時間位置における変化（ｔ_n―ｔ_n _― ₁）を平均化してから、以下の数式により、サンプリング周波数偏移δｆ_eの推測δ’ｆ_eを決定する。
【００５８】
【数１６】

【００５９】
式中、（ｔ_n―ｔ_n _― ₁）バーは連続したシンボル間の解析ウィンドウ位置の変化の平均を表す。
【００６０】
別の可能性としては、２つの連続した既知のシンボル間の受信時の位相差（これは、考慮しているキャリアによって変化する）を使用することからなってもよい。これらの位相偏移は実際に、現在の受信機サンプリング周波数ｆ_e ^Rと送信機サンプリング周波数ｆ_e ^Eの間の偏差δｆ_eに直接関連するため、偏差δｆ_eの推測が可能になる。
【００６１】
受信機２０はまたユニット３０も備える。ユニット３０は、推測ユニット２９によって送出される、受信機と送信機のサンプリング周波数偏差信号をベースとして、解析ウィンドウの位置における変更の結果として生じる、２つのシンボル間の位相偏移β_k,nを表す信号を送出する。この位相偏移β_k,nを表す信号は、推測ユニット２３に送出される。
【００６２】
このこの位相偏移β_k,nを表す信号は、この位相偏移の推測β’_k,nであってもよことに留意されたい。
【００６３】
復調ユニット２２によって使用されるフーリエ変換から発せられる指数ｋのサブキャリアを変調する、ｎ番目のＯＦＤＭシンボルの要素の推測Ｃ’_k,nを以下の形式で書いてもよいことがわかる。
【００６４】
【数１７】

【００６５】
式中、Ｈ_k,nは、チャネルの周波数応答を表し、θ_k,nは、Ｃ_k,nで表されるサブキャリアｋを変調するｎ番目のＯＦＤＭシンボルの要素に割り当てられた位相であり、Ｔ_GIはガードタイムの持続期間であり、Ｔ_uは、前記シンボルの有用部分の持続期間であり、ｔ_nは、受信したｎ番目のシンボルＣ_k,nに対する解析ウィンドウＦの時間位置を表す（図２参照）。位相θ_k,nは、以下の数式の結果得られる、解析ウィンドウＦの時間位置ｔ_nによって決定される。
【００６６】
【数１８】

【００６７】
推測ユニット２３は結果として、変調され、ここでは以下のように書かれるチャネル３０の応答Ｈチルダ_k,nを得る。
【００６８】
【数１９】

【００６９】
したがって、シンボルに対する解析ウィンドウの位置ｔ_nにおけるドリフトの結果、送信チャネル３０のパルス応答Ｈチルダ_k,nが明らかに変更される。
【００７０】
したがって、２つの連続したシンボルの解析ウィンドウの時間位置における変化（ｔ_n−ｔ_n-1）により、以下に等しいサブキャリアｋの位相偏移が生じる。
【００７１】
【数２０】

【００７２】
この偏移（ｔ_n−ｔ_n-1）がサンプリング周波数ｆ_e ^Eをスレーブ化していないことに関連した低速ドリフトのみによるものである場合、この偏移（ｔ_n−ｔ_n-1）を以下のように書くことができる。
【００７３】
【数２１】

【００７４】
式中、δは周波数偏移の程度であり、以下の数式によって与えられる。
【００７５】
【数２２】

【００７６】
したがって、ｎ番目のシンボルのサブキャリアｋの位相偏移の値は、以下に等しい。
【００７７】
【数２３】

【００７８】
この表現はまた、今度は解析ウィンドウ内のサンプルＮの数と、ガードタイムに対応するサンプルΔの数を考慮して、以下のように書くことも可能である。
【００７９】
【数２４】

【００８０】
式中、Ｎ＝Ｔ_u・ｆ_e ^Eであり、Δ＝Ｔ_GI・ｆ_e ^Eである。
【００８１】
Ｔ_sは、ＯＦＤＭシンボルの長さの総計を表すことを明言すべきである。これによって以下が与えられる。
【００８２】
【数２５】

【００８３】
図３に示す実施形態において、受信機２０は、たとえばサンプルの数として表現されるウィンドウ進行信号またはウィンドウ遅延信号αを送出するために設けられたユニット３１を備える。これを行うためには、たとえば、送信チャネルのパルス応答を推測してから、この応答の第１のピークの時間位置を決定する。この位置により、シンボルの有用部分に対する解析ウィンドウの位置ｔ_nの推測が可能になる（図２参照）。
【００８４】
この位置の値に応じて、ユニット３１は、信号αによって表される１つまたは複数のサンプル時間単位だけ現在の解析ウィンドウを進行または後退させるよう決定し、該信号αは次に、新しい解析ウィンドウを決定するために、ユニット２８に送出される。
【００８５】
ユニット３１によって送出される信号αにより、フーリエ変換を計算するため、ユニット２２によって使用される解析ウィンドウを定期的に再調整することが可能になる。バーストまたは長さが比較的短いフレームの場合、この再調整は、データの復調という帰結がないフレーム（またはバースト）の開始において行うことができる。反対の場合には、これによって位相偏移（考慮中のキャリアに応じて変化する）、完全なアナログからの周波数ｆ_e ^Eにおけるエラーによる解析ウィンドウの定期的なスリップによって生じる位相偏移が生じる。
【００８６】
ユニット３０はまた、ユニット３１により送出されるウィンドウ配置信号αによるタイムベース２８上の意図的なアクションから生じる偏移の部分を考慮に入れることもできる。この場合、解析ウィンドウの位置の連続したシンボル間の変化（ｔ_n−ｔ_n-1）は、以下のような形式で書くことができる。
【００８７】
【数２６】

【００８８】
式中、δ＝−δｆ_e’／ｆ_e ^Rであり、Ｔは、サンプルの持続期間である（Ｔ＝１／ｆ_e ^R）。
【００８９】
したがって、ｎ番目のシンボルについてのサブキャリアｋの位相偏移β_k,nは、以下に等しい。
【００９０】
【数２７】

【００９１】
たとえば、δ＝１０^-5であり、Ｎ／Δ＝４であり、かつ、ｋ＝３４０５である場合には、位相偏移β₃₄₀₅＝０．２６ラジアンが得られる。
【００９２】
図示していない別の実施形態によれば、ユニット３０は、ウィンドウの進行または後退信号αにのみ関連する２つの連続したＯＦＤＭシンボル間の位相偏移β_k,nを表す信号を送出する。この場合、解析ウィンドウの位置の連続したシンボル間の変化（ｔ_n−ｔ_n-1）は以下の形式で書くことができる。
【００９３】
【数２８】

【００９４】
式中、Ｔはサンプルの持続期間（Ｔ＝１／ｆ_e ^R）であり、αはユニット３１によって送出されるウィンドウ進行または後退信号である。
【００９５】
したがって、ｎ番目のシンボルについてのサブキャリアｋの位相偏移β_k,nは、以下に等しい。
【００９６】
【数２９】

【００９７】
送信チャネル３０の作用だけでなく、解析ウィンドウの位置およびそのドリフトに関連する位相偏移も修正するために、推測ユニット２３が進行する正確な方法は、復調ユニット２３（図１および図３参照）によって使用される復調のタイプ、すなわち、１つの基準シンボルまたは複数の連続した基準シンボルとの同期、分散パイロットとの同期、あるいは差分、によって決まる。
【００９８】
図４は、少なくとも１つの基準シンボルを、フレームまたはバーストの開始において一般に送信される変調信号のコヒーレント復調を行うタイプのシンボル推測ユニット２３のブロック図を示す。この推測ユニット２３は、図３に示す復調ユニット２２から発せられる信号Ｙ_k,nを受信し、復号化ユニット２４に、ｎ番目のＯＦＤＭシンボルのｋ番目のサブキャリアを変調する要素に相当する推測信号Ｃ’_k,nを送出する。これはまた、図３に示すユニット３０から、２つの連続したシンボルβ’_k,nの間の位相偏移の推測値を受信する。
【００９９】
ユニット２３は、推測および更新ユニット２３１によって決定されるチャネルＨチルダ_k,nの周波数応答の推測が供給される復調器２３０を備える。推測および更新ユニット２３１はチャネル２３１ａの応答を推測するためのユニットを備えており、これによって、基準シンボル（ｎ＝０、１、．．．、ｔ−１、ただしｔは連続した基準シンボルの数である）についてのチャネルの応答を推測することが可能になる。また推測および更新ユニット２３１は、以下の再帰的数式によりチャネルの応答を決定する更新ユニット２３１ｂも備える。
【０１００】
【数３０】

【０１０１】
次に復調器２３０は、以下の数式によりｎ番目のＯＦＤＭシンボルのｋ番目のサブキャリアを変調する要素を推測する。
【０１０２】
【数３１】

【０１０３】
分散パイロットを有する信号の復調を行うよう設計されたコヒーレント復調の場合、推測ユニット２３はまず、パイロットが送信されて（ＯＦＤＭ信号の時間周波数プレーン（plane）において）、すべての周波数において、かつすべてのシンボルについてチャネルＨ_k,nの周波数応答を推測するために、時間毎、かつ周波数毎に補間された、送信チャネルの応答を推測する。これを行うために、推測ユニット２３は、たとえば二次元タイプ（時間＋周波数）の補間フィルタを有しうる。
【０１０４】
パイロットとは、時間周波数領域において分散されてＯＦＤＭフレームで送信されるデータである。受信機は、これら送信されるデータを認識している。
【０１０５】
周波数軸上の位相偏移θ_k,nにおける変化は、不都合ではない。これは、チャネルＨ_k,n自体の周波数応答は、周波数の関数として高速で変化し、補間フィルタは、これらの変数を考慮に入れることができるためである。一方、チャネルＨ_k,nの周波数応答の値が時間軸に沿って高速に変化するようサポートされていないため、サンプリング周波数δｆ_eのドリフトが大きすぎる場合には、補間フィルタを分散することができる。
【０１０６】
図５は、分散パイロットを有する信号の復調を行うよう設計された推測ユニット２３の特定の実施形態を示す。この推測ユニット２３は、パイロット上のみのチャネルの周波数応答を推測するよう意図されたパイロット２３１ｃにおいて推測するユニットから構成されるチャネル２３１自身の応答を推測するユニットを有する。これらの異なる推測はメモリ２３１ｄに格納されてから、ユニット２３１ｅにおいてリフェーズ（rephase）する。ユニット２３１ｅは、ユニット３０（図３）から連続したシンボルβ’_k,nの間の位相偏移の値を受信する。推測ユニット２３１は補間ユニット２３１ｆも有する。補間ユニット２３１ｆは、パイロットにおけるチャネル推測についてリフェーズした信号をベースとして、すべてのキャリアｋおよびすべての瞬間ｎについてチャネルＨチルダ_k,nの周波数応答の推測を送出する。
【０１０７】
図５の推測ユニット２３はまた、ユニット２３１によって導入された遅延に対応する遅延を導入するよう意図されたユニット２３２も有する。図５の推測ユニット２３はまた、ユニット２３２から発せられた遅延データに、値（θ’_k,n−θ’_k,n-p）に等しい位相偏移を導入するユニット２３３を有する。なお、当該値（θ’_k,n−θ’_k,n-p）とは、すなわち次式で与えられる。
【０１０８】
【数３２】

【０１０９】
式中、ｐは補間ユニット２３１ｆの遅延である。これによって、サンプリング周波数δｆ_eのドリフトおよびこの遅延中の推測ウィンドウの調整を鑑みて、遅延データをユニット２３１によって供給される推測でリフェーズすることが可能になる。位相偏移の値β’_k,n-jは、ユニット３０によって供給される。
【０１１０】
リフェーズされたデータは、等価ユニット２３０に供給され、等価ユニット２３０は次に復調シンボルを復号化ユニット２４（図３）に送出する。
【０１１１】
図５は、差分変調によって変調される信号を復調するタイプの推測ユニット２３を示す。この場合、有用データＤ_k,nは、以下の数式に従って変調される。
【０１１２】
【数３３】

【０１１３】
対応する復調は、ユニット２３０において行われる。推測ユニット２３は、復調ユニット２２から発せられた入力信号を１つの（長さＴ_sの）ＯＦＤＭシンボルだけ遅延させる遅延ユニット２３４と、遅延シンボルの共役を計算するユニット２３５とを有する。ユニット２３０において復調された信号は、以下のように書くことができる。
【０１１４】
【数３４】

【０１１５】
この信号は、ユニット３０から連続したシンボル間の位相偏移β’_k,nの値を受信する位相偏移ユニット２３６に供給される。ユニット２３６は次に、以下の形式の復調信号を送出する。
【０１１６】
【数３５】

【０１１７】
【数３６】

【０１１８】
【発明の効果】
本発明は、送信機から受信機へマルチキャリア上でデータを送信するデータ送信方法であって、前記送信機側において、送信すべきデータを２進数から信号に符号化して、変調信号を形成するステップと、前記変調信号を有する複数のサブキャリアを変調して、ＯＦＤＭシンボルを形成するステップと、前記送信機および前記受信機との間のチャネルを介して、前記ＯＦＤＭシンボルを、送信機サンプリング周波数と呼ばれるサンプリング周波数に関連するレートで送信するステップと、前記受信機側において、受信機サンプリング周波数と呼ばれるサンプリング周波数に関連する周波数でクロック信号から、送信機から受信した信号についての解析ウィンドウを決定して、サンプルのブロックを形成するステップと、考慮中の前記サンプルのブロックについての前記サブキャリアを復調することにより、前記送信された変調信号を推測するステップと、を備え、前記推測ステップは、前記送信された信号に対する解析ウィンドウの位置における変更を修正するよう設計されており、さらに、前記受信機側において、前記送信されたＯＦＤＭシンボルと同時に送信された１つまたは複数の分散パイロットについての送信チャネルの前記応答を推測するステップと、すべての周波数において、および、すべてのＯＦＤＭシンボルについてチャネルの周波数応答を時間毎、および、周波数毎に補間するステップと、前記連続したＯＦＤＭシンボル間の位相差を前記送信チャネル推測に適用するステップとを備えていることを特徴とするデータ送信方法であるため、サンプリング周波数の偏移を修正可能とするとともに、ＯＦＤＭシステムの受信機の同期の実施を容易にするか、あるいは、さらにサンプリング周波数のスレーブ化の省略を可能にすることにより、ＯＦＤＭ方式に活用でき、低価格のマルチキャリアでデータを伝送することを可能にする。
【図面の簡単な説明】
【図１】複数のキャリア上でデータを送信するシステムの実施形態例のブロック図である。
【図２】ＯＦＤＭシンボルの構造を示す説明図である。
【図３】本発明の方法を実施するよう特に意図された、複数のキャリア上でデータを送信するためのシステムにおける受信機のブロック図である。
【図４】本発明の送信機側において行われるバイナリから信号への符号化に応じた、一実施形態による推測ユニットのブロック図である。
【図５】本発明の送信機側において行われるバイナリから信号への符号化に応じた、他の実施形態による推測ユニットのブロック図である。
【図６】本発明の送信機側において行われるバイナリから信号への符号化に応じた、他の実施形態による推測ユニットのブロック図である。
【符号の説明】
１０送信機、１２符号化ユニット、１３フレーム化ユニット、１４変調ユニット、１５変換ユニット、１６タイムベース、１７送信ユニット、２０受信機、２１変換ユニット、２２復調ユニット、２３推測ユニット、２３ａデフレーム化部、２３ｂ復調部、２３ｃ推測部、２４復号化ユニット、２６タイムベース、２８解析ウインドウ決定ユニット、２９周波数偏差推測ユニット、３０送信チャネル、３１解析ウインドウ進行／後退ユニット。

Claims

送信機から受信機へマルチキャリア上でデータを送信するデータ送信方法であって、
前記送信機側において、
送信すべきデータを２進数から信号に符号化して、変調信号を形成するステップと、
前記変調信号を有する複数のサブキャリアを変調して、ＯＦＤＭシンボルを形成するステップと、
前記送信機および前記受信機との間のチャネルを介して、前記ＯＦＤＭシンボルを、送信機サンプリング周波数と呼ばれるサンプリング周波数に関連するレートで送信するステップと、
前記受信機側において、
受信機サンプリング周波数と呼ばれるサンプリング周波数に関連する周波数でクロック信号から、送信機から受信した信号についての解析ウィンドウを決定して、サンプルのブロックを形成するステップと、
考慮中の前記サンプルのブロックについての前記サブキャリアを復調することにより、前記送信された変調信号を推測するステップと、
を備え、
前記推測ステップは、前記送信された信号に対する解析ウィンドウの位置における変更を修正するよう設計されており、
さらに、前記受信機側において、
前記送信されたＯＦＤＭシンボルと同時に送信された１つまたは複数の分散パイロットについての送信チャネルの前記応答を推測するステップと、
すべての周波数において、および、すべてのＯＦＤＭシンボルについてチャネルの周波数応答を時間毎、および、周波数毎に補間するステップと、
前記連続したＯＦＤＭシンボル間の位相差を前記送信チャネル推測に適用するステップと
を備えていることを特徴とするデータ送信方法。
前記推測ステップは、考慮中の前記サンプルのブロックについての前記サブキャリアを復調することと、前記送信機と前記受信機との間の送信チャネルの作用を修正することとからなり、
前記解析ウィンドウの位置における変更を修正するステップは、２つの連続したＯＦＤＭシンボル間の位相差を推測することと、前記送信機と前記受信機の間の送信チャネルの作用の前記修正中にこの位相差を使用することとからなることを特徴とする請求項１に記載のデータ送信方法。
２つの連続したＯＦＤＭシンボル間の前記位相差を推測するために、前記送信機のサンプリング周波数

に対する前記受信機の前記サンプリング周波数の偏移の程度を推測することからなり、
前記２つの連続したＯＦＤＭシンボル間の前記位相差は以下の数式：

に等しく、ここで、Ｔ_sは考慮中のＯＦＤＭシンボルの長さ合計であり、Ｔ_uはその有用な部分であり、ｋは考慮中のキャリアの指数であり、ｎは考慮中のＯＦＤＭシンボルの指数であることを特徴とする請求項２に記載のデータ送信方法。
前記２つの連続したＯＦＤＭシンボル間の前記位相差を推測するために、ウィンドウ再配置ユニットによってもたらされた前記解析ウィンドウの位置についての偏移決定を考慮に入れることからなり、前記２つの連続したＯＦＤＭシンボル間の位相差は、以下の数式：

に等しく、ここで、Ｔはサンプルの持続期間であり、αはサンプルの数で表現される偏移決定値であることを特徴とする請求項２に記載のデータ送信方法。
前記２つの連続したＯＦＤＭシンボル間の位相差を推測するために、前記ウィンドウ再配置ユニットによってもたらされる前記解析ウィンドウの位置についての前記偏移決定を考慮に入れることからなり、前記２つの連続したＯＦＤＭシンボル間の位相差は、以下の数式：

に等しく、ここで、Ｔはサンプルの持続期間であり、αはサンプルの数で表現される偏移決定値であることを特徴とする請求項３に記載のデータ送信方法。
前記送信されたＯＦＤＭシンボルと同時に送信された１つまたは複数の基準シンボルについての前記チャネルの前記応答を推測するステップと、
前記連続したＯＦＤＭシンボル間の位相差を、以下の再帰的数式

により前記送信チャネル推測に適用するステップと、を備え、
ここで、Ｈチルダ_k,n＝Ｈチルダ_k,n-1ｅ^j ^β ^'k,nは指数ｋのキャリアについて、かつ、指数ｎのＯＦＤＭシンボルについてのチャネル応答の推測を表し、β'_k,nは、指数ｋのキャリアについての連続した指数ｎ−１およびｎの前記連続したＯＦＤＭシンボル間の前記位相差の前記推測であることを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載のデータ送信方法。
送信機によって送信される信号を受信するよう設計され、マルチキャリア上でデータを送信するためのシステムにおける受信機であって、
前記送信機は、
送信すべきデータを２進数から信号に符号化して変調信号を形成し、
前記変調信号を有する複数のサブキャリアを変調して、ＯＦＤＭシンボルを形成し、
前記ＯＦＤＭシンボルを、送信機サンプリング周波数と呼ばれるサンプリング周波数に関連するレートで送信するよう設計され、
前記受信機は、
受信機サンプリング周波数と呼ばれるサンプリング周波数に関連する周波数でクロック信号から、送信機から受信した信号についての解析ウィンドウを決定して、サンプルのブロックを形成し、
考慮中の前記サンプルのブロックについての前記サブキャリアを復調することで、前記送信された変調信号を推測するよう設計され、
前記送信された信号に対する前記解析ウィンドウの前記位置における変更を修正するよう設計され、
前記送信されたＯＦＤＭシンボルと同時に送信された１つまたは複数の分散パイロットについての送信チャネルの前記応答を推測し、すべての周波数において、および、すべてのＯＦＤＭシンボルについてチャネルの周波数応答を時間毎、および、周波数毎に補間し、前記連続したＯＦＤＭシンボル間の位相差を前記送信チャネル推測に適用するよう設計されている
ことを特徴とする受信機。
前記送信された変調信号を推測するために、考慮中のサンプルの前記ブロックについての前記サブキャリアを復調する手段と、
前記送信機と前記受信機との間の前記送信チャネルの作用を修正する手段と
を備え、
前記解析ウィンドウの前記位置における変更を修正するために、２つの連続したＯＦＤＭシンボル間の前記位相差を推測する手段を備え、
前記位相差は、前記送信機と前記受信機の間の前記送信チャネルの作用を修正する手段によって使用されることを特徴とする請求項７に記載の受信機。
前記２つの連続したＯＦＤＭシンボル間の位相差を推測するために、前記受信機は、前記送信機のサンプリング周波数

に対する前記受信機の前記サンプリング周波数の偏移の程度を推測するよう設計され、
前記２つの連続したＯＦＤＭシンボル間の前記位相差は以下の数式

に等しく、ここで、Ｔ_sは考慮中のＯＦＤＭシンボルの長さ合計であり、Ｔ_uはその有用な部分であり、ｋは考慮中のサブキャリアの指数であり、ｎは考慮中のＯＦＤＭシンボルの指数であることを特徴とする請求項８に記載の受信機。
前記２つの連続したＯＦＤＭシンボル間の前記位相差を推測するために、ウィンドウ再配置ユニットによってもたらされた前記解析ウィンドウの位置についての偏移決定を考慮に入れるよう設計され、前記２つの連続したＯＦＤＭシンボル間の位相差は、以下の数式

に等しく、ここで、、Ｔはサンプルの持続期間であり、αはサンプルの数で表現される偏移決定値であることを特徴とする請求項８に記載の受信機。
前記２つの連続したＯＦＤＭシンボル間の位相差を推測するために、前記ウィンドウ再配置ユニットによってもたらされる前記解析ウィンドウの位置についての前記偏移決定のみを考慮に入れるよう設計され、前記２つの連続したＯＦＤＭシンボル間の位相差は、以下の数式

に等しく、ここで、Ｔはサンプルの持続期間であり、αはサンプルの数で表現される偏移決定値であることを特徴とする請求項９に記載の受信機。
前記送信されたＯＦＤＭシンボルと同時に送信された１つまたは複数の基準シンボルについての前記チャネルの前記応答を推測し、かつ、前記連続したＯＦＤＭシンボル間の位相差を、以下の再帰的数式

により前記送信チャネル推測に適用するよう設計され、ここで、上式は、指数ｋのキャリアについて、および、指数ｎのＯＦＤＭシンボルについてのチャネル応答の推測を表し、β'_k,nは、指数ｋのキャリアについての指数ｎ−１およびｎそれぞれの前記連続したＯＦＤＭシンボル間の前記位相差の前記推測であることを特徴とする請求項７ないし１１のいずれかに記載の受信機。