CN101310493B - 供无线通信系统中的接收机用的均衡器 - Google Patents

Abstract

描述了用于在接收机处执行均衡的技术。在一方面，通过对过采样的输入信号作子采样以获得多个子采样的信号来执行均衡。导出过采样的信道冲激响应估计并对其作子采样以获得多个子采样的信道冲激响应估计。基于至少一个子采样信道冲激响应估计导出至少一组均衡器系数。用这至少一组均衡器系数将至少一个子采样的信号滤波以获得至少一个输出信号。一个子采样的信号(例如，具有最大能量的那一个)可被选择并基于从相关联的子采样信道冲激响应估计导出的一组均衡器系数被均衡。或者，可基于多组均衡器系数对这多个子采样的信号进行均衡，这多组均衡器系数可以是分别或联合导出的。均衡器系数可以在时域或频域中导出。

Description

供无线通信系统中的接收机用的均衡器

本申请要求提交于2005年11月15日的题为“基于FFT的用于对WCDMA下行链路信号进行均衡的方法(FFT Based Methods for Equalization ofWCDMA Downlink Signals)”的临时美国申请S/N.60/737,459的优先权，该临时申请已被转让给本申请受让人并通过引用被包括于此。

背景

I.领域

本公开一般涉及通信，尤其涉及用于在无线通信系统中接收信号的技术。

II.背景

无线通信系统被广泛部署用于提供诸如语音、分组数据、视频、广播、消息接发等各种通信服务。这些系统可以是通过共享可用系统资源得以能够为多个用户支持通信的多址系统。这些多址系统的示例包括码分多址(CDMA)系统、时分多址(TDMA)系统、以及频分多址(FDMA)系统。

CDMA系统中的无线设备(例如，蜂窝手机)通常采用耙式(rake)接收机。耙式接收机包括一个或多个搜索器单元和多个解调单元，它们分别被合称为搜索器和耙指。由于CDMA信号相对较宽的带宽，无线通信信道被假定为由有限数目条可解析信号路径或即多径组成。每条多径由特定的复数增益和特定时延来表征。搜索器在收到信号中搜索强多径，并且将各耙指指派给搜索器所找到的最强的那些多径。每个耙指处理自己被指派的多径并提供针对该多径的码元估计。来自所有被指派的耙指的码元估计随后被组合以获得最终的码元估计。耙式接收机可为工作在低信噪干扰比(SNR)的CDMA系统提供可接受的性能。

耙式接收机具有数个缺点。首先，耙式接收机不能够有效应对时延分隔小于一个码片周期的多径，这经常被称为“肥径”情景。其次，耙式接收机通常在对应于高SNR的高几何(high geometry)处提供未臻最优的性能。第三，通常需要复杂的电路系统和控制功能来搜索收到信号以找到强多径、向新找到的多径指派耙指、以及从消没的多径解除耙指的指派。

因此本技术领域需要一种可对耙式接收机的不足进行改进的接收机。

概要

本文中描述了用于在无线通信系统中的接收机(例如，无线设备或基站)处执行均衡的技术。在一方面，通过对过采样的输入信号作子采样以获得多个子采样的信号来执行均衡。可导出过采样的信道估计(例如，过采样的信道冲激响应估计)并对其作子采样以获得多个子采样的信道估计。例如，可在多倍的码片率下对输入信号和信道估计进行过采样，并且子采样的信号和子采样的信道估计可以是在码片率下且可对应于不同的采样时间瞬间。基于至少一个子采样的信道估计导出至少一组均衡器系数。然后用这至少一组均衡器系数将至少一个子采样的信号滤波以获得至少一个输出信号。在一个实施例中，一个子采样的信号(例如，具有最大能量的那一个)被选择进行均衡并用基于相关联的子采样的信道估计导出的一组均衡器系数来滤波。在其它实施例中，基于多组均衡器系数对这多个子采样的信号进行均衡，这多组均衡器系数可以是基于这多个子采样的信道估计分别或联合导出的。

在另一方面，基于在频域中导出的均衡器系数对过采样的输入信号执行均衡。导出信道冲激响应估计并对其进行变换以获得信道频率响应估计。可确定输入样本的时域协方差值并对其进行变换以获得频域协方差值。基于该信道频率响应估计和频域协方差值导出频域均衡器系数。对频域均衡器系数进行变换以获得时域均衡器系数，这些时域均衡器系数被用来将输入样本滤波。

以下更具体地对本发明的各个方面和实施例进行了描述。

附图简述

根据结合其中相似附图标记通篇作相应地标识的附图来理解以下阐述的具体描述，本发明的特征和本质将变得更加显而易见。

图1示出了无线通信系统中的传输。

图2示出了基站和无线设备的框图。

图3示出了基站处的CDMA调制器的框图。

图4示出了无线设备处的均衡器的框图。

图5A和5B分别示出了子采样器和子采样。

图6示出了用于选择性均衡的计算单元。

图7示出了用于执行选择性均衡的过程。

图8A和8B分别示出了用于进行分别均衡再均等及加权地组合的计算单元。

图9示出了用于执行分别均衡再加以组合的过程。

图10示出了用于联合均衡的计算单元。

图11示出了用于执行联合均衡的过程。

图12示出了用于以子采样来执行均衡的过程。

图13示出了用于以在频域中导出的系数执行均衡的过程。

图14示出了具有多个发射天线的基站。

图15示出了具有多个接收天线的无线设备。

图16示出了使用空时发射分集(STTD)的基站。

具体描述

措辞“示例性”在此被用于表示“用作示例、实例、或例示”。在此描述为“示例性”的任何实施例或设计都无需被理解为优选于或胜过其它实施例或设计。

图1示出了无线通信系统中的示例性传输。为了简单起见，图1仅示出了一个基站110和一个无线设备120。基站一般是与无线设备通信的固定站并且也可被称为B节点、接入点、或其它某个术语。无线设备可以是固定或移动的并且也可被称为用户装备(UE)、移动站、用户终端、订户单元、或其它某个术语。无线设备可以是蜂窝电话、个人数字助理(PDA)、无线调制解调器卡、或其它某种设备或装置。

基站110向无线设备120传送射频(RF)信号。该RF信号可经由一条或多条信号路径到达无线设备120，这些信号路径可包括直接路径和/或反射路径。反射路径是由无线环境中的障碍(例如，建筑物、树、汽车、以及其它结构)而造成的无线电波反射所产生的。无线设备120可能会接收到所传送的RF信号的多个实例或副本。每个接收到的信号实例是经由不同的信号路径获得的并且具有由该信号路径决定的特定复增益和特定时延。无线设备120处接收到的RF信号是在该无线设备处所有接收到的信号实例的叠加。无线设备120还可能接收到来自其它传送站的干扰传输。这些干扰传输在图1中用虚线被示出。

在此所描述的均衡技术可用于诸如CDMA、TDMA、FDMA、正交频分多址(OFDMA)、以及单载波FDMA(SC-FDMA)系统等各种通信系统。CDMA系统可实现诸如cdma2000、宽带CDMA(W-CDMA)等一种或多种无线电接入技术(RAT)。Cdma2000涵盖IS-2000、IS-856、和IS-95标准。TDMA系统可实现诸如全球移动通信系统(GSM)等RAT。这些不同RAT和标准是本技术领域已知的。W-CDMA和GSM在来自名为“第三代合作伙伴计划”(3GPP)的联盟的文献中有描述。cdma2000在来自名为“第三代合作伙伴计划2”(3GPP2)的联盟的文献中有描述。3GPP和3GPP2文献是公开可得到的。OFDMA系统使用OFDM在正交频率副载波上传送频域中的调制码元。SC-FDMA系统在正交频率副载波上传送时域中的调制码元。

在此所描述的均衡技术不但可用于基站还可用于无线设备。为了简明起见，这些技术在以下被描述用于CDMA系统中的无线设备，该CDMA系统可以是W-CDMA系统或cdma2000系统。该描述的某些部分是针对W-CDMA系统。

图2示出了基站110和无线设备120的框图。在基站110，发射(TX)数据处理器210接收要送往所服务的无线设备的话务数据、处理(例如，编码、交织、以及码元映射)该话务数据以生成数据码元、并将这些数据码元提供给CDMA调制器220。如在此所使用的，数据码元是数据的调制码元、导频码元是导频的调制码元，调制码元是信号星座(例如，M-PSK、M-QAM等的信号星座)中一点的复数值，码元一般是复数值，并且导频是基站和无线设备双方皆先验已知的数据。CDMA调制器220如下所描述地处理数据码元和导频码元并将输出码片提供给发射机(TMTR)230。发射机230处理(例如，转换成模拟、放大、滤波、以及上变频)这些输出码片并生成RF信号，此RF信号从天线232被发射。

在无线设备120处，天线252经由直接和/或反射路径接收所传送的RF信号并将接收到的RF信号提供给接收机(RCVR)254。接收机254处理(例如，滤波、放大、下变频、以及数字化)该接收到的RF信号以获得收到样本。接收机254还可对这些收到样本执行预处理并将输入样本提供给均衡器260。该预处理可包括例如自动增益控制(AGC)、频率校正、数字滤波、采样率转换等。均衡器260如下所描述地对这些输入样本执行均衡并提供输出样本。CDMA解调器(Demod)270以与CDMA调制器220所作的处理互补的方式处理这些输出样本并提供由基站110发送给无线设备120的数据码元的估计构成的码元估计。接收(RX)数据处理器280处理(例如，码元解映射、解交织、以及解码)这些码元估计并提供经解码的数据。一般而言，CDMA解调器270和RX数据处理器280所作的处理分别与在基站110处由CDMA调制器220和TX数据处理器210所作的处理是互补的。

控制器/处理器240和290分别指导基站110和无线设备120处各种处理单元的操作。存储器242和292分别存储用于基站110和无线设备120的数据和程序代码。

对于CDMA，可用不同的正交码来获得多个正交信道。例如，在W-CDMA中多个正交物理信道是用不同的正交可变扩展因子(OVSF)码来获得的，而在cdma2000中多个正交话务信道是用不同的Walsh码来获得的。正交信道可用来发送不同类型的数据(例如，话务数据、控制数据、广播数据、导频等)和/或为不同的无线设备发送话务数据。

图3示出了基站110处的CDMA调制器220的框图。为了清楚起见，以下描述针对W-CDMA。CDMA调制器220包括对应于用于话务数据的每一物理信道的物理信道处理器310和用于导频的导频信道处理器320。在对应于无线设备120所用的物理信道i的处理器310内，扩展器312用物理信道i的OVSF码o_i(n)对数据码元进行扩展并提供数据码片。扩展器312重复每个数据码元多次以生成N个复制的码元，其中N是OVSF码o_i(n)的长度。扩展器312随后将这N个复制的码元与OVSF码o_i(n)的N个码片相乘以生成该数据码元的N个数据码片。加扰器314将这些数据码片与基站110的加扰序列s_p(n)相乘。乘法器316将加扰器314的输出定标并提供用于物理信道i的输出码片x(n)。

在导频信道处理器320内，扩展器322用由全零序列构成的给导频的OVSF码o_p(n)对导频码元进行扩展，并提供导频码片。加扰器324将这些导频码片与加扰序列s_p(n)相乘。乘法器326将加扰器324的输出定标并提供用于导频信道的输出码片p(n)。加法器330将所有物理信道的输出码片相加并提供基站110的输出码片z(n)。码片率对于W-CDMA情形为3.84兆码片/秒(Mcps)而对于cdma2000情形为1.2288Mcps。

在无线设备120处，来自接收机254的时域输入样本可被表达为：

$y\left(n\right)=h\left(n\right)\⊗x\left(n\right)+w\left(n\right)=\underset{i=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}h\left(i\right)\·x(n-i)+w\left(n\right)$                                  式(1)

其中，x(n)是无线设备120感兴趣的信号分量，

h(n)是基站110与无线设备120之间无线信道的冲激响应，

w(n)是合需信号x(n)所观测到的总噪声和干扰，

y(n)是无线设备120处的输入样本，并且

标示卷积。

在式(1)中，w(n)包括来自基站110的其它物理信道的信号分量、来自各种源的噪声、以及来自其它传送站的干扰。为了简明起见，w(n)被假定为均值为0且方差为σ²的高斯白噪声(AWGN)。

式(1)可在频域中如下表示：

Y(ω)＝H(ω)·X(ω)+W(ω)                              式(2)

其中，Y(ω)、H(ω)、X(ω)和W(ω)分别是y(n)、h(n)、x(n)和w(n)的频域表示。频域表示可通过取时域表示的离散傅立叶变换(DFT)或快速傅立叶变换(FFT)来获得。时域表示可通过取频域表示的离散傅立叶逆变换(IDFT)或快速傅立叶逆变换(IFFT)来获得。为了简单起见，合需信号X(ω)被假定为是白色的并具有单位功率。此白色假定是合理的，因为基站110处是用伪随机加扰序列s_p(n)进行加扰。

合需信号X(ω)的估计可以基于线性最小均方误差(LMMSE)技术来如下获得：

$\hat{X}\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{H^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)}{{\left|H\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2+{\mathrm{\σ}}^2}\·Y\left(\mathrm{\ω}\right)=C\left(\mathrm{\ω}\right)\·W\left(\mathrm{\ω}\right)$                             式(3)

其中C(ω)是LMMSE滤波器响应，

是X(ω)的估计，并且“^*”标示复共轭。如式(3)中所示，当对于高几何情形有σ²≈0时，该LMMSE滤波器响应变为C(ω)≈1/H(ω)，并且该LMMSE滤波器求该信道的倒数。这导致多径的消除。当对于低几何情形σ²很大时，LMMSE滤波器响应变为C(ω)≈H^*(ω)/σ²，并且LMMSE滤波器执行匹配滤波并等效于耙式接收机。

式(3)中的LMMSE滤波还可通过将这些输入样本与具有C(ω)的频率响应的有限冲激响应(FIR)滤波器卷积而在时域中如下执行：

$\hat{x}\left(n\right)=c\left(n\right)\⊗y\left(n\right)=\underset{i-1}{\overset{2L}{\mathrm{\Σ}}}c\left(i\right)\·y(n-i)$                           式(4)

其中，c(n)和

分别是C(ω)和

的时域表示，而2L是FIR滤波器的长度。

可以在多倍(M倍)码片率下对该收到信号进行采样以获得有对应于每个码片周期里的M例采样时间瞬间的M个输入样本的过采样的信号，其中一般M＞1。这M例采样时间瞬间可以跨一码片周期均匀地间隔开并且分隔T_c/M，其中T_c是一个码片周期。该过采样的信号可以被分用或作子采样以获得M个子采样的信号。每个子采样的信号包含一例采样时间瞬间的输入样本。每个子采样的信号的输入样本分隔一个码片周期。该采样的数据的质量受到采样时间瞬间的影响。因此，这M个子采样的信号可具有不同的质量且可如下所述地来处理以获得对所传送的信号的改善的估计。

该过采样的信号不是平稳的，但这M个子采样的信号是平稳的，这意味着如果这些子采样的信号的原点或起点被移位，这些信号的统计性不改变。子采样的信号的这一平稳性质可被利用来导出可提供对所传送的信号的良好估计的均衡器系数。这M个子采样的信号可被视为M个分集分支或简称分支。每个分支对应于不同的采样时间瞬间。在此所描述的均衡技术可与任意量的过采样一起使用。为了清楚起见，以下具体针对其中在2倍码片率(或码片x2)下将收到信号过采样以获得码片x2下的输入样本的情形来对均衡技术进行描述。可如下所描述地对该码片x2下的输入样本执行均衡。

图4示出了图2中的均衡器260的一个实施例的框图。对于该实施例，码片x2下的输入样本y(n)被提供给信道估计器410和子采样器414。信道估计器410导出基站110与无线设备120之间的无线信道的信道冲激响应估计h(n)。该信道冲激响应估计h(n)是过采样的并且包含2L个分隔半码片周期的信道抽头。子采样器412将这些过采样的信道抽头h(n)分用为对应于两例采样时间瞬间的准时信道抽头h₁(n)和迟信道抽头h₂(n)。类似地，子采样器414将码片x2下的输入样本y(n)分用为对应于这两例采样时间瞬间的准时样本y₁(n)和迟样本y₂(n)。协方差估计器416如下所描述地确定这些准时和迟样本的协方差并提供协方差值。

计算单元420接收来自子采样器412的准时和迟信道抽头以及来自估计器416的协方差值。计算单元420如下所描述地基于这些信道抽头和协方差值导出对应于这两例采样时间瞬间的均衡器系数c₁(n)和c₂(n)。FIR滤波器430用均衡器系数c₁(n)和c₂(n)将这些准时样本y₁(n)和迟样本y₂(n)滤波并提供码片率(或即码片x1)下的输出样本

图5A示出了图4中的子采样器414的实施例的框图。在子采样器414内，码片x2下的输入样本y(n)被提供给延迟单元510和降采样器514。延迟单元510提供半码片周期的延迟。降采样器512将来自延迟单元510的每隔一个样本作为准时样本y₁(n)提供。降采样器514将每隔一个输入样本作为迟样本y₂(n)提供。准时样本y₁(n)和迟样本y₂(n)对应于两例采样时间瞬间或即两个分支并且包括所有的码片x2下的输入样本y(n)。

图5B示出了来自子采样器414的准时样本y₁(n)和迟样本y₂(n)。准时样本y₁(n)相对于迟样本y₂(n)偏移半码片周期。

回头参照图4，信道估计器410可基于基站110传送的导频来导出信道冲激响应估计。在一实施例中，信道冲激响应估计

可如下导出：

$\hat{h}\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{K1}{\mathrm{\Σ}}}y(n+2i)\·o_p\left(i\right)\·s_p^{*}\left(i\right),n=1,...,2L$                      式(5)

其中，K是累加长度，它是用于该导频的正交码的长度的整数倍。W-CDMA中用于导频的OVSF码具有256码片的长度，而cdma2000中用于导频的Walsh码具有128码片的长度。对于式(5)，索引n处的信道抽头是通过用加扰序列s_p(n)将输入样本解扰、用导频OVSF码o_p(n)将经解扰的样本解扩、并在K个码片周期上作累加积而获得的。信道冲激响应估计也可以用本技术领域中公知的其它方式导出。为了简明起见，以下描述假定没有信道估计误差，从而有 $\hat{h}\left(n\right)=h\left(n\right).$

子采样器412将信道冲激响应估计h(n)的2L个信道抽头解多路复用为L个准时信道抽头h₁(n)和L个迟信道抽头h₂(n)。子采样器412可以用与图5A中子采样器414相同的方式实现。准时信道抽头h₁(n)表示针对准时样本y₁(n)的信道冲激响应估计。迟信道抽头h₂(n)表示针对迟样本y₂(n)的信道冲激响应估计。

码片x2的系统可被认为具有单输入多输出(SIMO)信道。则准时和迟样本可被表达为：

$y_1\left(n\right)=h_1\left(n\right)\⊗x_1\left(n\right)+w_1\left(n\right),$ 以及             式(6)

$y_2\left(n\right)=h_2\left(n\right)\⊗x_2\left(n\right)+w_2\left(n\right)$

其中，w₁(n)和w₂(n)分别是准时和迟样本的总噪声和干扰。一般而言，y₁(n)和y₂(n)是联合广义平稳的，这意味着(1)每个子采样的信号的统计性独立于时间上的任何移位以及(2)y₁(n)和y₂(n)的联合统计性也是独立于时间的。方程组(6)可在频域中如下表达：

Y₁(ω)＝H₁(ω)·X₁(ω)+W₁(ω)，以及               式(7)

Y₂(ω)＝H₂(ω)·X₂(ω)+W₂(ω)

可对方程组(6)和(7)中所示的准时和迟样本使用各种均衡方案。表1列出了一些均衡方案和每一方案的简短描述。每种均衡方案在下面具体描述。

均衡方案	描述
		选择性均衡	对最佳分支执行均衡并忽略另一分支
分别均衡再组合	分别对每个分支执行均衡并将这两个分支的结果相组合
		联合均衡	对两个分支联合执行均衡

对于表1中的前两种均衡方案，可基于针对一给定分支导出的LMMSE滤波器对该分支执行均衡。每个分支m的LMMSE滤波器可被表达为：

$C_m\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{H_m^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)}{{\left|H_m\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2+{\mathrm{\σ}}^2}=\frac{H_m^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)}{R_{\mathrm{mm}}\left(\mathrm{\ω}\right)},m=\mathrm{1,2},$          式(8)

其中H_m(ω)是h_m(n)的DFT/FFT，并且

R_mm(ω)是作为y_m(n)的自相关的

的DFT/FFT。

图4中的协方差估计器416可如下估计y₁(n)和y₂(n)的协方差：

          式(9)

其中

标示y_i(n)与作为y_j(n)的时移版本的y_j(n-τ)之间的协方差。如在此所使用的，“协方差”涵盖一给定子采样的信号y_m(n)的自相关以及两个子采样的信号y₁(n)和y₂(n)之间的互相关。

可以针对相关i和j值来导出，并且也可针对某一范围的时间偏移量来导出，例如τ＝-L/2+1，...，L/2-1。对于自相关，

是对称的，从而

因此，

可以针对τ＝0，...，L/2-1导出。协方差也可以本技术领域公知的其它方式估计。

图6示出了用于选择性均衡方案的均衡器系数计算单元420a的框图。计算单元420a是图4中的计算单元420的实施例。

在单元420a内，能量计算单元610接收准时和迟信道抽头h₁(n)和h₂(n)，并如下计算每个分支m的信道抽头的能量E_m：

$\mathrm{Em}={\left|\right|h_m\left(n\right)\left|\right|}^2=\underset{n=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\left(n\right)\right|}^2,m=\mathrm{1,2}$           式(10)

单元610如下地将具有最大能量的分支确定为最佳分支r：

$r=\arg \left(\underset{m}{\max }\right\{E_m\left\}\right)$             式(11)

其中，r∈{1，2}。

选择器612接收准时信道抽头h₁(n)和迟信道抽头h₂(n)并提供对应于最佳分支r的信道抽头h_r(n)。FFT单元614用L点FFT将这L个信道抽头h_r(n)变换到频域并提供对应于最佳分支r的L个信道增益H_r(ω)，ω＝1，...，L。类似地，选择器616接收准时样本的协方差值

和迟样本的协方差值

并提供对应于最佳分支r的协方差值

FFT单元618对可被编排为的这些协方差值执行L点FFT，其中插入了0以获得FFT的L个值。FFT单元618提供L个频域协方差值R_rr(ω)，ω＝1，...，L。

计算单元620随后如下计算该最佳分支r的频域均衡器系数C_r(ω)：

$C_r\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{H_r^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)}{R_{\mathrm{rr}}\left(\mathrm{\ω}\right)},\mathrm{\ω}=1,...,L,$            式(12)

由于R_rr(ω)在分母中，因此较小的R_rr(ω)值得到较大的C_r(ω)值。单元620可在计算C_r(ω)之前对R_rr(ω)进行调理。例如，单元620可将R_rr(ω)的最大值确定为 $M=\underset{\mathrm{\ω}}{\max }\left\{R_{\mathrm{rr}}\left(\mathrm{\ω}\right)\right\},$ 标识所有具有较小R_rr(ω)值--例如R_rr(ω)≤0.01×M的频率槽ω，并针对所有标识出的频率槽将C_r(ω)设为0。或者，单元620可将R_rr(ω)约束成大于或等于一预定值，例如R_rr(ω)≥0.01×M。

IFFT单元622对这L个频域均衡器系数C_r(ω)执行L点IFFT并提供该最佳分支r的L个时域均衡器系数c_r(n)。映射器624如下地将该最佳分支r的均衡器系数c_r(n)映射到或分支1或分支2并为另一分支提供调零的均衡器系数：

如果r＝1，则c₁(n)＝c_r(n)且c₂(n)＝0以及              式(13)

如果r＝2，则c₁(n)＝0且c₂(n)＝c_r(n)

回头参照图4，FIR滤波器430可基于这些均衡器系数如下地将准时和迟样本滤波：

$\hat{x}\left(n\right)=c_1\left(n\right)\⊗y_1\left(n\right)+c_2\left(n\right)\⊗y_2\left(n\right),$           式(14)

$=\underset{i-1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{c}_1\left(i\right)\·y_1(n-i)+\underset{i-1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{c}_2\left(i\right)\·y_2(n-i).$

式(14)中所有的量值都是在码片率下的。对于该选择性均衡方案，仅均衡器系数c₁(n)或c₂(n)是非零的，且仅准时或迟样本被滤波以生成输出样本

图7示出了用于选择性地对最佳分支执行均衡的过程700。例如基于接收到的导频等导出无线信道的信道冲激响应估计h(n)(块712)。基于(例如，通过子采样)该信道冲激响应估计h(n)导出多例(M例)采样时间瞬间的M个信道冲激响应估计h₁(n)到h_M(n)(块714)。M可如上所描述地等于2，或者可以大于2。这M例采样时间瞬间对应于M个不同的分支。从这M例采样时间瞬间当中选择一例采样时间瞬间并将其标示为采样时间瞬间r(块716)。最佳采样时间瞬间的选择可通过计算对应于每例采样时间瞬间的那些信道抽头的能量并将对应于这M例采样时间瞬间的能量相比较以确定具有最大能量的采样时间瞬间而实现。

基于对应于所选采样时间瞬间的信道冲激响应估计h_r(n)(例如，通过对其执行FFT)导出对应于所选采样时间瞬间的信道频率响应估计H_r(ω)(块718)。例如像式(9)所示那样确定对应于所选采样时间瞬间的输入样本y_r(n)的时域协方差值

(块720)。基于时域协方差值

(例如，通过对其执行FFT)确定频域协方差值R_rr(ω)(块722)。然后基于信道频率响应估计H_r(ω)和频域协方差值R_rr(ω)导出对应于所选采样时间瞬间的频域均衡器系数C_r(ω)(块724)。这些均衡器系数可如式(12)中所示地基于LMMSE技术来计算或基于其它某种均衡技术来计算。基于频域均衡器系数C_r(ω)(例如，通过对其执行IFFT)确定对应于所选采样时间瞬间的时域均衡器系数c_r(n)(块726)。用这些时域均衡器系数c_r(n)将对应于所选采样时间瞬间的输入样本y_r(n)滤波(块728)。

图8A示出了用于分别均衡再加以组合的方案的均衡器系数计算单元420b的框图。计算单元420b对这两个分支执行均等组合并且其是图4中的计算单元420的另一实施例。

在单元420b内，FFT单元810用L点FFT变换准时信道抽头h₁(n)并提供针对分支1的L个信道增益H₁(ω)。FFT单元812用L点FFT变换迟信道抽头h₂(n)并提供针对分支2的L个信道增益H₂(ω)。FFT单元814对分支1的可编排为

的时域协方差值

执行L点FFT，并提供L个频域协方差值R₁₁(ω)，ω＝1，...，L。FFT单元816对分支2的可编排为的时域协方差值

执行L点FFT，并提供L个协方差值R₂₂(ω)，ω＝1，...，L。

计算单元820例如像式(12)中所示那样基于分支1的信道增益H₁(ω)和协方差值R₁₁(ω)计算分支1的频域均衡器系数C₁(ω)。类似地，计算单元822基于分支2的信道增益H₂(ω)和协方差值R₂₂(ω)计算分支2的频域均衡器系数C₂(ω)。IFFT单元830对这L个频域均衡器系数C₁(ω)执行L点IFFT并提供分支1的L个时域均衡器系数c₁(n)。IFFT单元832对这L个频域均衡器系数C₂(ω)执行L点IFFT并提供分支2的L个时域均衡器系数c₂(n)。均衡器系数c₁(n)和c₂(n)被用来对准时样本y₁(n)和迟样本y₂(n)进行滤波，如式(14)中所示。

图8B示出了用于分别均衡再加以组合的方案的均衡器系数计算单元420c的框图。计算单元420c对这两个分支执行加权组合并且其是图4中计算单元420的又一实施例。计算单元420c包括如上关于图8A所描述地工作的FFT单元810、812、814、和816、系数计算单元820和822、以及IFFT单元830和832。计算单元420c还包括权重计算单元824和826以及乘法器834和836。

单元824接收准时信道抽头h₁(n)并计算分支1的权重。单元826接收迟信道抽头h₂(n)并计算分支2的权重。每个分支m的权重q_m可以计算如下：

$q_m=\sqrt{{\left|\right|h_m\left(n\right)\left|\right|}^2}={\left(\underset{n=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_m\left(n\right)\right|}^2\right)}^{1/2},m=\mathrm{1,2}$         式(15)

在式(15)中，由L定标被省略，因为两个分支都受同一定标影响。

每个分支的系数由该分支的权重来定标。对于图8B中所示的实施例，该定标是对时域均衡器系数来执行的。乘法器834位于IFFT单元830之后，用分支1的权重q₁将来自FFT单元830的每个时域均衡器系数c₁′(n)定标，并提供分支1的L个输出均衡器系数c₁(n)。类似地，乘法器836位于IFFT单元832之后，用分支2的权重q₂将来自FFT单元832的每个时域均衡器系数c₂′(n)定标，并提供分支2的L个输出均衡器系数c₂(n)。在图8B中未示出的另一实施例中，定标是对频域均衡器系数C_m(ω)执行的。对于该实施例，乘法器834和836将分别位于计算单元820和822之后。

图9示出了用于对每个分支分别执行均衡并将结果相组合的过程900。例如基于接收到的码元导出无线信道的信道冲激响应估计h(n)(块912)。基于(例如，通过子采样)该信道冲激响应估计h(n)导出对应于第一采样时间瞬间的第一信道冲激响应估计h₁(n)和对应于第二采样时间瞬间的第二信道冲激响应估计h₂(n)(块914)。基于该第一信道冲激响应估计h₁(n)(例如，通过对其执行FFT)导出对应于该第一采样时间瞬间的第一信道频率响应估计H₁(ω)(块916)。基于该第二信道冲激响应估计h₂(n)导出对应于该第二采样时间瞬间的第二信道频率响应估计H₂(ω)(同样为块916)。确定对应于第一采样时间瞬间的输入样本y₁(n)的时域协方差值

和对应于第二采样时间瞬间的输入样本y₂(n)的时域协方差值(块918)。基于时域协方差值

(例如，通过对其执行FFT)确定对应于第一采样时间瞬间的频域协方差值R₁₁(ω)(块920)。基于时域协方差值

确定对应于第二采样时间瞬间的频域协方差值R₂₂(ω)(同样为块920)。基于该信道频率响应估计H₁(ω)和频域协方差值R₁₁(ω)导出对应于第一采样时间瞬间的频域均衡器系数C₁(ω)(块922)。基于该信道频率响应估计H₂(ω)和频域协方差值R₂₂(ω)导出对应于第二采样时间瞬间的频域均衡器系数C₂(ω)(同样为块922)。这些均衡器系数可如式(12)中所示地基于LMMSE技术来计算或基于其它某种均衡技术来计算。

基于频域均衡器系数C₁(ω)(例如，通过对其执行IFFT)确定对应于第一采样时间瞬间的时域均衡器系数c₁′(n)(块924)。基于频域均衡器系数C₂(ω)确定对应于第二采样时间瞬间的时域均衡器系数c₂′(n)(同样为块924)。对应于第一采样时间瞬间的时域均衡器系数c₁′(n)由第一权重q₁定标以获得输出均衡器系数c₁(n)(块926)。对应于第二采样时间瞬间的时域均衡器系数c₂′(n)由第二权重q₂定标以获得输出均衡器系数c₂(n)(同样为块926)。该第一和第二权重可以相等或者可分别基于h₁(n)和h₂(n)的能量来导出。输入样本被用输出均衡器系数c₁(n)和c₂(n)进行滤波(块928)。

图10示出了用于联合均衡方案的均衡器系数计算单元420d的框图。计算单元420d是图4中计算单元420的又一实施例。

在单元420d内，FFT单元1010变换准时信道抽头h₁(n)并提供针对分支1的L个信道增益H₁(ω)。FFT单元1012变换迟信道抽头h₂(n)并提供针对分支2的L个信道增益H₂(ω)。FFT单元1014对可编排为

的时域协方差值

执行L点FFT，并提供L个频域协方差值R₁₁(ω)，ω＝1，...，L。FFT单元1016对可编排为

的时域协方差值

执行L点FFT，并提供L个协方差值R₂₂(ω)，ω＝1，...，L。FFT单元1018对可编排为

的L个时域协方差值执行L点FFT，并提供L个协方差值R₂₂(ω)，ω＝1，...，L。

计算单元1020如下所描述地联合计算分支1和2的频域均衡器系数C₁(ω)和C₂(ω)。IFFT单元1030变换频域均衡器系数C₁(ω)并提供分支1的时域均衡器系数c₁(n)。IFFT单元1032变换频域均衡器系数C₂(ω)并提供分支2的时域均衡器系数c₂(n)。

对于该联合均衡方案，准时和迟样本y₁(n)和y₂(n)被用联合导出的两组均衡器系数c₁(n)和c₂(n)进行均衡，以使得式(14)中的输出样本

在均方误差意义上提供x(n)的最佳线性逼近。这两组均衡器系数的LMMSE解可在频域中表达如下：

$\left[\begin{array}{c}{C}_1\left(\mathrm{\ω}\right)\\ C_2\left(\mathrm{\ω}\right)\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}{R}_{11}\left(\mathrm{\ω}\right)& R_{12}\left(\mathrm{\ω}\right)\\ R_{21}\left(\mathrm{\ω}\right)& R_{22}\left(\mathrm{\ω}\right)\end{array}\right]}^{-1}\·\left[\begin{array}{c}{H}_1^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)\\ H_2^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)\end{array}\right].$          式(16)

由于 $R_{21}\left(\mathrm{\ω}\right)=R_{12}^{*}\left(\mathrm{\ω}\right),$ 所以仅估计R₁₁(τ)、R₂₂(τ)和R₁₂(τ)就足够了。

在式(16)中，对于ω＝1，...，L形成L个2×2矩阵。每个2×2矩阵都可被求逆并且用来导出针对一个频率槽ω的均衡器系数C₁(ω)和C₂(ω)。一给定的2×2矩阵可能是病态的，例如由于估计误差而接近奇异。病态矩阵的求逆可能产生可会过度增强噪声的大项。可使用若干技术来处理病态矩阵。

在第一实施例中，这两个分支的联合处理使用“对角线”调理来执行。对于该实施例，分支1和2的时域协方差值通过设置以及

来调理，其中β＞1.0并且可被选为β＝1.05。对

的单个抽头的这种定标在R_mm(ω)的单个频率槽中引入了一很小的谱分量，这使得频域矩阵“更可逆”。然后对经调理的

和

执行FFT。

计算单元1020随后如下地分别计算分支1和2的频域均衡器系数C₁(ω)和C₂(ω)：

$\left[\begin{array}{c}{C}_1\left(\mathrm{\ω}\right)\\ C_2\left(\mathrm{\ω}\right)\end{array}\right]=\frac{1}{R_{11}\left(\mathrm{\ω}\right)R_{22}\left(\mathrm{\ω}\right)-{\left|R_{12}\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2}\·{\left[\begin{array}{cc}{R}_{22}\left(\mathrm{\ω}\right)& {-R}_{12}^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)\\ -R_{12}\left(\mathrm{\ω}\right)& R_{11}\left(\mathrm{\ω}\right)\end{array}\right]}^{-1}\·\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{H}_1^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)\\ H_2^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)\end{array}\right].\end{array}$        式(17)

由β对和

定标导致可忽略的一很小的失真量。

在第二实施例中，这两个分支的联合处理是用“伪求逆”调理节来执行的。对于该实施例，每个频率槽ω的均衡器系数C₁(ω)和C₂(ω)可取决于该频率槽的2×2矩阵是否病态而用若干方式之一来计算。

对于每个频率槽ω，确定以下条件：

R₁₁(ω)R₂₂(ω)-|R₁₂(ω)|²≥0.05·[R₁₁(ω)+R₂₂(ω)]²           式(18)

式(18)检查频率槽ω的2×2矩阵的“条件数字”是否低于某一值。该条件可用来确定该2×2矩阵是否病态。

对于其中2×2矩阵不是病态--这由式(18)中的条件成立来指示--的每个频率槽ω，该频率槽的频域均衡器系数C₁(ω)和C₂(ω)可如式(17)所示地计算。

对于其中2×2矩阵为病态--这由式(18)中的条件不成立来指示--的每个频率槽ω，该频率槽的频域均衡器系数C₁(ω)和C₂(ω)可如下计算。针对频率槽ω计算以下这些量值：

${\mathrm{\λ}}_{\max }\left(\mathrm{\ω}\right)=R_{11}\left(\mathrm{\ω}\right)+R_{22}\left(\mathrm{\ω}\right)+0.5\·\sqrt{{[R_{11}\left(\mathrm{\ω}\right)-R_{22}\left(\mathrm{\ω}\right)]}^2+4R_{12}\left(\mathrm{\ω}\right)}$     式(19)

$\mathrm{\υ}\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{{\mathrm{\λ}}_{\max }\left(\mathrm{\ω}\right)-R_{11}\left(\mathrm{\ω}\right)}{R_{12}^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)}$     式(20)

其中，λ_max(ω)是该频率槽ω的2×2矩阵的最大本征值，并且

υ(ω)是该2×2矩阵的本征矢量[1υ(ω)]^T的分量。

随后该频率槽ω的频域均衡器系数C₁(ω)和C₂(ω)可如下计算：

$\left[\begin{array}{c}{C}_1\left(\mathrm{\ω}\right)\\ C_2\left(\mathrm{\ω}\right)\end{array}\right]=\frac{1}{{\mathrm{\λ}}_{\max }\left(\mathrm{\ω}\right)\·(1+{\left|\mathrm{\υ}\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2)}\·\left[\begin{array}{cc}1& \mathrm{\υ}\left(\mathrm{\ω}\right)\\ {\mathrm{\υ}}^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)& {\left|\mathrm{\υ}\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{H}_1^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)\\ H_2^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)\end{array}\right].$      式(21)

式(21)本质上对该2×2矩阵的较小本征值进行了消零(null out)并取结果得到的矩阵的伪逆。

式(21)可作如下近似：

$\left[\begin{array}{c}{C}_1\left(\mathrm{\ω}\right)\\ C_2\left(\mathrm{\ω}\right)\end{array}\right]=\frac{1}{{[R_{11}\left(\mathrm{\ω}\right)+R_{22}\left(\mathrm{\ω}\right)]}^2}\·\left[\begin{array}{cc}{R}_{11}\left(\mathrm{\ω}\right)& R_{12}\left(\mathrm{\ω}\right)\\ R_{12}^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)\·& R_{22}\left(\mathrm{\ω}\right)\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{H}_1^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)\\ H_2^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)\end{array}\right].$ 式(22)

式(21)还可作如下近似：

$\left[\begin{array}{c}{C}_1\left(\mathrm{\ω}\right)\\ C_2\left(\mathrm{\ω}\right)\end{array}\right]=A\left(\mathrm{\ω}\right)\·\left[\begin{array}{cc}{\left|R_{12}\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2& R_{22}\left(\mathrm{\ω}\right)\·R_{12}^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)\\ R_{22}\left(\mathrm{\ω}\right)\·R_{12}\left(\mathrm{\ω}\right)& R_{22}^2\left(\mathrm{\ω}\right)\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{H}_1^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)\\ H_2^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)\end{array}\right],$ 式(23)

其中 $A\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{1}{[R_{11}\left(\mathrm{\ω}\right)+R_{22}\left(\mathrm{\ω}\right)]\·[R_{22}^2\left(\mathrm{\ω}\right)+R_{12}^2\left(\mathrm{\ω}\right)]}$

图11示出了用于对多个分支联合执行均衡的过程1100。例如基于接收到的导频导出无线信道的信道冲激响应估计h(n)(块1112)。基于(例如，通过子采样)该信道冲激响应估计h(n)分别导出对应于第一和第二采样时间瞬间的第一和第二信道冲激响应估计h₁(n)和h₂(n)(块1114)。分别基于第一和第二信道冲激响应估计h₁(n)和h₂(n)导出对应于第一和第二采样时间瞬间的第一和第二信道频率响应估计H₁(ω)和H₂(ω)(块1116)。确定对应于第一和第二采样时间瞬间的输入样本y₁(n)和y₂(n)的时域协方差值

和

(块1118)。分别基于时域协方差值和

确定频域协方差值R₁₁(ω)、R₂₂(ω)和R₁₂(ω)(块1120)。

基于第一和第二信道频率响应估计H₁(ω)和H₂(ω)和频域协方差值R₁₁(ω)、R₂₂(ω)和R₁₂(ω)联合地导出对应于第一和第二采样时间瞬间的频域均衡器系数C₁(ω)和C₂(ω)(块1122)。这些均衡器系数可如式(16)到(23)中所示地基于LMMSE技术来计算，或基于其它某种均衡技术来计算。分别基于频域均衡器系数C₁(ω)和C₂(ω)确定对应于第一和第二采样时间瞬间的时域均衡器系数c₁(n)和c₂(n)(块1124)。随后用时域均衡器系数c₁(n)和c₂(n)对输入样本进行滤波(块1126)。

图12示出了以子采样对一过采样的输入信号执行均衡的过程1200。该过采样的输入信号被子采样或分用以获得多个子采样的信号(块1212)。例如基于接收到的导频来导出过采样的信道估计(块1214)。该过的采样信道估计可以是在时间上过采样的信道冲激响应估计、在频率上过采样的信道频率响应估计等。该过采样的信道估计被子采样以获得多个子采样的信道估计(块1216)。用这多个子采样的信道估计对上述多个子采样的信号执行均衡以获得至少一个输出信号。对于该均衡，可使用上面描述的均衡方案中的任意一种基于至少一个子采样的信道估计来导出至少一组均衡器系数(块1218)。均衡器系数可在时域或频域中导出。至少一个子采样的信号随后被用该至少一组均衡器系数来滤波以获得这至少一个输出信号(块1220)。

图13示出了用在时域中导出的均衡器系数对过采样的输入信号执行均衡的过程1300。例如基于接收到的导频导出信道冲激响应估计(块1312)。基于该信道冲激响应估计(例如，通过对其执行FFT)导出信道频率响应估计(块1314)。对于LMMSE滤波器，可确定输入样本的时域协方差值(块1316)并对其进行变换以获得频域协方差值(块1318)。基于该信道频率响应估计和频域协方差值导出针对多个频率槽的频域均衡器系数(块1320)。基于这些频域均衡器系数(例如，通过对其执行IFFT)导出时域均衡器系数(块1322)。随后用这些时域均衡器系数将输入样本滤波以获得输出样本(块1324)。

为了清楚起见，主要针对其中输入样本y(n)是在码片x2下且具有对应于两例采样时间瞬间的两个分支的情形描述了均衡技术。一般而言，这些均衡技术可用于在数倍(M倍)码片率下过采样的输入样本，其中M≥2。对于M例采样时间瞬间可形成M个分支。对应于M例采样时间瞬间的M个序列的输入样本y₁(n)到y_M(n)可通过对过采样的输入样本y(n)作子采样或分用而获得。对应于M例采样时间瞬间的M个信道冲激响应估计h₁(n)到h_M(n)可通过对该无线信道的过采样的信道冲激响应估计h(n)作子采样或分用而获得。协方差值

可例如像式(9)中所示那样基于输入样本y(n)来获得。

对于选择性均衡方案，可例如基于这M个分支的信道冲激响应估计的能量来选择最佳分支。最佳分支的均衡器系数可基于该分支的信道冲激响应估计和协方差值来导出。最佳分支输入样本用该分支的均衡器系数滤波。

对于分别均衡再加以组合的方案，可基于每个分支的信道冲激响应估计和协方差值来导出该分支的一组均衡器系数。这M个分支的M组均衡器系数可用所有M个分支的均等权重或基于这M个分支的能量确定的不同权重来定标。输入样本被用这M个分支的M组均衡器系数来滤波。

对于联合均衡方案，这M个分支的M组均衡器系数可基于所有M个分支的信道冲激响应估计和协方差值来联合导出。输入样本被用这M个分支的M组均衡器系数来滤波。

信道冲激响应估计h(n)、协方差值

以及均衡器系数c_m(n)可以在足以达到良好性能的速率下更新。例如，可以无论何时只要接收到一新的导频码元、无论何时只要接收到预定数目的导频码元、在每一时隙、在每一帧等更新h(n)、

和c_m(n)。对于W-CDMA，一导频码元在256个码片中发送，每个时隙横跨2560个码片或即10个导频码元，并且每帧包括15个时隙。对于cdma2000，一导频码元在128码片中发送，每个时隙横跨768个码片或即6个导频码元，并且每帧包括16个时隙。

为了清楚起见，针对具有单个天线的发射机和具有单个天线的接收机描述了均衡技术。如下所述，这些技术也可用于具有多个天线的发射机和具有多个天线的接收机。

图14示出了具有两个发射天线1432a和1432b的基站112的框图。在基站112内，TX数据处理器1410处理话务数据并生成数据码元。CDMA调制器1420处理数据及导频码元并生成分别用于发射天线1432a和1432b的输出码片z¹(n)和z²(n)。

在CDMA调制器1420内，物理信道处理器1422处理物理信道i的数据码元并生成该物理信道的输出码片x(n)。导频信道处理器1424生成分别用于发射天线1432a和1432b的导频的输出码片p¹(n)和p²(n)。处理器1422和1424可分别用图3中的处理器310和320来实现。乘法器1426a用发射天线1432a的权重v₁将输出码片x(n)定标并生成经定标的输出码片x¹(n)。乘法器1426b用发射天线1432b的权重v₂将输出码片x(n)定标并生成经定标的输出码片x²(n)。加法器1428a将用于发射天线1432a的所有物理信道的输出码片相加并提供输出码片z¹(n)。加法器1428b将用于发射天线1432b的所有物理信道的输出码片相加并提供输出码片z²(n)。发射机1430a处理输出码片z¹(n)并生成将从天线1432a发射的第一RF信号。发射机1430b处理输出码片z²(n)并生成将从天线1432b发射的第二RF信号。控制器/处理器1440指导基站112处的操作。存储器1442存储用于基站112的数据和程序代码。

对于闭环发射分集(CLTD)，权重v₁和v₂可由无线设备120选择并发送回基站112。权重v₁和v₂可选择成使无线设备120处的收到信号最大化。一般而言，权重v₁和v₂可由无线设备和/或基站以各种方式导出。

在无线设备120处，输入样本y(n)可被表达为：

$y\left(n\right)=[v_1\·h^1\left(n\right)+v_2\·h^2\left(n\right)]\⊗x\left(n\right)+w\left(n\right),$ 式(24)

$=h_{\mathrm{eff}}\⊗x\left(n\right)+w\left(n\right)$

其中，h¹(n)是从天线1432a到无线设备120的冲激响应，

h²(n)是从天线1432b到无线设备120的冲激响应，

h_eff(n)＝v₁·h¹(n)+v₂·h²(n)是基站112与无线设备120之间无线信道的有效冲激响应。

可基于从发射天线1432a发射的导频p¹(n)导出该发射天线的信道冲激响应估计h¹(n)。类似地，可基于从发射天线1432b发射的导频p²(n)导出该发射天线的信道冲激响应估计h²(n)。随后可基于h¹(n)和h²(n)以及已知的权重v₁和v₂来导出有效信道冲激响应估计h_eff(n)。还可以其它方式来导出h_eff(n)。

以上所描述的均衡技术可与有效信道冲激响应估计h_eff(n)而非h(n)一起使用。特别地，h_eff(n)可以被子采样以获得对应于M例采样时间瞬间的M个分支的有效信道冲激响应估计h_eff，1(n)到h_eff，M(n)。如上所述，均衡可对最佳分支执行、分别对M个分支执行再加以组合、或者对所有M个分支联合执行。

图15示出了具有两个接收天线1552a和1552b的无线设备122的框图。在无线设备122处，接收机1554a处理来自天线1552a的第一收到RF信号并提供该天线的输入样本y¹(n)。接收机1554b处理来自天线1552b的第二收到RF信号并提供该天线的输入样本y²(n)。均衡器1560如以下所描述地对输入样本y¹(n)和y²(n)执行均衡并提供输出样本

CDMA解调器1570处理这些输出样本并提供码元估计。RX数据处理器1580处理这些码元估计并提供经解码的数据。控制器/处理器1590指导无线设备122处的操作。存储器1592存储用于无线设备122的数据和程序代码。

在无线设备122处，来自接收机1554a的输入样本y¹(n)和来自接收机1554b的输入样本y²(n)可被表达为：

$y^1\left(n\right)=h^1\left(n\right)\⊗x\left(n\right)+w^1\left(n\right),$ 以及    式(25)

$y^2\left(n\right)=h^2\left(n\right)\⊗x\left(n\right)+w^2\left(n\right),,$

其中，h¹(n)是从基站110到天线1552a的冲激响应，

h²(n)是从基站110到天线1552b的冲激响应，并且

w¹(n)和w²(n)分别是天线1552a和1552b的总噪声。

可基于经由接收天线1552a接收到的导频来导出该天线的信道冲激响应估计h¹(n)。类似地，可基于经由接收天线1552b接收到的导频来导出该天线的信道冲激响应估计h²(n)。每个接收天线a的输入样本y^a(n)可被子采样以获得该天线的M个分支的输入样本y₁ ^a(n)到y_M ^a(n)。如果M＝2，则每个接收天线的两个分支的输入样本可被表达为：

$y_1^1\left(n\right)=h_1^1\left(n\right)\⊗x\left(n\right)+w_1^1\left(n\right),$

$y_2^1\left(n\right)=h_2^1\left(n\right)\⊗x\left(n\right)+w_2^1\left(n\right),$

$y_1^2\left(n\right)=h_1^2\left(n\right)\⊗x\left(n\right)+w_1^2\left(n\right),$ 以及                式(26)

$y_2^2\left(n\right)=h_2^2\left(n\right)\⊗x\left(n\right)+w_2^2\left(n\right),$

其中，y₁ ¹(n)和y₂ ¹(n)是通过对天线1552a的y¹(n)作子采样而获得的，

y₁ ²(n)和y₂ ²(n)是通过对天线1552b的y²(n)作子采样而获得的，

h₁ ¹(n)和h₂ ¹(n)是通过对天线1552a的h¹(n)作子采样而获得的，

h₁ ²(n)和h₂ ²(n)是通过对天线1552b的h²(n)作子采样而获得的。

上面描述的均衡技术可适用于由两例采样时间瞬间和两个接收天线形成的4个分支的输入样本y₁ ¹(n)、y₂ ¹(n)、y₁ ²(n)和y₂ ²(n)。对于选择性均衡方案，可从这4个分支当中选择具有最大能量的最佳分支进行均衡。对于分别均衡再加以组合的方案，可分别对4个分支、对这4个分支当中的两个最佳分支、对每个接收天线的最佳分支等执行均衡。所有被选定的分支的结果可被组合以生成输出样本对于联合均衡方案，可对4个分支、对这4个分支当中的两个最佳分支、对这两个接收天线的两个最佳分支等联合地执行均衡。

在一实施例中，是针对每个接收天线确定最佳分支，并对这两个接收天线的两个最佳分支执行均衡。对于该实施例，可例如如式(10)中所示地确定这4个分支中每一个的能量。对于每个接收天线a，其中a∈{1，2}，具有更大能量的分支被选择并被标示为r(a)。随后可基于上面描述的任意均衡方案来处理输入样本y_r(1) ¹(n)和y_r(2) ²(n)以及信道冲激响应估计h_r(1) ¹(n)和h_r(2) ²(n)以获得输出样本

图16示出了使用空时发射分集(STTD)的基站114的框图。在基站114内，TX数据处理器1610处理话务数据并生成数据码元s(l)。CDMA调制器1620处理数据和导频码元并生成两个发射天线1632a和1632b的输出码片z¹(n)和z²(n)。

在CDMA调制器1620内，STTD编码器1622对数据码元s(l)执行STTD编码并提供分别用于发射天线1632a和1632b的经STTD编码的码元s¹(l)和s²(l)。如果s(l)＝s₁，s₂，s₃，s₄，...，其中s_l是码元周期l的数据码元，则s¹(l)＝s₁，s₂，s₃，s₄，...，而物理信道处理器1624a和1624b分别处理经STTD编码的码元s¹(l)和s²(l)，并分别提供输出码片x¹(n)和x²(n)。导频信道处理器1626分别生成用于发射天线1632a和1632b的导频的输出码片p¹(n)和p²(n)。处理器1624和1626可分别用图3中的处理器310和320来实现。加法器1628a和1628b分别将用于发射天线1632a和1632b的所有物理信道的输出码片相加，并分别提供输出码片z¹(n)和z²(n)。发射机1630a和1630b分别处理输出码片z¹(n)和z²(n)并分别生成将从天线1632a和1632b发射的两个RF信号。控制器/处理器1640指导基站114处的操作。存储器1642存储用于基站114的数据和程序代码。

在无线设备120处，输入样本y(n)可被表达为：

$y\left(n\right)=h^1\left(n\right)\⊗x^1\left(n\right)+h^2\left(n\right)\⊗x^2\left(n\right)+w\left(n\right),$         式(27)

其中h¹(n)是从天线1632a到无线设备120的冲激响应，并且

h²(n)是从天线1632b到无线设备120的冲激响应。

可基于从发射天线1632a接收到的导频p¹(n)导出该发射天线的信道冲激响应估计h¹(n)。可基于从发射天线1632b接收到的导频p²(n)导出该发射天线的信道冲激响应估计h²(n)。如果M＝2，则h¹(n)可被子采样以获得h₁ ¹(n)和h₂ ¹(n)，h²(n)可被子采样以获得h₁ ²(n)和h₂ ²(n)，并且输入样本y(n)可被子采样以获得这两个分支的y¹(n)和y²(n)。合需信号x₁(n)和x²(n)可以各种方式来恢复。

在一个实施例中，是通过对最佳采样时间瞬间执行均衡来恢复合需信号x¹(n)和x²(n)。对于该实施例，对应于第一采样时间瞬间的能量E₁被计算为 $E_1={\left|\right|h_1^1\left(n\right)\left|\right|}^2+{\left|\right|h_1^2\left(n\right)\left|\right|}^2,$ 对应于第二采样时间瞬间的能量E₂被计算为 $E_2={\left|\right|h_2^1\left(n\right)\left|\right|}^2+{\left|\right|h_2^2\left(n\right)\left|\right|}^2,$ 并选择具有较大能量的那一例采样时间瞬间r。可基于h_r ¹(n)以及还可能有协方差值来计算出针对发射天线1632a和采样时间瞬间r的均衡器系数c_r ¹(n)。类似地，可基于h_r ²(n)以及还可能有协方差值来计算出针对发射天线1632b和采样时间瞬间r的均衡器系数c_r ²(n)。

随后用均衡器系数c_r ¹(n)将对应于采样时间瞬间r的输入样本y_r(n)滤波以获得输出样本

它们是输出码片x¹(n)的估计。再用均衡器系数c_r ²(n)将输入样本y_r(n)滤波以获得输出样本

它们是输出码片x²(n)的估计。随后可对输出样本

执行CDMA解调以获得码元估计

它们是从天线1632a发射的经STTD编码的码元s¹(l)的估计。还可对输出样本

执行CDMA解调以获得码元估计它们是从天线1632b发射的经STTD编码的码元s²(l)的估计。随后可对和

执行STTD解码以获得码元估计

它们是无线设备120的数据码元s(l)的估计。

在另一实施例中，x¹(n)是通过将x²(n)作为噪声处理来恢复的，而x²(n)是通过将x¹(n)作为噪声处理来恢复的。对于该实施例，用以恢复x^b(n)的均衡可使用上面描述的任一均衡方案来执行，其中b∈{1，2}。

为了清楚起见，已针对LMMSE滤波器并以在频域中导出的均衡器系数对均衡技术进行了具体描述，这些技术也可用于其它类型的滤波器。一般而言，均衡器系数可在时域中或频域中导出。此外，均衡器系数可使用诸如LMMSE、最小均方误差(LMS)、递归最小二乘(RLS)、直接矩阵求逆(DMI)、迫零、以及其他技术等各种技术来导出。LMS、RLS、以及DMI由Simon Haykin在Prentice Hall 1996年的题为“自适应滤波器理论(Adaptive Filter Theory)”第三版中进行了描述。

在此所描述的均衡技术可通过各种手段来实现。例如，这些技术可以硬件、固件、软件、或其组合来实现。对于硬件实现，用于执行均衡的处理单元可在一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、电子器件、以及被设计成执行在此所描述的功能的其它电子单元、或其组合内实现。

对于固件和/或软件实现，均衡技术可用执行在此所描述的功能的模块(例如，过程，功能等)来实现。固件和/或软件代码可存储在存储器(例如，图2中的存储器292)中并由处理器(例如，处理器290)来执行。存储器可在处理器内部或存储器外部实现。

提供所公开的实施例的先前描述旨在使本领域的任何技术人员皆能够制作或使用本发明。对于本领域的技术人员对这些实施例的各种修改将是显而易见的，并且在此所定义的一般性原理可适用于其它实施例而不会背离本发明的精神实质或范围。因此，本发明无意被限于这里所示的实施例，而应根据与在此所公开的原理和新颖特征相一致的最宽范围来授权。

Claims (6)

1.一种用于在无线通信系统中接收信号的方法，包括：

从输入信号的多例采样时间瞬间当中选择一例采样时间瞬间；

根据所述输入信号的子采样的冲激响应信道估计以及对应于所选采样瞬间的输入信号的子采样的输入信号样本的协方差值导出对应于所选采样时间瞬间的均衡器系数；以及

用所述均衡器系数将对应于所选采样时间瞬间的多个输入样本滤波。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述选择采样时间瞬间包括确定对应于所述多例采样时间瞬间的多个信道冲激响应估计的能量，以及从所述多例采样时间瞬间当中选择具有最大能量的那一例采样时间瞬间。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述将输入样本滤波包括接收多倍码片率下的输入样本，

将所述输入样本分用为对应于所述多例采样时间瞬间的多个序列——每例采样时间瞬间一个序列，以及

用所述均衡器系数将对应于所选采样时间瞬间的输入样本序列滤波。

4.一种用于在无线通信系统中接收信号的装置，包括：

用于输入信号的从多例采样时间瞬间当中选择一例采样时间瞬间的装置；

用于根据所述输入信号的子采样的冲激响应信道估计以及对应于所选采样瞬间的输入信号的子采样的输入信号样本的协方差值导出对应于所选采样时间瞬间的均衡器系数的装置；以及

用于用所述均衡器系数将对应于所选采样时间瞬间的多个输入样本滤波的装置。

5.如权利要求4所述的装置，其特征在于，所述用于选择采样时间瞬间的装置包括

用于确定对应于所述多例采样时间瞬间的多个信道冲激响应估计的能量的装置，以及

用于从所述多例采样时间瞬间当中选择具有最大能量的那一例采样时间瞬间的装置。

6.如权利要求4所述的装置，其特征在于，所述用于将输入样本滤波的装置包括

用于接收多倍码片率下的输入样本的装置，

用于将所述输入样本分用为对应所述多例采样时间瞬间的多个序列——每例采样时间瞬间一个序列的装置，以及

用于用所述均衡器系数将对应于所选采样时间瞬间的输入样本序列滤波的装置。

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