JP4877403B2 - 通信装置、ノイズ除去方法、およびプログラム - Google Patents

通信装置、ノイズ除去方法、およびプログラム Download PDF

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Description

本発明は、通信装置、ノイズ除去方法、およびプログラムに関する。
近年、カーナビゲーションや、携帯電話などの携帯型通信装置、デジタルスチルカメラ（Digital still camera）など様々電子機器にＧＰＳ（Global Positioning System）機能が搭載されている。上記のような電子機器は、例えば４つ以上のＧＰＳ衛星から送信されるＧＰＳ衛星のＬ１帯、Ｃ／Ａコードと呼ばれる送信信号を受信し、受信した送信信号に基づいて位置を特定するＧＰＳ受信装置（通信装置の一例）を備えること、あるいは、電子機器がＧＰＳ受信装置として機能することによって、ＧＰＳ機能を実現している。
上記のような電子機器が備えるＧＰＳ受信装置は、各ＧＰＳ衛星からの信号をそれぞれ復調して各ＧＰＳ衛星の軌道データを取得し、当該軌道データ、時間情報、および受信した信号の遅延時間を用いた連立方程式によってＧＰＳ受信装置の３次元位置を導出して位置を特定する。ここで、ＧＰＳ受信装置が複数のＧＰＳ衛星の軌道データを用いるのは、ＧＰＳ受信装置内部の時間情報と各ＧＰＳ衛星における時間情報との誤差の影響を除去するためである。
ここで、ＧＰＳ衛星から送信される送信信号は、例えば、５０ｂｐｓのデータを符号長１０２３、チップレート１．０２３ＭＨｚのＧｏｌｄ符号でスペクトラム拡散したスペクトラム拡散信号に基づいて１５７５．４２ＭＨｚの搬送波（キャリア）をＢＰＳＫ変調（Binary Phase Shift Keying；二位相偏移変調）した信号である。したがって、ＧＰＳ受信装置がＧＰＳ衛星からの送信信号を受信し、送信されたスペクトラム拡散信号を復調するためには、拡散符号、搬送波およびデータの同期をとる必要がある。
このような中、スペクトラム拡散されたスペクトラム拡散信号が変調された送信信号を受信する通信装置に関する技術が開発されている。ＧＰＳ衛星から送信される送信信号における拡散符号の同期捕捉を高速に行う技術としては、例えば、特許文献１が挙げられる。
一方、ＧＰＳ機能を有する上記のような電子機器は、多機能化、高性能化が進んでおり、電子機器内部で発生する不要輻射もまた増大している。上記のような電子機器内部で発生する不要輻射は、電子機器が備えるＧＰＳ受信装置（あるいは、電子機器そのもの。以下同様とする。）にとって一種の外来ノイズに相当する。ここで、上記不要輻射による外来ノイズの要因となる典型例としては、例えば、電子機器内部の配線間の結合や空間を介して干渉するクロックや、データバスなどを通る高速な信号による高調波、回路の負荷変動、あるいは、スイッチングレギュレータによる電源変動などが挙げられる。
ＧＰＳ受信装置のアナログ回路に上記のような外来ノイズが加わった場合、外来ノイズが、ＧＰＳ受信装置で発生する定常的な熱雑音（例えば、帯域幅２ＭＨｚで換算した場合は−１１１［ｄＢｍ］）と同程度以下であれば、ＧＰＳ受信装置は、スペクトラム拡散信号を正常に復調できる。しかしながら、外来ノイズが、ＧＰＳ受信装置で発生する定常的な熱雑音より大きいときには、定常的な熱雑音のレベルを超えた分だけ受信感度が劣化し、“受信した送信信号と、熱雑音＋外来ノイズとの比”（Ｓ／（Ｎ＋Ｉ））の逆数が処理利得に近くなると、ＧＰＳ受信装置がスペクトラム拡散信号を正常に復調できない場合が起こる。
したがって、例えばＧＰＳ受信装置にように、スペクトラム拡散されたスペクトラム拡散信号が変調された送信信号を受信する通信装置では、スペクトラム拡散信号を正常に復調するために上記のような外来ノイズの影響をできる限り除外する必要がある。
このような中、スペクトラム拡散されたスペクトラム拡散信号が変調された送信信号を受信する通信装置において、外来ノイズを除去する技術が開発されている。ＧＰＳ受信装置において外来ノイズを除去するためにノッチ・フィルタ（notch filter。Band-elimination filterとも呼ばれる。）を用いる技術としては、例えば、非特許文献１が挙げられる。
特開２００３−２３２８４４号公報
Daniele Borio,Laura Camoriano,Paolo Mulassano,"Analysis of the One-Pole Notch Filter for Interference Mitigation : Wiener Solution and Loss Estimation",ION GNSS 19th International Technical Meeting of the Satellite Division,26-29 September 2006,pp.1849-1860.
外来ノイズを除去する従来の技術が適用された通信装置は、設定されたノッチ周波数に対応する信号を減衰させるノッチ・フィルタを備え、ノッチ・フィルタのノッチ周波数を制御することによって、例えば上記不要輻射によって生じる外来ノイズ除去を行う。ここで、外来ノイズを除去する従来の技術が適用された通信装置は、適応フィルタにおいて一般的に用いられるＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムを用いて、ノッチ・フィルタのノッチ周波数を制御する。しかしながら、外来ノイズを除去する従来の技術が用いるＬＭＳアルゴリズムは、ノッチ周波数を制御するために外来ノイズを除去する信号に対してフィードバックをかける必要がある。そのため、外来ノイズを除去する従来の技術が適用された通信装置では、制御ループとしての収束性を考慮する必要がある。つまり、外来ノイズを除去する従来の技術が適用された通信装置では、上記制御ループの設定や、ノッチ・フィルタに入力される信号（外来ノイズを除去する信号）に依存して、例えば発散などの不安定な動作をする可能性がある。
したがって、外来ノイズを除去する従来の技術を用いた通信装置は、外来ノイズを安定的に除去することができない。また、拡散符号の同期捕捉を高速に行う従来の技術に係る通信装置には、外来ノイズの除去について何らの記載も示唆もなく、これら従来の技術を組み合わせたとしても、外来ノイズを安定的に除去することは、望むべくもない。
また、外来ノイズの影響をできる限り除外するための一の対策としては、例えば、通信装置（あるいは、通信装置が搭載される電子機器）にシールド材やシールドケースを使用することによって、不要輻射を抑えることが挙げられる。しかしながら、上記のような対策は、通信装置（あるいは、通信装置が搭載される電子機器）のデザインやコストに大きな影響を及ぼす要因となるため、望ましい対策とは言えない。
本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、スペクトラム拡散信号が変調された送信信号から外来ノイズを安定的に除去することが可能な、新規かつ改良された通信装置、ノイズ除去方法、およびプログラムを提供することにある。
上記目的を達成するために、本発明の第１の観点によれば、スペクトラム拡散されたスペクトラム拡散信号が変調された送信信号を受信する通信アンテナと、上記通信アンテナが受信した上記送信信号を所定の周波数の中間周波数信号に変換する中間周波数変換部と、上記中間周波数信号を離散化して離散化信号を出力するアナログ−デジタル変換部と、上記離散化信号に含まれる定常的な熱雑音以外のノイズの検出を行い、検出されたノイズを上記離散化信号から除去するノイズ除去部と、上記ノイズ除去部から出力される離散化信号に基づいて、上記スペクトラム拡散信号を復調する復調部とを備える通信装置が提供される。
かかる構成により、スペクトラム拡散信号が変調された送信信号から安定的に外来ノイズを除去することができる。
また、上記ノイズ除去部は、上記離散化信号を高速フーリエ変換する第１フーリエ変換部と、上記第１フーリエ変換部における高速フーリエ変換の結果に基づいて、振幅が所定の値以上の周波数を上記ノイズのピーク周波数として検出する周波数検出部と、上記周波数検出部において検出された上記ピーク周波数をノッチ周波数に設定し、上記離散化信号に基づいて設定された上記ノッチ周波数に対応する周波数成分を減衰させた離散化信号を出力するノッチ・フィルタとを備えてもよい。
かかる構成により、スペクトラム拡散信号が変調された送信信号から安定的に外来ノイズを除去することができる。
また、上記ノイズ除去部は、上記ノイズを含まない理想状態の理想離散化信号に対する二乗平均誤差を最小とする離散化信号を出力する第１適応フィルタをさらに備えてもよい。
かかる構成により、単一周波数のノイズ、ノイズの帯域が狭い狭帯域ノイズ、および広帯域ノイズをそれぞれ安定的に除去することができる。
また、上記離散化信号の所定時間における平均値または積分値を検出するレベル検出部と、上記レベル検出部が検出した上記平均値または上記積分値と、所定の閾値とに基づいて、上記ノッチ・フィルタと上記第１適応フィルタとをそれぞれ選択的に動作させる調整信号を出力する調整信号出力部とをさらに備えてもよい。
かかる構成により、ノイズ除去に起因するスペクトラム拡散信号のＳ／Ｎ比のロスを防止することができる。
また、上記ノイズ除去部は、複数のノッチ・フィルタを備え、上記ノッチ・フィルタそれぞれには、上記周波数検出部において検出されたピーク周波数が、振幅が大きなピーク周波数順に設定されてもよい。
かかる構成により、複数の単一周波数のノイズまたはノイズの帯域が狭い狭帯域ノイズを安定的に除去することができる。
また、上記周波数検出部は、定期／不定期に上記離散化信号を高速フーリエ変換し、上記ノッチ・フィルタは、上記周波数検出部においてピーク周波数が検出された場合にノッチ周波数を設定してもよい。
かかる構成により、電力消費のロスを低減しながら外来ノイズの除去を行うことができる。
また、上記ノイズ除去部は、上記離散化信号を高速フーリエ変換し、高速フーリエ変換の結果に基づく電力スペクトラムを導出する第２フーリエ変換部と、上記離散化信号と、上記第２フーリエ変換部から出力される電力スペクトラムと、単位周波数あたりの基準電力とに基づいて、上記ノイズを含まない理想状態の理想離散化信号に対する二乗平均誤差を最小とする離散化信号を出力する第１ウィーナ・フィルタとを備えてもよい。
かかる構成により、スペクトラム拡散信号が変調された送信信号から安定的に外来ノイズを除去することができる。
また、上記ノイズ除去部は、上記離散化信号を高速フーリエ変換する第３フーリエ変換部と、上記第３フーリエ変換部における高速フーリエ変換の結果から導出した電力スペクトラムに基づいて、上記高速フーリエ変換の結果、または上記電力スペクトラムを選択的に出力する第１判定部と、上記第１判定部から上記電力スペクトラムが出力された場合には、上記電力スペクトラムと、単位周波数あたりの基準電力とに基づいて、上記ノイズを含まない理想状態の理想離散化信号に対する二乗平均誤差を最小とする離散化信号を出力する第２ウィーナ・フィルタと、上記第１判定部から出力される上記高速フーリエ変換の結果、または、上記第２ウィーナ・フィルタから出力される上記離散化信号を、逆高速フーリエ変換する逆フーリエ変換部とを備えてもよい。
かかる構成により、スペクトラム拡散信号が変調された送信信号から安定的に外来ノイズを除去することができる。
また、上記ノイズ除去部は、上記離散化信号から所定の周波数帯域の検出信号をそれぞれ検出する複数のバンドパス・フィルタと、上記バンドパス・フィルタそれぞれに対応し、上記検出信号、または、上記ノイズを含まない理想状態の理想離散化信号に対する二乗平均誤差を最小とする離散化信号をそれぞれ選択的に出力する複数の第２適応フィルタと、上記第２適応フィルタそれぞれから出力される離散化信号を合成する合成部とを備え、上記第２適応フィルタは、上記検出信号から導出した電力スペクトラムに基づいて、上記検出信号、または上記電力スペクトラムを選択的に出力する第２判定部と、上記第２判定部から上記電力スペクトラムが出力された場合には、上記電力スペクトラムと、単位周波数あたりの基準電力とに基づいて、上記理想離散化信号に対する二乗平均誤差を最小とする離散化信号を出力する第３ウィーナ・フィルタとを備えてもよい。
かかる構成により、スペクトラム拡散信号が変調された送信信号から安定的に外来ノイズを除去することができる。
また、上記ノイズ除去部は、上記離散化信号に対するフィードバックをせずに上記離散化信号に含まれる定常的な熱雑音以外のノイズの検出を行ってもよい。
かかる構成により、スペクトラム拡散信号が変調された送信信号から安定的に外来ノイズを除去することができる。
また、上記アナログ−デジタル変換部は、上記定常的な熱雑音の平均振幅に対応するビット数より大きなＮビット（Ｎは整数）の分解能を有し、入力されるアナログ信号をデジタル信号へと変換するアナログ−デジタルコンバータを備え、上記アナログ−デジタルコンバータは、上記定常的な熱雑音の平均振幅を下位Ｍビット（Ｍは、Ｎ＞Ｍの整数）に設定してもよい。
かかる構成により、スペクトラム拡散信号が変調された送信信号から外来ノイズをより確実に除去することができる。
また、上記ノイズ除去部から出力される離散化信号のビット数をＰビット（Ｐは、Ｎ＞Ｐの整数）に設定するビット数設定部をさらに備えてもよい。
かかる構成により、スペクトラム拡散信号を復調する復調部を構成する演算器やレジスタ、メモリのサイズを削減することができる。
また、上記中間周波数変換部は、上記所定の周波数を０以外の周波数に設定し、上記アナログ−デジタル変換部から出力される上記離散化信号の中心周波数が０に設定された離散化信号に変換する周波数変換部をさらに備え、上記ノイズ除去部には、上記周波数変換部から出力される離散化信号が入力されてもよい。
かかる構成により、ノイズ除去処理のしやすさを向上させることができる。
また、上記目的を達成するために、本発明の第２の観点によれば、スペクトラム拡散されたスペクトラム拡散信号が変調された送信信号を受信する通信アンテナと、上記通信アンテナが受信した上記送信信号を所定の周波数の中間周波数信号に変換する中間周波数変換部と、上記中間周波数信号を離散化して離散化信号を出力するアナログ−デジタル変換部とを備える通信装置に用いることが可能な、上記離散化信号に含まれる定常的な熱雑音以外のノイズを除去するノイズ除去方法であって、上記離散化信号を高速フーリエ変換するステップと、上記高速フーリエ変換するステップにおける高速フーリエ変換の結果に基づいて、振幅が所定の値以上の周波数を上記ノイズのピーク周波数として検出するステップと、上記離散化信号に基づいて、上記検出するステップにおいて検出された上記ピーク周波数に対応する周波数成分を減衰させた離散化信号を出力するステップとを有するノイズ除去方法が提供される。
かかる方法を用いることにより、スペクトラム拡散信号が変調された送信信号から安定的に外来ノイズを除去することができる。
また、上記目的を達成するために、本発明の第３の観点によれば、スペクトラム拡散されたスペクトラム拡散信号が変調された送信信号を受信する通信アンテナと、上記通信アンテナが受信した上記送信信号を所定の周波数の中間周波数信号に変換する中間周波数変換部と、上記中間周波数信号を離散化して離散化信号を出力するアナログ−デジタル変換部とを備える通信装置に用いることが可能な、上記離散化信号に含まれる定常的な熱雑音以外のノイズを除去するノイズ除去方法であって、上記離散化信号を高速フーリエ変換し、高速フーリエ変換の結果に基づく電力スペクトラムを導出するステップと、上記離散化信号と、上記電力スペクトラムを導出するステップにおいて導出された電力スペクトラムと、単位周波数あたりの基準電力とに基づいて、上記ノイズを含まない理想状態の理想離散化信号に対する二乗平均誤差を最小とする離散化信号を出力するステップとを有するノイズ除去方法が提供される。
かかる方法を用いることにより、スペクトラム拡散信号が変調された送信信号から安定的に外来ノイズを除去することができる。
また、上記目的を達成するために、本発明の第４の観点によれば、スペクトラム拡散されたスペクトラム拡散信号が変調された送信信号を受信する通信アンテナと、上記通信アンテナが受信した上記送信信号を所定の周波数の中間周波数信号に変換する中間周波数変換部と、上記中間周波数信号を離散化して離散化信号を出力するアナログ−デジタル変換部とを備える通信装置に用いることが可能な、上記離散化信号に含まれる定常的な熱雑音以外のノイズを除去するプログラムであって、上記離散化信号を高速フーリエ変換するステップ、上記高速フーリエ変換するステップにおける高速フーリエ変換の結果に基づいて、振幅が所定の値以上の周波数を上記ノイズのピーク周波数として検出するステップ、上記離散化信号に基づいて、上記検出するステップにおいて検出された上記ピーク周波数に対応する周波数成分を減衰させた離散化信号を出力するステップをコンピュータに実行させるためのプログラムが提供される。
かかるプログラムにより、スペクトラム拡散信号が変調された送信信号から安定的に外来ノイズを除去することができる。
また、上記目的を達成するために、本発明の第５の観点によれば、スペクトラム拡散されたスペクトラム拡散信号が変調された送信信号を受信する通信アンテナと、上記通信アンテナが受信した上記送信信号を所定の周波数の中間周波数信号に変換する中間周波数変換部と、上記中間周波数信号を離散化して離散化信号を出力するアナログ−デジタル変換部とを備える通信装置に用いることが可能な、上記離散化信号に含まれる定常的な熱雑音以外のノイズを除去するプログラムであって、上記離散化信号を高速フーリエ変換し、高速フーリエ変換の結果に基づく電力スペクトラムを導出するステップ、上記離散化信号と、上記電力スペクトラムを導出するステップにおいて導出された電力スペクトラムと、単位周波数あたりの基準電力とに基づいて、上記ノイズを含まない理想状態の理想離散化信号に対する二乗平均誤差を最小とする離散化信号を出力するステップをコンピュータに実行させるためのプログラムが提供される。
かかるプログラムにより、スペクトラム拡散信号が変調された送信信号から安定的に外来ノイズを除去することができる。
本発明によれば、スペクトラム拡散信号が変調された送信信号から安定的に外来ノイズを除去することができる。
従来の通信装置の構成の一部を示す説明図である。 外来ノイズが含まれる離散化信号の一の例を示す説明図である。 Ａ／Ｄコンバータの出力が飽和した場合におけるＡ／Ｄコンバータの出力スペクトラムの一例を示す説明図である。 従来の通信装置においてＡ／Ｄコンバータの出力を飽和した場合の結果を説明するための第１の説明図である。 従来の通信装置においてＡ／Ｄコンバータの出力を飽和した場合の結果を説明するための第２の説明図である。 本発明の第１の実施形態に係る通信装置の構成例を示す説明図である。 本発明の第１の実施形態に係るノイズ除去部の構成例を示す説明図である。 本発明の第１の実施形態に係る通信装置が備えるノッチ・フィルタの構成例を示す説明図である。 本発明の第１の実施形態に係る通信装置におけるノイズ除去部を備える効果を示すための説明図である。 本発明の第１の実施形態の変形例に係るノイズ除去部の構成を説明する説明図である。 本発明の第１の実施形態に係るノイズ除去方法を示す流れ図である。 外来ノイズが含まれる離散化信号の他の例を示す説明図である。 本発明の第２の実施形態に係るノイズ除去部の構成例を示す説明図である。 本発明の第２の実施形態に係るノイズ除去方法を示す流れ図である。 本発明の第３の実施形態に係るノイズ除去部の構成例を示す説明図である。 本発明の第３の実施形態に係るノイズ除去部における高速フーリエ変換および逆高速フーリエ変換処理の一例を示す説明図である。 本発明の第３の実施形態に係るノイズ除去方法を示す流れ図である。 本発明の第４の実施形態に係るノイズ除去部の構成例を示す説明図である。 本発明の第４の実施形態に係るノイズ除去部が備える周波数サンプリングフィルタの出力特性の例を示す説明図である。 本発明の第４の実施形態に係るノイズ除去部が備える適応フィルタの構成例を示す説明図である。 本発明の第４の実施形態に係る通信装置におけるノイズ除去部を備える効果を示すための説明図である。 本発明の第５の実施形態に係るノイズ除去部の構成例を示す説明図である。 本発明の第５の実施形態の変形例に係る通信装置の構成例の一部を示す説明図である。 本発明の第６の実施形態に係る通信装置の構成例の一部を示す説明図である。 本発明の第７の実施形態に係る通信装置の構成例の一部を示す説明図である。
以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書および図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。
（従来の通信装置における問題）
本発明の実施形態に係る通信装置について説明する前に、まず、従来の通信装置における問題について説明する。
［従来の通信装置の構成］
図１は、従来の通信装置１０の構成の一部を示す説明図であり、スペクトラム拡散信号を復調する復調部は図示していない。
図１を参照すると、通信装置１０は、通信アンテナ１２と、周波数変換部１４と、ノッチ・フィルタ１６とを備える。また、ノッチ・フィルタ１６の出力ｘ（ｔ）は、復調部（図示せず）へと入力される。
また、通信装置１０は、例えば、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）などで構成され通信装置１０全体を制御することが可能な制御部（図示せず）や、制御部が使用するプログラムや演算パラメータなどの制御用データが記録されたＲＯＭ（Read Only Memory。図示せず）、制御部により実行されるプログラムなどを一次記憶するＲＡＭ（Random Access Memory。図示せず）、ユーザインタフェース用の表示データなどの各種データやアプリケーションなどを記憶可能な記憶部（図示せず）などを備えてもよい。通信装置１０は、例えば、データの伝送路としてのバス（bus）により上記各構成要素間を接続する。また、制御部（図示せず）は、復調部（図示せず）として機能することもできる。
ここで、記憶部（図示せず）としては、例えば、ハードディスク（Hard Disk）などの磁気記録媒体や、フラッシュメモリ（flash memory）などの不揮発性メモリ（nonvolatile memory）が挙げられるが、上記に限られない。
通信アンテナ１２は、例えばＧＰＳ衛星などの外部装置から送信される送信信号を受信する。ここで、送信信号とは、スペクトラム拡散されたスペクトラム拡散信号が変調された信号である。送信信号としては、例えば、５０ｂｐｓのデータを符号長１０２３、チップレート１．０２３ＭＨｚのＧｏｌｄ符号でスペクトラム拡散したスペクトラム拡散信号に基づいて１５７５．４２ＭＨｚの搬送波（キャリア）をＢＰＳＫ変調した信号が挙げられる。以下では、上記外部装置から送信される送信信号を、ＲＦ（Radio Frequency）信号とよぶ場合もある。
周波数変換部１４は、ローノイズ・アンプ２０（Low Noise Amplifier；低雑音増幅器。以下、「ＬＮＡ」とよぶ場合もある。）と、中間周波数変換回路２２と、増幅器２４と、バンドパス・フィルタ２６（Band-Pass Filter；以下、「ＢＰＦ」とよぶ場合もある。）と、Ａ／Ｄコンバータ２８（Analog to Digital converter；アナログ-デジタル変換回路）とを備える。
ＬＮＡ２０は、通信アンテナ１２が受信したＲＦ信号を増幅する。中間周波数変換回路２２は、ＬＮＡ２０により増幅されたＲＦ信号の周波数を、デジタル信号処理が施しやすいように、例えば、４．０９２ＭＨｚや１．０２３ＭＨｚなどの搬送波周波数よりも低い中間周波数（Intermediate Frequency；以下、「ＩＦ」とよぶ場合もある。）に変換（ダウンコンバート）する。
増幅器２４は、例えば、オペアンプ（Operational Amplifier）で構成され、中間周波数変換回路２２から出力される搬送波周波数から周波数が変換されたＩＦ信号を増幅する。ＢＰＦ２６は、増幅器２４から出力される増幅されたＩＦ信号に対して、特定の周波数帯域の信号のみを通過させ、その他の帯域の信号を減衰させる。ここで、ＬＮＡ２０〜ＢＰＦ２６までに処理される信号は、アナログ信号である。
Ａ／Ｄコンバータ２８は、ＢＰＦ２６から出力されるアナログのＩＦ信号Ａｙ（ｔ）に基づいて離散化し、デジタル信号としてのＩＦ信号ｙ（ｔ）を出力する。以下、デジタル信号としてのＩＦ信号を離散化信号とよぶ。
周波数変換部１４は、上記のような構成によって、通信アンテナ１２が受信したＲＦ信号の周波数を中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートしたＩＦ信号に変換し、離散化信号ｙ（ｔ）を出力することができる。
図２は、外来ノイズが含まれる離散化信号ｙ（ｔ）の一例を示す説明図であり、Ａ／Ｄコンバータの出力スペクトラム（中心４ＭＨｚ）を示している。ここで、離散化信号ｙ（ｔ）には、外部装置から送信された復調対象となるスペクトラム拡散信号と、通信装置１０で発生する定常的な熱雑音と、外来ノイズとが含まれる。図２では、外来ノイズとして４．１ＭＨｚをピークとする狭帯域ノイズが含まれる例を示している。また、上述したように、ＧＰＳ衛星などの外部装置から送信されるスペクトラム拡散信号は一般的にその信号レベルが外来ノイズよりも小さく、図２では、スペクトラム拡散信号が定常的な熱雑音に埋もれている例を示している。
ノッチ・フィルタ１６は、特定の周波数（ノッチ周波数）に急峻な減衰を与えることによって、周波数変換部１４から出力される離散化信号ｙ（ｔ）から外来ノイズを除去し、ノッチ周波数に対応する外来ノイズが除去された離散化信号ｘ（ｔ）を出力する。
また、ノッチ・フィルタ１６は、外来ノイズが除去された離散化信号ｘ（ｔ）を入力される離散化信号ｙ（ｔ）に対してフィードバックすることによってノッチ周波数を適宜設定する。つまり、ノッチ・フィルタ１６は、離散化信号ｘ（ｔ）を離散化信号ｙ（ｔ）に対してフィードバックする制御ループを備える。
ノッチ・フィルタ１６から出力された離散化信号ｘ（ｔ）は、復調部（図示せず）に入力される。復調部（図示せず）は、拡散符号、搬送波およびデータの同期をとり逆拡散処理を行うことによって、スペクトラム拡散信号を復調する。
従来の通信装置１０は、上記のようなノッチ・フィルタ１６を備えることにより適宜設定されるノッチ周波数に対応する信号を除去することができる。つまり、通信装置１０は、ノッチ周波数を制御することによって、図２に示すような外来ノイズを除去することが可能である。また、通信装置１０は、図２に示すような外来ノイズが除去された場合には、スペクトラム拡散信号の復調を行うことができる。
［従来の通信装置の問題］
［１］第１の問題
従来の通信装置１０は、ノッチ・フィルタ１６を備えることによりノッチ周波数に対応する信号を除去することが可能である。しかしながら、通信装置１０は、外来ノイズを除去した離散化信号ｘ（ｔ）を入力される離散化信号ｙ（ｔ）に対してフィードバックさせる制御ループを用いてノッチ周波数を設定する構成である。つまり、通信装置１０が外来ノイズ除去に有効なノッチ周波数を設定するためには、上記制御ループの収束性を考慮しなければならない。したがって、上記制御ループの設定や、ノッチ・フィルタ１６に入力される離散化信号ｙ（ｔ）によっては、例えば、外来ノイズ除去に有効なノッチ周波数を設定することができない、あるいは、制御ループが発散してしまうなどの不安定な動作をする可能性がある。
上記のようにノッチ・フィルタ１６が不安定な動作をした場合には、外来ノイズを除去することはできず、また、当然のことながらスペクトラム拡散信号の正常な復調は望むべくもない。したがって、従来の通信装置１０は、外来ノイズを安定的に除去することができない。
［２］第２の問題
通信装置のアナログ回路に外来ノイズが加わった場合、外来ノイズが通信装置で発生する定常的な熱雑音（例えば、帯域幅２ＭＨｚで換算した場合は−１１１［ｄＢｍ］）より大きいときには、“受信した送信信号（ＲＦ信号）と、熱雑音＋外来ノイズとの比”（以下、「Ｓ／（Ｎ＋Ｉ）」という。ここで、「Ｓ」は受信した送信信号、「Ｎ」は熱雑音、「Ｉ」は外来ノイズを示す。）の逆数が処理利得に近くなると、通信装置がスペクトラム拡散信号を正常に復調できない場合が起こる。そのため、従来の通信装置１０では、ノッチ・フィルタ１６を備えて外来ノイズの除去を図っている。
しかしながら、Ｓ／（Ｎ＋Ｉ）の逆数が処理利得より充分小さい場合であっても、強い外来ノイズによってアナログ回路が飽和すると、熱雑音および復調すべきスペクトラム拡散信号が抑圧を受け、結果として、スペクトラム拡散信号の復調を行うことができなくなる。ここで、従来の通信装置１０の一例であるＧＰＳ受信装置において離散化信号を出力するＡ／Ｄコンバータは、ＧＰＳ信号（スペクトラム拡散信号の一例）の受信Ｓ／Ｎが０ｄＢよりずっと低いことから、例えば１ビットまたは２ビットの分解能を有する。そして、上記ＧＰＳ受信装置では、基本的に熱雑音＋スペクトラム拡散信号をある程度飽和させた状態で使用する。したがって、外来ノイズが加わった場合には、通信装置（例えば、ＧＰＳ受信装置）におけるアナログ回路の最終段であるＡ／Ｄコンバータの出力は、特に飽和しやすい。
図３は、Ａ／Ｄコンバータの出力が飽和した場合におけるＡ／Ｄコンバータの出力スペクトラムの一例を示す説明図である。図３（ａ）は、Ａ／Ｄコンバータの出力が飽和していない場合を示しており、また、。図３（ｂ）はＡ／Ｄコンバータの出力が飽和した場合を示している。図３（ｂ）に示すように、Ａ／Ｄコンバータの出力が飽和した場合には、離散化信号の元となったＲＦ信号の情報が損なわれてしまう。
図４は、従来の通信装置１０においてＡ／Ｄコンバータの出力を飽和した場合の結果を説明するための第１の説明図である。ここで、図４（ａ）は、通信装置１０のＢＰＦ２６から出力されたＩＦ信号の一例を示している。また、図４（ｂ）は、図４（ａ）に示すＩＦ信号をＡ／Ｄコンバータ２８において飽和させなかった場合の復調部（図示せず）における逆拡散処理の結果を示している。
図４（ｂ）に示すように、Ａ／Ｄコンバータ２８の出力が飽和していない場合には、復調部（図示せず）においてスペクトラム拡散信号が検出されていることが分かる。
また、図５は、従来の通信装置１０においてＡ／Ｄコンバータの出力を飽和した場合の結果を説明するための第２の説明図である。ここで、図５（ａ）は、図４（ａ）に示すＩＦ信号がＡ／Ｄコンバータ２８において飽和した場合におけるＡ／Ｄコンバータ２８の出力スペクトラムを示している。また、図５（ｂ）は、図５（ａ）に示す出力スペクトラムを復調部（図示せず）で復調した場合における逆拡散処理の結果を示している。
図５（ｂ）に示すように、Ａ／Ｄコンバータ２８の出力が飽和した場合には、復調部（図示せず）においてスペクトラム拡散信号が検出されていないことが分かる。
図４および図５に示すように、Ａ／Ｄコンバータ２８の出力が飽和した場合には、通信装置１０は、ＢＰＦ２６から出力されるＩＦ信号が有していたスペクトラム拡散信号を復調部（図示せず）で検出することができない。
ここで、通信装置１０では、アナログ回路の最終段であるＡ／Ｄコンバータ２８の出力の飽和に対して何らの対策もとっていないため、Ａ／Ｄコンバータ２８の出力が飽和する可能性が高い。そして、Ａ／Ｄコンバータ２８の出力が飽和した場合には、通信装置１０では、外部ノイズを除去することができず、またスペクトラム拡散信号を復調することができない。
（本発明の実施形態の通信装置に係る問題解決アプローチ）
以上のように、従来の通信装置１０では、上記第１の問題と、上記第２の問題という２つの問題があるため、外部装置から送信されるスペクトラム拡散信号を受信した場合であっても当該スペクトラム拡散信号を復調できるとは限らない。そこで、本発明の実施形態に係る通信装置は、上記第１の問題および上記第２の問題それぞれに対して、例えば以下の（１）、（２）に示すアプローチをとる。
（１）第１の問題に対するアプローチ
本発明の実施形態に係る通信装置は、アナログ回路の最終段であるＡ／Ｄコンバータの後段にノイズ除去部を備える。そして、本発明の実施形態に係る通信装置は、ノイズ除去部において、受信したＲＦ信号（送信信号）に基づく離散化信号に含まれる定常的な熱雑音以外のノイズ、すなわち離散化信号に含まれる外来ノイズを、当該離散化信号に対するフィードバックを行わずに検出する。そして、本発明の実施形態に係る通信装置は、検出されたノイズを除去する。ここで、本発明の実施形態に係る通信装置におけるノイズの除去とは、外来ノイズを取り除くことに限られず、外来ノイズを軽減することも含まれる。
離散化信号に対するフィードバックを行わずに外来ノイズを検出し、検出された外来ノイズを除去することによって、ノイズを除去するノイズ除去部が、従来の通信装置１０のように制御ループの設定や離散化信号に依存した不安定な動作を起こすことはなくなる。したがって、本発明の実施形態に係る通信装置は、スペクトラム拡散信号が変調された送信信号から安定的に外来ノイズを除去することができる。また、本発明の実施形態に係る通信装置は、安定的に外来ノイズを除去することができるので、従来の通信装置１０よりもより確実にスペクトラム拡散信号を復調することができる。なお、本発明の実施形態に係る通信装置の具体的な構成については、後述する。
（２）第２の問題に対するアプローチ
本発明の実施形態に係る通信装置は、アナログ回路の最終段であるＡ／Ｄコンバータを、定常的な熱雑音の平均振幅に対応するビット数より大きなＮビット（Ｎは整数）の分解能を有するＡ／Ｄコンバータで構成する。また、本発明の実施形態に係る通信装置は、定常的な熱雑音の平均振幅をＡ／Ｄコンバータの下位Ｍビット（Ｍは、Ｎ＞Ｍの整数）に設定する。
本発明の実施形態に係るＡ／Ｄコンバータは、上記のような構成によって、熱雑音より(Ｎ−Ｍ)×６［ｄＢ］強い外来ノイズまで飽和しなくなる。ここで、スペクトラム拡散信号の一例としてＧＰＳ信号を受信する場合には、当該ＧＰＳ信号の受信Ｓ／Ｎが０［ｄＢ］よりずっと低いことから、本発明の実施形態に係るＡ／Ｄコンバータは、上記Ｍを、例えば、Ｍ＝１やＭ＝２に設定することができる。このとき、本発明の実施形態に係るＡ／Ｄコンバータを、例えば６ビットのＡ／Ｄコンバータ（すなわち、Ｎ＝６）で構成すれば、定常的な熱雑音より２４［ｄＢ］高い外来ノイズが入ったとしても、Ａ／Ｄコンバータの出力スペクトラムは飽和しない。
なお、本発明の実施形態に係る上記Ｎの値および上記Ｍの値が、Ｎ＝６やＭ＝１、Ｍ＝２に限られないことは、言うまでもない。例えば、本発明の実施形態に係るＡ／Ｄコンバータの分解能を示すＮは、Ａ／Ｄコンバータの前段のアナログ回路全体の出力が、どの入力信号強度で飽和するかに依存して決定することができる。より具体的には、例えば、本発明の実施形態に係る通信装置が備えるＡ／Ｄコンバータの前段のアナログ回路が、−９０［ｄＢｍ］の入力強度で飽和する場合には、定常的な熱雑音より２１［ｄＢ］ほど余裕があるため、上記Ｎは６ビットで充分とすることができる。したがって、上記の場合には、本発明の実施形態に係る通信装置は、Ａ／Ｄコンバータを６ビットの分解能を有するＡ／Ｄコンバータで構成することができる。
本発明の実施形態に係る通信装置は、Ａ／Ｄコンバータの出力スペクトラムが外来ノイズにより飽和しないような構成とすることによって、Ａ／Ｄコンバータの後段に備えるノイズ除去部において外来ノイズをより確実に除去させることができる。したがって、本発明の実施形態に係る通信装置は、従来の通信装置１０よりもより確実にスペクトラム拡散信号を復調することができる。
次に、本発明の実施形態に係る通信装置の構成について、より具体的に説明する。以下では、本発明の実施形態に係る通信装置が外部装置から送信される送信信号（以下では、「ＲＦ信号」とよぶ場合もある。）を受信するとして説明する。ここで、本発明の実施形態に係る送信信号とは、スペクトラム拡散されたスペクトラム拡散信号が変調された信号である。送信信号としては、例えば、５０ｂｐｓのデータを符号長１０２３、チップレート１．０２３ＭＨｚのＧｏｌｄ符号でスペクトラム拡散したスペクトラム拡散信号に基づいて１５７５．４２ＭＨｚの搬送波（キャリア）をＢＰＳＫ変調した信号が挙げられるが、上記に限られない。例えば、本発明の実施形態に係る通信装置は、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）方式やＩＥＥＥ８０２．１１規格に基づく方式を用いて外部装置と通信を行うことができる。
（第１の実施形態）
まず、第１の実施形態に係る通信装置として、単一周波数のノイズまたはノイズの帯域が狭い狭帯域ノイズ（外来ノイズ）を主に除去するノイズ除去部を備えた通信装置について説明する。ここで、狭帯域ノイズとしては、例えば、デジタル回路を駆動するクロックの高調波、他の狭帯域無線の干渉、スイッチングレギュレータを源とする電源ノイズなどによって発生するノイズが挙げられるが、上記に限られない。
図６は、本発明の第１の実施形態に係る通信装置１００の構成例を示す説明図である。図６を参照すると、通信装置１００は、通信アンテナ１０２と、周波数変換部１０４と、ノイズ除去部１０６と、復調部１０８と、ＸＯ１１０（X'tal Oscillator；水晶発振器）と、ＴＣＸＯ１１２（Temperature Compensated X'tal Oscillator；温度補償型水晶発振器）とを備える。
また、通信装置１００は、例えば、ＭＰＵなどで構成され通信装置１００全体を制御することが可能な制御部（図示せず）や、制御部が使用するプログラムや演算パラメータなどの制御用データが記録されたＲＯＭ（Read Only Memory。図示せず）、制御部により実行されるプログラムなどを一次記憶するＲＡＭ（Random Access Memory。図示せず）、ユーザインタフェース用の表示データなどの各種データやアプリケーションなどを記憶可能な記憶部（図示せず）、ユーザが操作可能な操作部（図示せず）表示部（図示せず）などを備えてもよい。通信装置１００は、例えば、データの伝送路としてのバスにより上記各構成要素間を接続する。また、制御部（図示せず）は、ノイズ除去部１０６や復調部１０８として機能することもできる。
ここで、記憶部（図示せず）としては、例えば、ハードディスクなどの磁気記録媒体や、ＥＥＰＲＯＭ（Electronically Erasable and Programmable Read Only Memory）、フラッシュメモリ、ＭＲＡＭ（Magnetoresistive Random Access Memory）、ＦｅＲＡＭ（Ferroelectric Random Access Memory）、ＰＲＡＭ(Phase change Random Access Memory)などの不揮発性メモリが挙げられるが、上記に限られない。
また、操作部（図示せず）としては、例えば、キーボードやマウスなどの操作入力デバイスや、ボタン、方向キー、ジョグダイヤルなどの回転型セレクター、あるいは、これらの組み合わせなどが挙げられるが、上記に限られない。また、表示部（図示せず）としては、例えば、ＬＣＤ（Liquid Crystal Display；液晶ディスプレイ）、有機ＥＬディスプレイ（organic ElectroLuminescence display；または、ＯＬＥＤディスプレイ（Organic Light Emitting Diode display）とも呼ばれる。）などが挙げられるが、上記に限られない。また、操作部（図示せず）と表示部（図示せず）とは、例えば、タッチスクリーン（touch screen）のように一体の部とすることもできる。
通信アンテナ１０２は、例えばＧＰＳ衛星などの外部装置から送信される送信信号（ＲＦ信号）を受信する。
周波数変換部１０４は、通信アンテナ１０２が受信したＲＦ信号の周波数を、中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートしたＩＦ信号（中間周波数信号）に変換する。そして、周波数変換部１０４は、アナログのＩＦ信号に基づいて離散化し、離散化信号を出力する。以下、周波数変換部１０４の構成例について説明する。
［周波数変換部１０４の構成例］
周波数変換部１０４は、ローノイズ・アンプ１２０（以下、「ＬＮＡ」とよぶ場合もある。）と、中間周波数変換部１２２と、増幅器１２４と、バンドパス・フィルタ１２６（以下、バンドパス・フィルタを「ＢＰＦ」とよぶ場合もある。）と、Ａ／Ｄコンバータ１２８とを備える。
ＬＮＡ１２０は、通信アンテナ１０２が受信したＲＦ信号を増幅する。
中間周波数変換部１２２は、ＬＮＡ１２０により増幅されたＲＦ信号の周波数を、デジタル信号処理が施しやすいように、例えば、４．０９２ＭＨｚや１．０２３ＭＨｚなどの搬送波周波数よりも低い中間周波数（以下、「ＩＦ」とよぶ場合もある。）に変換（ダウンコンバート）する。ここで、中間周波数変換部１２２の構成例について説明する。
〔中間周波数変換部１２２の構成例〕
中間周波数変換部１２２は、バンドパス・フィルタ１３０と、増幅器１３２と、周波数シンセサイザ１３４と、ミキサ１３６とを備える。
ＢＰＦ１３０は、ＬＮＡ１２０から出力される増幅されたＲＦ信号に対して、特定の周波数帯域の信号のみを通過させ、その他の帯域の信号を減衰させる。
増幅器１３２は、ＢＰＦ１３０から出力されるＲＦ信号を増幅する。ここで、増幅器１３２は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field effect transistor）差動増幅器で構成することができるが、上記に限られない。
周波数シンセサイザ１３４は、ＴＣＸＯ１１２（後述する）から供給される発振信号に基づいて、所定の周波数を有する局部発振信号を生成する。ここで、周波数シンセサイザ１３４は、例えば、復調部１０８が備えるＭＰＵ１４４により制御されるが、上記に限られず、制御部（図示せず）により制御されてもよい。
ミキサ１３６は、増幅器１３２から出力される増幅されたＲＦ信号に対して、周波数シンセサイザ１３４から出力される局部発振信号を乗算する。ミキサ１３６がＲＦ信号と局部発振信号とを乗算することによって、局部発振信号に応じて、搬送波周波数よりも低い中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートされたＩＦ信号を出力することができる。
中間周波数変換部１２２は、例えば上記のような構成によって、ＲＦ信号の周波数が中間周波数へダウンコンバートされたＩＦ信号を出力する。
増幅器１２４は、中間周波数変換部１２２から出力されたＩＦ信号を増幅する。ここで、増幅器１２４は、例えば、オペアンプで構成することができるが、上記に限られない。
ＢＰＦ１２６は、増幅器１２４から出力される増幅されたＩＦ信号に対して、特定の周波数帯域の信号のみを通過させ、その他の帯域の信号を減衰させる。なお、本発明の実施形態に係る通信装置は、ＢＰＦ１２６を、遮断周波数より大きな周波数の信号を減衰させるローパス・フィルタ（Low-Pass Filter）で構成することもできる。ここで、ＬＮＡ１２０〜ＢＰＦ１２６までに処理される信号は、アナログ信号である。
Ａ／Ｄコンバータ１２８は、ＢＰＦ１２６から出力されるアナログのＩＦ信号に基づいて離散化し、離散化信号を出力する。ここで、Ａ／Ｄコンバータ１２８は、Ｎビットの分解能を有するＡ／Ｄコンバータで構成され、定常的な熱雑音の平均振幅をＡ／Ｄコンバータ１２８の下位Ｍビットに設定する。したがって、Ａ／Ｄコンバータ１２８は、外来ノイズによるＡ／Ｄコンバータの出力スペクトラムの飽和を防止し、Ａ／Ｄコンバータ１２８の後段に備えられるノイズ除去部１０６において外来ノイズをより確実に除去させることができる。
周波数変換部１０４は、例えば上記のような構成によって、通信アンテナ１０２が受信したＲＦ信号の周波数を中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートしたＩＦ信号に変換し、デジタル信号としての離散化信号を出力することができる。
ノイズ除去部１０６は、周波数変換部１０４から出力される離散化信号に基づいて、離散化信号に対するフィードバックを行わずに外来ノイズを検出して外来ノイズを除去する。以下、第１の実施形態に係るノイズ除去部１０６の構成例について説明する。
［ノイズ除去部１０６の構成例］
図７は、本発明の第１の実施形態に係るノイズ除去部１０６の構成を説明する説明図である。なお、図７では、通信アンテナ１０２および周波数変換部１０４を併せて示している。また、図７では、周波数変換部１０４から出力された外来ノイズが含まれている可能性のある離散化信号を離散化信号ｙ（ｔ）として示し、ノイズ除去後の離散化信号を離散化信号ｘ（ｔ）として示している。
図７を参照すると、ノイズ除去部１０６は、フーリエ変換部１６０（第１フーリエ変換部）と、ノッチ周波数検出部１６２と、ノッチ・フィルタ１６４とを備える。
フーリエ変換部１６０は、周波数変換部１０４から出力される離散化信号に対して、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform；以下「ＦＦＴ」とよぶ場合もある。）を行う。そして、フーリエ変換部１６０は、高速フーリエ変換の結果をノッチ周波数検出部１６２に伝達する。
また、フーリエ変換部１６０は、例えば、復調部１０８のＭＰＵ１４４から伝達される制御信号に応じて選択的に高速フーリエ変換を行う。ここで、例えば、デジタル回路を駆動するクロックの高調波、他の狭帯域無線の干渉、スイッチングレギュレータを源とする電源ノイズなどの単一周波数のノイズ（外来ノイズ）または狭帯域ノイズ（外来ノイズ）は、時間的に周波数、振幅ともにほとんど変動しない場合が多い。一方、その他の外来ノイズとなりうる他の狭帯域無線などの信号は、常時送受信されるとは限られず、例えば電波を出していない場合にノッチ・フィルタ１６４を動作させると消費電力のロスとなる場合がある。そこで、通信装置１００は、例えば、１００［ｍｓｅｃ］ごとにように定期的に、あるいは、処理ルーチンの合間に制御信号をフーリエ変換部１６０に伝達することによって、フーリエ変換部１６０に選択的に高速フーリエ変換を実行させる。そして、通信装置１００は、例えば、ノッチ周波数検出部１６２が高速フーリエ変換の結果に基づいて周波数領域で振幅が一定値以上のピークを検出した場合には、ノッチ・フィルタ１６４を動作させ、当該ピークが検出されなかった場合には、ノッチ・フィルタ１６４を停止させる。上記のように選択的に高速フーリエ変換を実行し、高速フーリエ変換の結果に基づいて選択的にノッチ・フィルタ１６４を動作させることによって、通信装置１００は、電力消費のロスを低減しながら外来ノイズの除去を行うことができる。また、上記のように選択的に高速フーリエ変換を実行し、高速フーリエ変換の結果に基づいて選択的にノッチ・フィルタ１６４を動作させることによって、単一周波数のノイズ（外来ノイズ）または狭帯域ノイズ（外来ノイズ）の周波数が変化した場合であっても、外来ノイズの除去を行うことができる。なお、フーリエ変換部１６０が、周波数変換部１０４から離散化信号が伝達された場合に高速フーリエ変換を行うことができることは、言うまでもない。
また、フーリエ変換部１６０は、専用の高速フーリエ変換回路で構成することができるが、上記に限られない。例えば、本発明の実施形態に係るフーリエ変換部は、復調部１０８において逆拡散処理を行うために用いられる高速フーリエ変換回路を用いる（共用する）こともできる。
ノッチ周波数検出部１６２は、フーリエ変換部１６０から伝達される高速フーリエ変換の結果に基づいて、ノッチ周波数ｆ０を検出する。そして、ノッチ周波数検出部１６２は、検出されたノッチ周波数ｆ０に対応するノッチ周波数設定信号を、ノッチ・フィルタ１６４へ伝達し、ノッチ・フィルタ１６４にノッチ周波数ｆ０を設定させる。
ここで、ノッチ周波数検出部１６２は、例えば、高速フーリエ変換の結果に基づいて離散化信号における振幅の大きさが所定の値以上のピークとなる周波数のうち、振幅が最も大きな周波数を検出することによって、ノッチ周波数ｆ０を検出することができるが、上記に限られない。ノッチ周波数検出部１６２が上記のようにノッチ周波数ｆ０を検出することによって、除去すべき単一周波数のノイズまたは狭帯域ノイズに対応する周波数を検出することができる。
ノッチ周波数検出部１６２は、例えば、オペアンプやダイオード、キャパシタなどを有するピーク検出回路で構成することができるが、上記に限られない。例えば、ノッチ周波数検出部１６２は、上記ピーク検出回路として、ピークを探索するデジタル信号処理回路を用いてもよい。また、ノッチ周波数検出部１６２は、ピーク検出回路が直接ノッチ・フィルタ１６４にノッチ周波数設定信号を伝達することによって、ノッチ・フィルタ１６４にノッチ周波数ｆ０を設定することができるが、上記に限られない。例えば、ピーク検出回路が検出したノッチ周波数ｆ０の情報が、ノッチ周波数検出部１６２が備えるＭＰＵ、あるいは制御部（図示せず）などに伝達され、ノッチ周波数検出部１６２が備えるＭＰＵや制御部（図示せず）などが、ノッチ・フィルタ１６４にノッチ周波数設定信号を伝達してノッチ周波数ｆ０を設定することもできる。また、上述したように、通信装置１００は、ノッチ周波数検出部１６２が高速フーリエ変換の結果に基づいて周波数領域で振幅が一定値以上のピークを検出した場合には、ノッチ・フィルタ１６４を動作させ、当該ピークが検出されなかった場合には、ノッチ・フィルタ１６４を停止させることもできる。
ノッチ・フィルタ１６４は、設定されたノッチ周波数ｆ０に急峻な減衰を与えることによって、周波数変換部１０４から出力される離散化信号から外来ノイズを除去する。ノッチ・フィルタ１６４は、ノッチ周波数ｆ０に急峻な減衰を与えるフィルタであるので、主に単一周波数のノイズや狭帯域ノイズを除去することに適している。ここで、ノッチ・フィルタ１６４の構成例について説明する。
〔ノッチ・フィルタ１６４の構成例〕
図８は、本発明の第１の実施形態に係る通信装置１００が備えるノッチ・フィルタ１６４の構成例を示す説明図である。
図８を参照すると、ノッチ・フィルタ１６４は、第１加算器１７０と、遅延素子１７２と、第１乗算器１７４と、第２加算器１７６と、第２乗算器１７８とを備える。
第１加算器１７０は、ノッチ・フィルタ１６４に入力された離散化信号ｙ（ｔ）と、第２乗算器１７８から出力されるフィードバック信号（後述する）とを加算し、第１加算信号を出力する。
遅延素子１７２は、第１加算器１７０から出力される第１加算信号をサンプリング周期の１周期（１クロック）分遅延させた遅延信号を出力する。
第１乗算器１７４は、遅延素子１７２から出力される遅延信号に基づいて、以下の数式１に示す演算を行い、乗算信号を出力する。ここで、数式１において、“Ｄｏｕｔ１”は乗算信号を示し、“Ｄｉｎ１”は第１乗算器３４に入力される遅延信号を示す。また、数式１において、“ｆ０”はノッチ周波数を示しており、“Ｔｓ”はサンプリング周期を示している。また、第１乗算器１７４では、ノッチ周波数検出部１６２からノッチ周波数設定信号が伝達されるごとにノッチ周波数ｆ０が設定される。
Figure 0004877403
第２加算器１７６は、第１加算信号から乗算信号を減算する。ここで、乗算信号はノッチ周波数に対応する信号成分であるので、第２加算器１７６は、第１加算信号から乗算信号を減算することによって、ノッチ周波数に急峻な減衰を与えることができる。したがって、第２加算器１７６からは、ノッチ周波数に対応する外来ノイズが除去された離散化信号ｘ（ｔ）が出力される。
第２乗算器１７８は、第１乗算器１７４から出力される乗算信号に基づいて、以下の数式２に示す演算を行い、フィードバック信号を出力する。ここで、数式２において、“Ｄｏｕｔ２”はフィードバック信号を示し、“Ｄｉｎ２”は第２乗算器３８に入力される乗算信号を示す。また、数式２において“ｒ”は帰還係数を示しており、帰還係数ｒが１に近い値をとればとる程、ノッチ帯域は小さくなる。なお、帰還係数ｒは、予め設定された固定の係数であってもよいし、例えば、制御部（図示せず）から伝達される信号に応じて値が変更される係数であってもよい。
Figure 0004877403
ノッチ・フィルタ１６４は、図８に示すような構成により、ノッチ周波数検出部１６２から伝達されるノッチ周波数設定信号に応じて設定されたノッチ周波数に対応する外来ノイズが除去された離散化信号ｘ（ｔ）を出力することができる。
図９は、本発明の第１の実施形態に係る通信装置１００におけるノイズ除去部１０６を備える効果を示すための説明図である。ここで、図９（ａ）は、本発明の実施形態に係る通信装置がノイズ除去部１０６を備えない場合の復調部１０８における逆拡散処理の結果の一例を示している。また、図９（ｂ）は、本発明の実施形態に係る通信装置がノイズ除去部１０６を備えている場合の復調部１０８における逆拡散処理の結果の一例を示している。なお、図９（ａ）および図９（ｂ）は、Ａ／Ｄコンバータ１２８が図２に示す出力スペクトラムに示す離散化信号ｙ（ｔ）を出力したときの復調部１０８における逆拡散処理の結果である。
図９に示すように、本発明の実施形態に係る通信装置がノイズ除去部１０６を備えていない場合、すなわち、外来ノイズが除去されない場合には、復調部１０８においてスペクトラム拡散信号が検出されていない（図９（ａ））。これに対して、本発明の実施形態に係る通信装置がノイズ除去部１０６を備えている場合、すなわち、外来ノイズが除去された場合には、復調部１０８においてスペクトラム拡散信号が検出されていることが分かる（図９（ｂ））。ここで、通信装置１００は、図６に示すようにノイズ除去部１０６を備える。したがって、通信装置１００は、ノイズ除去部１０６を備えることによって、外来ノイズを除去することができるので、図９（ｂ）に示すようにスペクトラム拡散信号を検出し、復調することができる。
再度図６を参照して、通信装置１００の構成要素について説明する。復調部１０８は、ノイズ除去部１０６から出力される離散化信号に基づいてスペクトラム拡散信号を検出し、検出されたスペクトラム拡散信号を復調する。以下、復調部１０８の構成例について説明する。
［復調部１０８の構成例］
復調部１０８は、同期捕捉部１４０と、同期保持部１４２と、ＭＰＵ１４４と、ＲＴＣ１４６（Real Time Clock）と、タイマ１４８と、メモリ１５０と、逓倍／分周器１５２とを備える。
同期捕捉部１４０は、ＭＰＵ１４４の制御の下、逓倍／分周器１５２から供給される逓倍および／または分周された発振信号に基づいて、ノイズ除去部１０６から出力される離散化信号における拡散符号の同期捕捉を行う。また、同期捕捉部１４０は、拡散符号の同期捕捉と共に、ノイズ除去部１０６から出力される離散化信号における搬送波周波数（キャリア周波数）や、離散化信号の送信元の外部装置を示す装置識別情報（例えば、ＧＰＳ衛星を識別する衛星番号など）を検出する。そして、同期捕捉部１４０は、検出した拡散符号の位相、搬送波周波数、装置識別情報を、同期保持部１４２とＭＰＵ１４４とに伝達する。
また、同期捕捉部１４０は、例えば、高速フーリエ変換を利用したデジタルマッチドフィルタ（digital matched filter）で構成することができる。ここで、デジタルマッチドフィルタとしては、例えば、特開２００３−２３２８４４号公報に開示された技術を用いることが挙げられるが、上記に限られない。
同期保持部１４２は、ＭＰＵ１４４の制御の下、逓倍／分周器１５２から供給される逓倍および／または分周された発振信号と、同期捕捉部１４０から伝達される各種情報（拡散符号の位相、搬送波周波数、および装置識別情報）とに基づいて、ノイズ除去部１０６から出力される離散化信号における拡散符号と、搬送波（キャリア）との同期保持を行う。また、同期保持部１４２は、同期保持と共に、ノイズ除去部１０６から出力される離散化信号に含まれるデータを復調する。ここで、同期保持部１４２は、同期捕捉部１４０から伝達される拡散符号の位相、搬送波周波数、および装置識別情報を初期値として処理を開始する。
また、同期保持部１４２は、検出した拡散符号の位相、搬送波周波数、および復調したデータを、ＭＰＵ１４４に伝達する。なお、同期保持部１４２は、複数のＧＰＳ衛星（外部装置）から送信された送信信号に対応する離散化信号それぞれに対して、同期保持を並列に行うことができる。また、同期保持部１４２としては、例えば、特開２００３−２３２８４４号公報に開示された技術を用いることが挙げられるが、上記に限られない。
ＭＰＵ１４４は、同期保持部１４２から伝達される拡散符号の位相、搬送波周波数、およびデータに基づいて処理を行う。例えば、ＭＰＵ１４４は、通信装置１００の位置および速度を算出し、また、復調されたデータから得られる各ＧＰＳ衛星（外部装置）の時間情報に基づいて通信装置１００の時間情報を補正するというような、ＧＰＳに関する各種演算処理を行う。
また、ＭＰＵ１４４は、通信装置１００の各部の制御や、外部装置との入出力に関する制御などを行うこともできる。上記の場合には、ＭＰＵ１４４は、通信装置１００における制御部（図示せず）として機能することとなる。
ＲＴＣ１４６は、ＸＯ１１０から供給される発振信号に基づいて時間を計測する。ＲＴＣ１４６によって計測される時間情報は、例えば、ＧＰＳ衛星（外部装置）の時間情報が得られるまでの間に代用されるものであり、ＧＰＳ衛星の時間情報が得られたときには、ＭＰＵ１４４がタイマ１４８を制御することによって適宜補正される。
タイマ１４８は、例えば、ＭＰＵ１４４における通信装置１００の各部の動作を制御する各種タイミング信号の生成や、時間の参照に用いられる。
メモリ１５０は、例えば、ＲＯＭやＲＡＭで構成される。メモリ１５０を構成するＲＯＭには、ＭＰＵ１４４が使用するプログラムや演算パラメータなどの制御用データが記録される。また、ＲＡＭには、ＭＰＵ１４４により実行されるプログラムなどが一次記憶される。
逓倍／分周器１５２は、ＴＣＸＯ１２から供給される発振信号を逓倍（multiply）および／または分周（divide）する。
復調部１０８は、例えば上記のような構成によって、ノイズ除去部１０６から伝達される離散化信号に基づいてスペクトラム拡散信号を検出し、復調することができる。
ＸＯ１１０は、例えば３２．７６８ｋＨｚなどの所定の発振周波数を有する発振信号を生成する。そして、ＸＯ１１０は、生成した発振信号をＲＴＣ１４６に供給する。
ＴＣＸＯ１１２は、例えば１８．４１４ＭＨｚなど、ＸＯ１１０が生成する発振信号とは周波数が異なる発振信号を生成する。そして、ＴＣＸＯ１１２は、生成した発振信号を、逓倍／分周器１５２や周波数シンセサイザ１３４などに供給する。
以上のように、本発明の第１の実施形態に係る通信装置１００は、例えば図６に示す構成によって、外部装置から送信される送信信号を受信し、受信した送信信号に含まれるスペクトラム拡散信号を検出して復調する。また、通信装置１００は、受信した送信信号に含まれる、例えば、図２に示すような狭帯域ノイズ（外来ノイズ）、あるいは、単一周波数のノイズ（外来ノイズ）を主に除去するノイズ除去部１０６を備える。ここで、ノイズ除去部１０６は、フーリエ変換部１６０とノッチ周波数検出部１６２とノッチ・フィルタ１６４とを備え、ノッチ・フィルタ１６４のノッチ周波数は、Ａ／Ｄコンバータ１２８から伝達される離散化信号に対する高速フーリエ変換の結果に基づいて設定される。ノイズ除去部１０６は、離散化信号に対するフィードバックを行わずに外来ノイズを検出して外来ノイズを除去するので、従来の通信装置１０のように不安定な動作をすることはない。したがって、通信装置１００は、スペクトラム拡散信号が変調された送信信号から安定的に外来ノイズを除去することができる。また、通信装置１００は、外来ノイズを安定的に除去することができるので、スペクトラム拡散信号をより確実に復調することができる。
また、通信装置１００がアナログ信号を処理するアナログ回路の最終段に備えるＡ／Ｄコンバータ１２８は、定常的な熱雑音の平均振幅に対応するビット数より大きなＮビットの分解能を有するＡ／Ｄコンバータで構成される。そして、Ａ／Ｄコンバータ１２８は、定常的な熱雑音の平均振幅をＡ／Ｄコンバータ１２８の下位Ｍビットに設定する。したがって、通信装置１００が備えるＡ／Ｄコンバータ１２８は、外来ノイズによるＡ／Ｄコンバータの出力スペクトラムの飽和を防止し、Ａ／Ｄコンバータ１２８の後段に備えられるノイズ除去部１０６において外来ノイズをより確実に除去させることができる。
［第１の実施形態に係る通信装置の変形例］
上記では、第１の実施形態に係る通信装置１００が、図７に示すように１つのノッチ・フィルタ１６４を有するノイズ除去部１０６を備える構成について説明した。しかしながら、本発明の第１の実施形態に係る通信装置が備えるノイズ除去部は、図７に示す構成に限られず、複数のノッチ・フィルタを備えることもできる。
図１０は、本発明の第１の実施形態の変形例に係るノイズ除去部１８０の構成を説明する説明図である。なお、図１０では、通信アンテナ１０２および周波数変換部１０４を併せて示している。
図１０を参照すると、ノイズ除去部１８０は、フーリエ変換部１６０と、ノッチ周波数検出部１８２と、ｋ個（ｋは２以上の整数）のノッチ・フィルタ１６４ａ〜ノッチ・フィルタ１６４ｋとを備える。
フーリエ変換部１６０は、図７に示すフーリエ変換部１６０と同様に、周波数変換部１０４から出力される離散化信号に対して、高速フーリエ変換を行う。そして、フーリエ変換部１６０は、高速フーリエ変換の結果をノッチ周波数検出部１８２に伝達する。
ノッチ周波数検出部１８２は、高速フーリエ変換の結果に基づいて離散化信号における振幅の大きさが所定の値以上のピークとなる周波数をノッチ周波数として検出する。そして、ノッチ周波数検出部１８２は、検出されたノッチ周波数ｆ０_１、ｆ０_２、…、ｆ０_ｋに対応するノッチ周波数設定信号を、ノッチ・フィルタ１６４ａ〜ノッチ・フィルタ１６４ｋへ伝達し、ノッチ・フィルタ１６４ａ〜ノッチ・フィルタ１６４ｋそれぞれにノッチ周波数を設定させる。ここで、ノッチ周波数検出部１８２は、例えば、検出されたノッチ周波数のうち振幅の大きさが大きい順にノッチ周波数ｆ０_１、ｆ０_２、…、ｆ０_ｋとすることができるが、上記に限られない。
なお、図１０では、ノッチ周波数検出部１８２が検出したノッチ周波数の数とノイズ除去部１８０が備えるノッチ・フィルタ１６４ｋとの数が同じ場合を示しているが、上記に限られないことは、言うまでもない。例えば、ノッチ周波数検出部１８２が検出したノッチ周波数の数が、ノッチ・フィルタ１６４ｋとの数よりも少ない場合には、ノッチ周波数検出部１８２は、ノッチ・フィルタ１６４ａから順に検出されたノッチ周波数に対応するノッチ周波数設定信号を伝達する。つまり、上記の場合には、一部のノッチ・フィルタ１６４ｋにはノッチ周波数設定信号が伝達されないこととなる。このとき、ノッチ周波数設定信号が伝達されないノッチフィルタ１６４ｋは、例えば、乗算器１７４、１７８の出力を０とする、あるいはノッチフィルタ１６４ｋの動作を停止し、図８のｙ（ｔ）をｘ（ｔ）にバイパスする。また、例えば、ノッチ周波数検出部１８２が検出したノッチ周波数の数が、ノッチ・フィルタ１６４ｋとの数よりも多い場合には、ノッチ周波数検出部１８２は、検出されたノッチ周波数のうち振幅の大きさが大きい順にノッチ周波数設定信号を伝達する。上記の場合には、ノッチ周波数検出部１８２が検出したノッチ周波数の一部に対応するノッチ周波数設定信号は伝達されないこととなる。
ノッチ・フィルタ１６４ａ〜ノッチ・フィルタ１６４ｋそれぞれは、図８に示すノッチ・フィルタ１６４と同様の構成を有し、周波数変換部１０４から出力される離散化信号から設定されたノッチ周波数に対応する外来ノイズを除去する。
第１の実施形態の変形例に係るノイズ除去部１８０は、例えば図１０に示す構成によって、周波数変換部１０４から出力される離散化信号に、単一周波数のノイズまたはノイズの帯域が狭い狭帯域ノイズ（外来ノイズ）が複数含まれていた場合であっても、当該複数の外来ノイズそれぞれを除去することができる。
第１の実施形態の変形例に係る通信装置は、例えば図１０に示すノイズ除去部１８０を備えることによって、周波数変換部１０４から出力される離散化信号に、単一周波数のノイズまたはノイズの帯域が狭い狭帯域ノイズ（外来ノイズ）が複数含まれていた場合であっても、当該複数の外来ノイズそれぞれを除去することができる。したがって、第１の実施形態の変形例に係る通信装置は、図６、図７に示す第１の実施形態に係る通信装置１００よりもより多くの外来ノイズを除去することができる。
また、第１の実施形態の変形例に係る通信装置は、ノイズ除去部の構成が図６、図７に示す第１の実施形態に係る通信装置１００と異なるが、離散化信号に対するフィードバックを行わずに複数の外来ノイズを検出し、当該複数の外来ノイズそれぞれを除去することができる。したがって、第１の実施形態の変形例に係る通信装置は、第１の実施形態に係る通信装置１００と同様の効果を奏することができる。
（第１の実施形態に係るプログラム）
第１の実施形態に係る通信装置１００のノイズ除去部１０６をコンピュータとして機能させるためのプログラムによって、スペクトラム拡散信号が変調された送信信号から安定的に外来ノイズを除去することができる。
（第１の実施形態に係るノイズ除去方法）
次に、第１の実施形態に係るノイズ除去方法について説明する。図１１は、本発明の第１の実施形態に係るノイズ除去方法を示す流れ図である。以下では、図１１に示すノイズ除去方法を、通信装置１００（より具体的には、ノイズ除去部１０６）が行うものとして説明する。
通信装置１００は、離散化信号を高速フーリエ変換する（Ｓ１００）。ここで、通信装置１００は、ステップＳ１００の処理を定期的あるいは不定期に行うことができ、また、離散化信号が入力されるごとに行うこともできる。
ステップＳ１００における高速フーリエ変換の結果に基づいて、通信装置１００は、ピーク周波数を検出する（Ｓ１０２）。ここで、通信装置１００は、例えば、高速フーリエ変換の結果に基づいて、振幅が所定の値以上の周波数のうち、振幅が最も大きな周波数をピーク周波数として検出するが、上記に限られない。
通信装置１００は、ステップＳ１０２において検出されたピーク周波数に基づいて、当該ピーク周波数に対応する周波数成分を減衰させた離散化信号を出力する（Ｓ１０４）。ここで、通信装置１００は、ノイズ除去部としてノッチ・フィルタを備え、ステップＳ１０２において検出されたピーク周波数をノッチ・フィルタのノッチ周波数に設定することによって、ステップＳ１０４の処理を行うことができる。
通信装置１００は、図１１に示す方法を用いることによって、外来ノイズが含まれる可能性がある離散化信号に基づいて、離散化信号に対するフィードバックを行わずに外来ノイズを検出し、外来ノイズが除去された離散化信号を出力することができる。
（第２の実施形態）
上記では、本発明の第１の実施形態に係る通信装置として、単一周波数のノイズ（外来ノイズ）または図２に示すような狭帯域ノイズ（外来ノイズ）を主に除去するノイズ除去部を備えた通信装置１００について説明した。しかしながら、本発明の実施形態に係る通信装置が除去する外来ノイズは、単一周波数のノイズや図２に示すような狭帯域ノイズに限られない。例えば、本発明の実施形態に係る通信装置は、図１２に示すようなノイズの帯域が広い広帯域ノイズ（外来ノイズ。ここで、図１２は、ＦＭ波を示している。）を除去することもできる。そこで、次に、第２の実施形態に係る通信装置として、広帯域ノイズ（外来ノイズ）を除去することが可能なノイズ除去部を備える通信装置について説明する。
［第２の実施形態に係るノイズ除去アプローチ］
本発明の実施形態に係る通信装置がＧＰＳ衛星（外部装置）と通信を行う場合、Ｓ／（Ｎ＋Ｉ）は、０［ｄＢ］よりもずっと小さくなる。また、外来ノイズを含まない理想的な状態の離散化信号（以下、「理想離散化信号」という。）の電力は、熱雑音が１００％近く、また熱雑音自体の統計的な性質は一定である。
また、理想離散化信号をｘ（ｔ）、外来ノイズをｎ（ｔ）、そして、受信した送信信号に基づく離散化信号をｙ（ｔ）とすると、離散化信号ｙ（ｔ）、理想離散化信号ｘ（ｔ）および外来ノイズｎ（ｔ）の関係は、以下の数式３で表される。
ｙ（ｔ）＝ｘ（ｔ）＋ｎ（ｔ）
・・・（数式３）
そこで、第２の実施形態に係る通信装置は、最小二乗平均誤差を最小とするウィーナ・フィルタ（Wiener Filter）を用い、数式３に示す理想離散化信号ｘ（ｔ）の二乗平均誤差が最小となる離散化信号ｘ’（ｔ）を得ることによって、離散化信号ｙ（ｔ）から外来ノイズを除去する。ここで、第２の実施形態に係る通信装置は、離散化信号ｙ（ｔ）、理想離散化信号ｘ（ｔ）および外来ノイズｎ（ｔ）それぞれのフーリエ変換の結果Ｙ(ｆ)、Ｘ(ｆ)、Ｎ(ｆ)と、それぞれの電力スペクトラムＰｙ(ｆ)、Ｐｘ(ｆ)、Ｐｎ(ｆ)とを用いて離散化信号ｘ’（ｔ）を得る。以下、より具体的に説明する。
理想離散化信号ｘ（ｔ）は、熱雑音が支配的であるので、振幅の分散をσｘ２とするとσｘ２は周波数によらず一定値となる。したがって、理想離散化信号ｘ（ｔ）の電力スペクトラムＰｘ(ｆ)は、以下の数式４で近似的に表すことができる。ここで、ΔＦは、離散化信号の帯域幅（例えば、２ＭＨｚ）である。また、σｘ２は、例えば、通信アンテナを接続しない状態で送信信号と同様の信号を観測することによって決定することができるが、上記に限られない。つまり、数式４に示すＰｘ(ｆ)は、単位周波数（例えば、１ＭＨｚ）あたりの電力を示している。以下では、理想離散化信号ｘ（ｔ）の電力スペクトラムＰｘ(ｆ)を、単位周波数あたりの電力を示すことから「基準電力」とよぶ場合もある。
Ｐｘ(ｆ)＝σｘ２／ΔＦ
・・・（数式４）
また、外来ノイズの電力スペクトラムＰｎ(ｆ)は、数式３より以下の数式５で表すことができる。
Ｐｎ(ｆ)＝Ｐｙ(ｆ)−Ｐｘ(ｆ)
・・・（数式５）
また、数式４、数式５、およびウィーナ・フィルタ理論を適用すると、ウィーナ・フィルタのフーリエ変換の結果Ｗ（ｆ）は、以下の数式６で表すことができる。
Figure 0004877403
第２の実施形態に係る通信装置は、ポイント数ＮＦＥＴが例えば２のべき乗に設定された高速フーリエ変換回路を用いることによって、数式４に基づき以下の数式７で基準電力Ｐｘ(ｎ)を予め設定することができる。
Ｐｘ（ｎ）＝σｘ２／ΔＦ
・・・（数式７）
また、第２の実施形態に係る通信装置は、ポイント数ＮＦＥＴが例えば２のべき乗に設定された高速フーリエ変換回路を用いることによって、以下の数式８より離散化信号ｙ（ｔ）に基づいて離散化信号ｙ（ｔ）の電力スペクトラムを得ることができる。ここで、数式８において、ｎはｎ＝０〜ＮＦＥＴ−１の整数であり、数式８におけるＮＦＥＴ ２は、高速フーリエ変換回路の出力をポイント数によって補正する補正係数である。また、数式８におけるΔｆは、高速フーリエ変換回路の分解能であり、Δｆは、サンプリング周波数Ｆｓを用いるとΔｆ＝Ｆｓ／ＮＦＥＴで表される。例えば、サンプリング周波数Ｆｓ＝１６［ＭＨｚ］、ポイント数ＮＦＥＴ＝６４とすると、Δｆは２５０［ｋＨｚ］となる。
Ｐｙ（ｎ）＝Ｙ（ｎ）２／ＮＦＥＴ２／Δｆ
・・・（数式８）
第２の実施形態に係る通信装置は、数式６に示す関係を有するウィーナ・フィルタを用いることによって、離散化信号ｙ（ｔ）（より厳密には、数式８に示すＰｙ（ｎ））に基づいて理想離散化信号ｘ（ｔ）の二乗平均誤差が最小となる離散化信号ｘ’（ｔ）を得ることができる。また、第２の実施形態に係る通信装置は、従来の通信装置１０のように、外来ノイズの検出のために離散化信号ｙ（ｔ）に対するフィードバックを行う必要はない。したがって、第２の実施形態に係る通信装置は、離散化信号ｙ（ｔ）に対するフィードバックを行わずに外来ノイズを検出し、離散化信号ｙ（ｔ）から外来ノイズを除去することができる。
上述した第１の実施形態に係る通信装置１００は、特定の周波数（ノッチ周波数）に急峻な減衰を与えるノッチ・フィルタを用いて外来ノイズを除去するため、例えば、単一周波数のノイズまたはノイズの帯域が狭い狭帯域ノイズ（外来ノイズ）を主に除去することに適している。これに対して、第２の実施形態に係る通信装置は、適応フィルタの一種であるウィーナ・フィルタを外来ノイズの除去に用いるため、単一周波数のノイズまたはノイズの帯域が狭い狭帯域ノイズだけでなく、例えば、図１２に示すような、周波数が時間的に変動するような偏りのある広帯域ノイズを効果的に除去することができる。
なお、上記では第２の実施形態に係るノイズ除去アプローチとして、周波数領域におけるウィーナ・フィルタの理論を適用したが、第２の実施形態に係る通信装置におけるノイズ除去アプローチは、上記に限られない。例えば、第２の実施形態に係る通信装置は、時間領域での解であるウィーナ−ホッフ方程式により、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタと有限インパルス応答のタップの係数を適応的に制御する方法を用いることによって、広帯域ノイズを除去することもできる。
以下、本発明の第２の実施形態に係る通信装置２００について説明する。ここで、通信装置２００と第１の実施形態に係る通信装置１００との差異は、ノイズ除去のアプローチである。したがって、通信装置２００は、外来ノイズを除去するノイズ除去部の構成が通信装置１００と異なるが、その他の構成については、通信装置１００と同様とすることができる。そこで、以下では、通信装置２００に係るノイズ除去部２０２の構成について説明し、その他の構成については、説明を省略する。
［ノイズ除去部２０２の構成例］
図１３は、本発明の第２の実施形態に係るノイズ除去部２０２の構成例を示す説明図である。ここで、図１３では、通信アンテナ１０２および周波数変換部１０４を併せて示している。また、図１３では、周波数変換部１０４から出力された外来ノイズが含まれている可能性のある離散化信号を離散化信号ｙ（ｔ）として示し、ノイズ除去後の離散化信号を離散化信号ｘ’（ｔ）として示している。ここで、ノイズ除去部２０２から出力される離散化信号ｘ’（ｔ）は、復調部１０８に伝達される。
図１３を参照すると、適応フィルタとして機能するノイズ除去部２０２は、フーリエ変換部２０４（第２フーリエ変換部）と、ウィーナ・フィルタ２０６（第１ウィーナ・フィルタ）とを備える。
フーリエ変換部２０４は、周波数変換部１０４のＡ／Ｄコンバータ１２８から出力される離散化信号ｙ（ｔ）を高速フーリエ変換し、高速フーリエ変換の結果Ｙ（ｎ）に基づく電力スペクトラムＰｙ（ｎ）＝Ｙ（ｎ）２／ＮＦＥＴ ２／Δｆを導出して出力する。ここで、フーリエ変換部２０４は、例えば、高速フーリエ変換回路と、高速フーリエ変換の結果に基づいて電力スペクトラムＰｙ（ｎ）を導出する演算回路とを有することができるが、上記に限られない。また、通信装置２００は、フーリエ変換部２０４における高速フーリエ変換の結果に基づいて、例えば、復調部１０８のＭＰＵ１４４または制御部（図示せず）が電力スペクトラムＰｙ（ｎ）を導出することもできる。
ウィーナ・フィルタ２０６は、Ａ／Ｄコンバータ１２８から出力される離散化信号ｙ（ｔ）と、フーリエ変換部２０４から出力される電力スペクトラムＰｙ（ｎ）と、基準電力Ｐｘ(ｎ)とに基づいて、理想離散化信号ｘ（ｔ）の二乗平均誤差が最小となる離散化信号ｘ’（ｔ）を出力する。ここで、基準電力Ｐｘ(ｎ)の値は、例えば、復調部１０８のＭＰＵ１４４または制御部（図示せず）によって伝達されるが、上記に限られない。
ノイズ除去部２０２は、例えば図１３に示す構成によって、Ａ／Ｄコンバータ１２８から出力される離散化信号ｙ（ｔ）に基づいて、理想離散化信号ｘ（ｔ）の二乗平均誤差が最小となる離散化信号ｘ’（ｔ）、すなわち、外来ノイズが除去された離散化信号を出力することができる。
以上のように、本発明の第２の実施形態に係る通信装置２００は、基本的に図６に示す第１の実施形態に係る通信装置１００と同様の構成を有し、外部装置から送信される送信信号を受信し、受信した送信信号に含まれるスペクトラム拡散信号を検出して復調する。また、通信装置２００は、ウィーナ・フィルタを有し、例えば、図２に示すような狭帯域ノイズあるいは単一周波数のノイズ（外来ノイズ）や、図１２に示すような広帯域ノイズ（外来ノイズ）を除去する適応フィルタとして機能するノイズ除去部２０２を備える。ノイズ除去部２０２は、Ａ／Ｄコンバータ１２８から伝達される離散化信号と、離散化信号に対する高速フーリエ変換の結果に基づく電力スペクトラムと、理想離散化信号の電力スペクトラムとに基づいて、理想離散化信号の二乗平均誤差が最小となる離散化信号、すなわち、外来ノイズが除去された離散化信号を出力する。ここで、ノイズ除去部２０２は、外来ノイズの検出のために離散化信号に対するフィードバックを行う必要はないので、従来の通信装置１０のように不安定な動作をすることはない。したがって、通信装置２００は、スペクトラム拡散信号が変調された送信信号から安定的に外来ノイズを除去することができる。また、通信装置２００は、外来ノイズを安定的に除去することができるので、スペクトラム拡散信号をより確実に復調することができる。
また、通信装置２００がアナログ信号を処理するアナログ回路の最終段に備えるＡ／Ｄコンバータ１２８は、第１の実施形態に係る通信装置１００と同様に、定常的な熱雑音の平均振幅に対応するビット数より大きなＮビットの分解能を有するＡ／Ｄコンバータで構成される。そして、Ａ／Ｄコンバータ１２８は、定常的な熱雑音の平均振幅をＡ／Ｄコンバータ１２８の下位Ｍビットに設定する。したがって、通信装置２００が備えるＡ／Ｄコンバータ１２８は、外来ノイズによるＡ／Ｄコンバータの出力スペクトラムの飽和を防止し、Ａ／Ｄコンバータ１２８の後段に備えられるノイズ除去部２０２において外来ノイズをより確実に除去させることができる。
（第２の実施形態に係るプログラム）
第２の実施形態に係る通信装置２００のノイズ除去部２０２をコンピュータとして機能させるためのプログラムによって、スペクトラム拡散信号が変調された送信信号から安定的に外来ノイズを除去することができる。
（第２の実施形態に係るノイズ除去方法）
次に、第２の実施形態に係るノイズ除去方法について説明する。図１４は、本発明の第２の実施形態に係るノイズ除去方法を示す流れ図である。以下では、図１４に示すノイズ除去方法を、通信装置２００（より具体的には、ノイズ除去部２０２）が行うものとして説明する。
通信装置２００は、離散化信号を高速フーリエ変換し、高速フーリエ変換の結果に基づく電力スペクトラムを導出する（Ｓ２００）。
ステップＳ２００において電力スペクトラムが導出されると、通信装置２００は、離散化信号、ステップＳ２００において導出された電力スペクトラム、および基準電力に基づいて、理想離散化信号に対する二乗平均誤差を最小とする離散化信号を出力する（Ｓ２０２）。ここで、通信装置２００は、ノイズ除去部としてウィーナ・フィルタを備えることによって、ステップＳ２０２の処理を行うことができる。
通信装置２００は、図１４に示す方法を用いることによって、外来ノイズが含まれる可能性がある離散化信号に基づいて、離散化信号に対するフィードバックを行わずに外来ノイズを検出し、外来ノイズが除去された離散化信号を出力することができる。
（第３の実施形態）
上記では、本発明の第２の実施形態に係る通信装置として、広帯域ノイズを除去することが可能な適応フィルタとして機能する、ウィーナ・フィルタを有するノイズ除去部２０２を備えた通信装置２００について説明した。しかしながら、本発明の実施形態に係る通信装置が備える、広帯域ノイズを除去することが可能なノイズ除去部の構成は、図１３に示すノイズ除去部２０２の構成に限られない。そこで、次に、広帯域ノイズを除去することが可能なノイズ除去部を備える通信装置の他の実施形態である本発明の第３の実施形態に係る通信装置３００について説明する。
ここで、通信装置３００と第２の実施形態に係る通信装置２００との差異は、ノイズ除去部の構成であり、その他の構成については、第１の実施形態に係る通信装置１００および通信装置２００と同様とすることができる。そこで、以下では、通信装置３００に係るノイズ除去部３０２の構成について説明し、その他の構成については、説明を省略する。
［ノイズ除去部３０２の構成例］
図１５は、本発明の第３の実施形態に係るノイズ除去部３０２の構成例を示す説明図である。ここで、図１５では、通信アンテナ１０２および周波数変換部１０４を併せて示している。また、図１５では、周波数変換部１０４から出力された外来ノイズが含まれている可能性のある離散化信号を離散化信号ｙ（ｔ）として示し、ノイズ除去後の離散化信号を離散化信号ｘ’（ｔ）として示している。ここで、ノイズ除去部５０２から出力される離散化信号ｘ’（ｔ）は、復調部１０８に伝達される。
図１５を参照すると、ノイズ除去部３０２は、シリアル／パラレル変換部３０４と、フーリエ変換部３０６（第３フーリエ変換部）と、判定部３０８（第１判定部）と、ウィーナ・フィルタ２０６（以下、「ウィーナ・フィルタ演算部２０６」とよぶ場合もある。；第２ウィーナ・フィルタ）と、逆フーリエ変換部３１０と、パラレル／シリアル変換部３１２とを備える。
シリアル／パラレル変換部３０４は、周波数変換部１０４のＡ／Ｄコンバータ１２８から出力される離散化信号ｙ（ｔ）を、シリアルデータからパラレルデータへと変換する。ここで、シリアル／パラレル変換部３０４は、例えば、シフトレジスタを用いて構成することができるが、上記に限られない。また、離散化信号ｙ（ｔ）がパラレルデータである場合には、シリアル／パラレル変換部３０４は変換処理を行わない。
フーリエ変換部３０６は、シリアル／パラレル変換部３０４から出力されるパラレルデータ化された離散化信号ｙ（ｔ）を高速フーリエ変換する。
判定部３０８は、フーリエ変換部３０６から伝達される高速フーリエ変換の結果Ｙ（ｎ）に基づいて、離散化信号の電力スペクトラムＰｙ（ｎ）＝Ｙ（ｎ）２／ＮＦＥＴ ２／Δｆを導出する。そして、判定部３０８は、導出した電力スペクトラムＰｙ（ｎ）と、基準電力Ｐｘ(ｎ)との大きさを比較し、比較結果に応じて高速フーリエ変換の結果Ｙ（ｎ）の出力先を選択的に変更する。
〔１〕Ｐｙ（ｎ）＞Ｐｘ(ｎ)の場合
基準電力Ｐｘ(ｎ)よりも電力スペクトラムＰｙ（ｎ）の方が大きい場合には、離散化信号ｙ（ｔ）に外来ノイズが含まれていることを示している。したがって、上記の場合、判定部３０８は、高速フーリエ変換の結果Ｙ（ｎ）および電力スペクトラムＰｙ（ｎ）をウィーナ・フィルタ演算部２０６に出力する。
〔２〕Ｐｙ（ｎ）≦Ｐｘ(ｎ)の場合
電力スペクトラムＰｙ（ｎ）が基準電力Ｐｘ(ｎ)以下の場合には、離散化信号ｙ（ｔ）に外来ノイズが含まれている可能性は低く、また、含まれていたとしても外来ノイズは熱雑音以下であるので、スペクトラム信号の復調に問題は生じる可能性は低い。したがって、上記の場合、判定部３０８は、高速フーリエ変換の結果Ｙ（ｎ）を、外来ノイズを除去するウィーナ・フィルタ演算部２０６ではなく、逆フーリエ変換部３１０へと出力する。
ここで、判定部３０８は、例えば、高速フーリエ変換の結果Ｙ（ｎ）に基づいて電力スペクトラムＰｙ（ｎ）を導出する演算回路や、基準電力Ｐｘ(ｎ)と電力スペクトラムＰｙ（ｎ）とを比較するデジタルコンパレータなどで構成することができるが、上記に限られない。
ウィーナ・フィルタ演算部２０６は、判定部３０８から高速フーリエ変換の結果Ｙ（ｎ）および電力スペクトラムＰｙ（ｎ）が伝達された場合には、以下の数式９に示す演算によって、理想離散化信号ｘ（ｔ）の二乗平均誤差が最小となる離散化信号ｘ’（ｔ）に対応する高速フーリエ変換された結果Ｘ’（ｎ）を出力する。ここで、ウィーナ・フィルタ演算部２０６は、図１３に示す第２の実施形態に係るウィーナ・フィルタ演算部２０６と同様の構成を有することができる。
Ｘ’(ｎ)＝Ｗ(ｎ)・Ｙ(ｎ)＝Ｙ(ｎ)・{Ｐｘ(ｎ)／Ｐｙ(ｎ)}
・・・（数式９）
逆フーリエ変換部３１０は、判定部３０８から出力される高速フーリエ変換の結果Ｙ（ｎ）、または、ウィーナ・フィルタ演算部２０６から出力される高速フーリエ変換された結果Ｘ’（ｎ）に対して、逆高速フーリエ変換（Inversed Fast Fourier Transform；以下「ＩＦＦＴ」とよぶ場合もある。）を行う。ここで、判定部３０８から逆フーリエ変換部３１０へ出力される高速フーリエ変換の結果Ｙ（ｎ）は、外来ノイズが含まれている可能性が低い離散化信号に対応し、また、ウィーナ・フィルタ演算部２０６から出力される高速フーリエ変換された結果Ｘ’（ｎ）は、ウィーナ・フィルタ演算部２０６において外来ノイズが除去された離散化信号である。したがって、逆フーリエ変換部３１０からは、理想離散化信号と同様の離散化信号、または、理想離散化信号と同視できる程度の外来ノイズが含まれる離散化信号が出力されることとなる。
ノイズ除去部３０２は、例えば図１５に示す構成によって、Ａ／Ｄコンバータ１２８から出力される離散化信号ｙ（ｔ）に基づいて、外来ノイズが除去された（あるいは、外来ノイズが含まれない）離散化信号を出力することができる。したがって、ノイズ除去部３０２は、外来ノイズを除去する適応フィルタとして機能することができる。
また、ノイズ除去部３０２は、図１５に示すようにフーリエ変換部３０６と逆フーリエ変換部３１０とを備え、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）と逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行う。ここで、例えば、フーリエ変換部３０６および逆フーリエ変換部３１０それぞれがポイント数ＮＦＥＴ＝６４に設定された高速フーリエ変換回路を備える場合、それぞれの高速フーリエ変換回路は、離散化信号ｙ（ｔ）を６４個ごとに演算することになる。このとき、例えば、図１６（ａ）に示すように、単純に６４個おきに演算を行うと、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）および逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）の循環的な性質によって、６４個ごとの継ぎ目で信号が大きく不連続となる可能性がある。上記のように信号が大きく不連続となった場合には、信号の不連続の部分が新たなノイズとなる。
そこで、ノイズ除去部３０２では、例えば、図１６（ｂ）に示すように、フーリエ変換部３０６では、ポイント数ＮＦＥＴ＝６４に設定された高速フーリエ変換回路において離散化信号ｙ（ｔ）を６４／２＝３２個オーバーラップさせて高速フーリエ変換（ＦＦＴ）する。そして、逆フーリエ変換部３１０では、ポイント数ＮＦＥＴ＝６４に設定された高速フーリエ変換回路において、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）の結果ｘ’(ｔ)である６４個のうち、中央付近の３２個だけ出力させるなどの平滑化処理を行う。
フーリエ変換部３０６および逆フーリエ変換部３１０それぞれを上記のように動作させることによって、ノイズ除去部３０２は、信号の連続性を保つことが可能となるので、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）と逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）とにおいて生じうる信号の不連続の発生、すなわち、新たなノイズの発生を防止することができる。なお、本発明の第３の実施形態に係るノイズ除去部における高速フーリエ変換および逆高速フーリエ変換処理が、上記に限られないことは、言うまでもない。例えば、本発明の第３の実施形態に係るノイズ除去部は、図１６（ａ）に示すように高速フーリエ変換および逆高速フーリエ変換処理を行うこともできる。
以上のように、本発明の第３の実施形態に係る通信装置３００は、基本的に図６に示す第１の実施形態に係る通信装置１００と同様の構成を有し、外部装置から送信される送信信号を受信し、受信した送信信号に含まれるスペクトラム拡散信号を検出して復調する。また、通信装置３００は、離散化信号に基づいて外来ノイズが含まれる程度を判定し、当該判定結果に応じて、選択的に外来ノイズを除去するノイズ除去部３０２を備える。ここで、ノイズ除去部３０２は、図１３に示す第２の実施形態に係るノイズ除去部２０２と同様に、ウィーナ・フィルタを用いて外来ノイズの除去を行う。つまり、ノイズ除去部３０２は、外来ノイズの検出のために離散化信号に対するフィードバックを行う必要はないので、従来の通信装置１０のように不安定な動作をすることはない。したがって、通信装置３００は、スペクトラム拡散信号が変調された送信信号から安定的に外来ノイズを除去することができる。また、通信装置３００は、外来ノイズを安定的に除去することができるので、スペクトラム拡散信号をより確実に復調することができる。
また、通信装置３００がアナログ信号を処理するアナログ回路の最終段に備えるＡ／Ｄコンバータ１２８は、第１の実施形態に係る通信装置１００と同様に、定常的な熱雑音の平均振幅に対応するビット数より大きなＮビットの分解能を有するＡ／Ｄコンバータで構成される。そして、Ａ／Ｄコンバータ１２８は、定常的な熱雑音の平均振幅をＡ／Ｄコンバータ１２８の下位Ｍビットに設定する。したがって、通信装置３００が備えるＡ／Ｄコンバータ１２８は、外来ノイズによるＡ／Ｄコンバータの出力スペクトラムの飽和を防止し、Ａ／Ｄコンバータ１２８の後段に備えられるノイズ除去部３０２において外来ノイズをより確実に除去させることができる。
（第３の実施形態に係るプログラム）
第３の実施形態に係る通信装置３００のノイズ除去部３０２をコンピュータとして機能させるためのプログラムによって、スペクトラム拡散信号が変調された送信信号から安定的に外来ノイズを除去することができる。
（第３の実施形態に係るノイズ除去方法）
次に、第３の実施形態に係るノイズ除去方法について説明する。図１７は、本発明の第３の実施形態に係るノイズ除去方法を示す流れ図である。以下では、図１７に示すノイズ除去方法を、通信装置３００（より具体的には、ノイズ除去部３０２）が行うものとして説明する。
通信装置３００は、図１１のステップＳ１００と同様に、離散化信号ｙ（ｔ）を高速フーリエ変換する（Ｓ３００）。そして、通信装置３００は、図１４のステップＳ２００と同様に、ステップＳ３００における高速フーリエ変換の結果Ｙ（ｎ）に基づく電力スペクトラムＰｙ（ｎ）を導出する（Ｓ３０２）。
ステップＳ３０２において電力スペクトラムＰｙ（ｎ）が導出されると、通信装置３００は、ステップＳ３０２において導出された電力スペクトラムＰｙ（ｎ）が、基準電力Ｐｘ（ｎ）より大きいか否かを判定する（Ｓ３０４）。
ステップＳ３０４において電力スペクトラムＰｙ（ｎ）が基準電力Ｐｘ（ｎ）よりも大きいと判定された場合には、通信装置３００は、ステップＳ３００における高速フーリエ変換の結果Ｙ（ｎ）、ステップＳ３０２において導出された電力スペクトラムＰｙ（ｎ）、および基準電力Ｐｘ（ｎ）に基づいて、理想離散化信号に対する二乗平均誤差を最小とする離散化信号に対応する高速フーリエ変換の結果Ｘ’（ｎ）を出力する（Ｓ３０６）。ここで、通信装置３００は、ノイズ除去部としてウィーナ・フィルタ演算機能を備えることによって、ステップＳ３０６の処理を行うことができる。
ステップＳ３０６において高速フーリエ変換の結果Ｘ’（ｎ）が出力されると、通信装置３００は、高速フーリエ変換の結果Ｘ’（ｎ）を逆フーリエ変換する（Ｓ３１０）。上記の場合には、通信装置３００は、理想離散化信号に対する二乗平均誤差を最小とする離散化信号ｘ’（ｔ）を出力することができる。
また、ステップＳ３０４において電力スペクトラムＰｙ（ｎ）が基準電力Ｐｘ（ｎ）よりも大きいと判定されなかった場合には、通信装置３００は、ステップＳ３００における高速フーリエ変換の結果Ｙ（ｎ）を出力する（Ｓ３０８）。そして、通信装置３００は、高速フーリエ変換の結果Ｙ（ｎ）を逆フーリエ変換する（Ｓ３１０）。上記の場合には、通信装置３００は、外来ノイズを含まない離散化信号ｘ’（ｔ）を出力することができる。
通信装置３００は、図１７に示す方法を用いることによって、外来ノイズが含まれる可能性がある離散化信号に基づいて、離散化信号に対するフィードバックを行わずに外来ノイズを検出し、外来ノイズが除去された離散化信号を出力することができる。
（第４の実施形態）
上記では、本発明の第２、第３の実施形態に係る通信装置として、フーリエ変換部や逆フーリエ変換部を有するノイズ除去部を備えることによって、広帯域ノイズを除去する通信装置について説明した。しかしながら、本発明の実施形態に係る通信装置が備える、広帯域ノイズを除去することが可能なノイズ除去部の構成は、図１３や図１５に示すように、フーリエ変換部や逆フーリエ変換部を有する構成に限られない。そこで、次に、第４の実施形態に係る通信装置として、高速フーリエ変換を用いずに広帯域ノイズを除去することが可能なノイズ除去部４０２を備える通信装置４００について説明する。
［第４の実施形態に係るノイズ除去アプローチ］
図１５に示す高速フーリエ変換（ＦＦＴ）および逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行うノイズ除去部３０２では、サンプリング周波数をＦｓとすると、−Ｆｓ／２〜Ｆｓ／２（例えば、Ｆｓ＝１６ＭＨｚの場合には、−８ＭＨｚ〜８ＭＨｚ）までの周波数が均等に扱われる。しかしながら、本発明の実施形態に係る通信装置では、例えば図６に示すように周波数変換部１０４において、ＢＰＦ１３０やＢＰＦ１２６などの各種フィルタにおいて帯域制限される。ここで、本発明の実施形態に係る通信装置がＧＰＳ信号を受信するとき、中間周波数が０（ゼロ）の場合におけるＩＦ信号の信号帯域の典型例としては、−２ＭＨｚ〜２ＭＨｚが挙げられる。したがって、本発明の実施形態に係る通信装置において、−Ｆｓ／２〜Ｆｓ／２に含まれる全周波数に対して、例えば、数式９に示すようなウィーナ・フィルタの演算を行うことはオーバースペックである。
したがって、本発明の実施形態に係る通信装置が、例えば、−Ｆｓ／２〜Ｆｓ／２のうち、ＩＦ信号の信号帯域に相当する部分だけウィーナ・フィルタの演算を行えば、処理の効率化を図ることができる。しかし、上記の場合であっても、ノイズ除去部が備える高速フーリエ変換回路のポイント数ＮＦＥＴは変わらないため、高速フーリエ変換回路における演算量は大きくは変わらない。また、図１６（ｂ）に示した高速フーリエ変換（ＦＦＴ）、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）における循環性による不連続を防止するためのオーバーラップ処理を行う場合には、高速フーリエ変換回路における演算量がさらに増してしまう。
そこで、本発明の第４の実施形態に係る通信装置４００では、中心周波数の異なる複数個のＢＰＦをＩＦ信号の帯域をカバーする分だけ有し、当該ＢＰＦそれぞれの出力に対してウィーナ・フィルタの演算を行うノイズ除去部４０２を備える。ここで、ノイズ除去部４０２は、中心周波数の異なる複数個のＢＰＦを有する構成として、例えば、周波数サンプリングフィルタを用いる。上記の構成によって、通信装置４００は、ノイズ除去部４０２を、対象とするスペクトラム拡散信号の復調に必要な最小限度の構成とすることができる。また、通信装置４００は、高速フーリエ変換回路を用いずに外来ノイズを除去するので、高速フーリエ変換回路を用いる構成よりもノイズ除去部の回路規模を小さくすることができ、また、上述した高速フーリエ変換（ＦＦＴ）、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）における循環性による不連続の問題も生じない。
以下、本発明の第４の実施形態に係る通信装置４００の構成について説明する。ここで、通信装置４００と第２、第３の実施形態に係る通信装置との差異は、ノイズ除去部の構成であり、その他の構成については、第１〜第３の実施形態に係る通信装置と同様とすることができる。そこで、以下では、通信装置４００に係るノイズ除去部４０２の構成について説明し、その他の構成については、説明を省略する。
［ノイズ除去部４０２の構成例］
図１８は、本発明の第４の実施形態に係るノイズ除去部４０２の構成例を示す説明図である。なお、図１８では、通信アンテナ１０２および周波数変換部１０４を併せて示している。また、図１８では、周波数変換部１０４から出力された外来ノイズが含まれている可能性のある離散化信号を離散化信号ｙ（ｔ）として示し、ノイズ除去後の離散化信号を離散化信号ｘ’（ｔ）として示している。ここで、ノイズ除去部５０２から出力される離散化信号ｘ’（ｔ）は、復調部１０８に伝達される。
図１８を参照すると、ノイズ除去部４０２は、ＢＰＦ共通部４０４と、ＢＰＦ個別部４０６ａ〜４０６ｇと、適応フィルタ４０８ａ〜４０８ｇ（第２適応フィルタ）と、合成部４１０とを備える。
ここで、ノイズ除去部４０２では、ＢＰＦ共通部４０４、ＢＰＦ個別部４０６ａ〜４０６ｇ、および合成部４１０が周波数サンプリングフィルタを構成する。また、ＢＰＦ共通部４０４およびＢＰＦ個別部４０６ａは１つのＢＰＦを構成し、同様に、ＢＰＦ共通部４０４およびＢＰＦ個別部４０６ｂ、…、ＢＰＦ共通部４０４およびＢＰＦ個別部４０６ｇが１つのＢＰＦを構成する。したがって、図１８に示すノイズ除去部４０２は、７つのＢＰＦを備える構成を示している。また、各ＢＰＦからの出力される所定の周波数帯域の信号（検出信号）を合成部４１０で合成することによって、７つのＢＰＦを備えた周波数サンプリングフィルタが構成される。
図１９は、本発明の第４の実施形態に係るノイズ除去部４０２が備える周波数サンプリングフィルタの出力特性の例を示す説明図である。ここで、図１９は、適応フィルタ演算部４０８ａ〜４０８ｇをＷ（ｆ）＝１、ポイント数Ｎｄ＝６４、送信信号のチップレートｆｏ＝１．０２３ＭＨｚ、サンプリング周波数ｆｓ＝１６ｆｏに設定した場合の例である。このとき、ノイズ除去部４０２において周波数サンプリングフィルタを構成する各ＢＰＦの中心周波数は、０（ゼロ）、±ｆｓ／６４、±２ｆｓ／６４、±３ｆｓ／６４であり、また各ＢＰＦのメインローブの周波数幅はｆｓ／６４となる。なお、図１９では、周波数サンプリングフィルタ全体の帯域幅を、７ｆｓ／６４≒１．８ＭＨｚとした例を示しているが、ノイズ除去部４０２が備える周波数サンプリングフィルタは、上記に限られない。例えば、ノイズ除去部４０２は、ポイント数Ｎｄ、送信信号のチップレートｆｏ、サンプリング周波数ｆｓ、およびＢＰＦの数によって、周波数サンプリングフィルタの帯域幅を任意に設定することもができる。
適応フィルタ演算部４０８ａ〜４０８ｇそれぞれは、中心周波数の異なる各ＢＰＦから出力される離散化信号（検出信号）に基づいて、外来ノイズを除去する。以下、適応フィルタ４０８ａを例に挙げて、ノイズ除去部４０４が備える適応フィルタの構成について説明する。なお、適応フィルタ演算部４０８ｂ〜４０８ｇについては、適応フィルタ演算部４０８ａと同様の構成をとることができるので、説明を省略する。
〔適応フィルタ演算部４０８ａの構成例〕
図２０は、本発明の第４の実施形態に係るノイズ除去部４０２が備える適応フィルタ演算部４０８ａの構成例を示す説明図である。
図２０を参照すると、適応フィルタ演算部４０８ａは、判定部３０８ａ（第２判定部）と、ウィーナ・フィルタ演算部２０６ａ（第３ウィーナ・フィルタ）と、論理和演算部４２０ａとを備える。
判定部３０８ａは、ＢＰＦ個別部４０６ａから出力される離散化信号ｙ３（ｔ）に基づいて、離散化信号の電力スペクトラムＰｙ３（ｔ）＝ｙ３（ｔ）２／Ｎｄ ２を導出する。そして、判定部３０８ａは、導出した電力スペクトラムＰｙ３（ｔ）と、基準電力Ｐｘ(ｔ)＝σｘ２／ΔＦとの大きさを比較し、比較結果に応じて離散化信号ｙ３（ｔ）の出力先を選択的に変更する。ここで、判定部３０８ａは、図１５に示す第３の実施形態に係る判定部３０８と同様の構成を有することができる。
〔１〕Ｐｙ３（ｔ）＞Ｐｘ(ｔ)の場合
基準電力Ｐｘ(ｔ)よりも電力スペクトラムＰｙ３（ｔ）の方が大きい場合には、離散化信号ｙ３（ｔ）に外来ノイズが含まれていることを示している。したがって、上記の場合、判定部３０８ａは、離散化信号ｙ３（ｔ）および電力スペクトラムＰｙ３（ｔ）をウィーナ・フィルタ演算部２０６ａに出力する。
〔２〕Ｐｙ３（ｔ）≦Ｐｘ(ｔ)の場合
電力スペクトラムＰｙ３（ｔ）が基準電力Ｐｘ(ｔ)以下の場合には、離散化信号ｙ３（ｔ）に外来ノイズが含まれている可能性は低く、また、含まれていたとしても外来ノイズは熱雑音以下であるので、スペクトラム信号の復調に問題は生じる可能性は低い。したがって、上記の場合、判定部３０８ａは、離散化信号ｙ３（ｔ）を、外来ノイズを除去するウィーナ・フィルタ演算部２０６ａではなく、論理和演算部４２０ａへと出力する。
ウィーナ・フィルタ演算部２０６ａは、判定部３０８ａから離散化信号ｙ３（ｔ）および電力スペクトラムＰｙ３（ｔ）が伝達された場合には、以下の数式１０に示す演算によって、離散化信号ｙ３（ｔ）における理想離散化信号の二乗平均誤差が最小となる離散化信号ｘ’３（ｔ）を出力する。ここで、ウィーナ・フィルタ演算部２０６ａは、図１３に示す第２の実施形態に係るウィーナ・フィルタ演算部２０６と同様の構成を有することができる。
ｘ’３(ｔ)＝Ｗ(ｔ)・ｙ３(ｔ)＝ｙ３(ｔ)・{Ｐｘ(ｔ)／Ｐｙ３(ｔ)}
・・・（数式１０）
論理和演算部４２０ａは、判定部３０８ａから出力される離散化信号ｙ３（ｔ）、または、ウィーナ・フィルタ演算部２０６ａから出力される離散化信号ｘ’３（ｔ）が入力されると、入力された離散化信号を出力する。ここで、判定部３０８ａから論理和演算部４２０ａへ出力される離散化信号ｙ３（ｔ）は、外来ノイズが含まれている可能性が低い離散化信号であり、また、ウィーナ・フィルタ演算部２０６ａから出力される離散化信号ｘ’３（ｔ）は、外来ノイズが除去された離散化信号である。したがって、論理和演算部４２０ａからは、離散化信号ｙ３（ｔ）における理想離散化信号と同様の離散化信号、または、理想離散化信号と同視できる程度の外来ノイズが含まれる離散化信号が出力されることとなる。また、論理和演算部４２０ａは、例えば、論理和回路で構成することができるが、上記に限られない。
適応フィルタ演算部４０８ａは、例えば図２０に示す構成によって、ＢＰＦ個別部４０６ａから出力される離散化信号ｙ３（ｔ）に基づいて、外来ノイズが除去された（あるいは、外来ノイズが含まれない）離散化信号を出力することができる。
合成部４１０は、各ＢＰＦからの出力される離散化信号に基づき適応フィルタ演算部４０８ａ〜４０８ｇそれぞれから出力される離散化信号を合成する。そして、合成部４１０は、Ａ／Ｄコンバータ１２８から出力される離散化信号ｙ（ｔ）に基づいて、外来ノイズが除去された（あるいは、外来ノイズが含まれない）離散化信号ｘ’（ｔ）を出力する。
図２１は、本発明の第４の実施形態に係る通信装置４００におけるノイズ除去部４０２を備える効果を示すための説明図である。ここで、図２１（ａ）は、本発明の実施形態に係る通信装置に対して、適応フィルタ演算部４０８ａ〜４０８ｇを有さない周波数サンプリングフィルタのみ、すなわち、Ｗ（ｆ）＝１として適用した場合の復調部１０８における逆拡散処理の結果の一例を示している。また、図２１（ｂ）は、本発明の実施形態に係る通信装置がノイズ除去部４０２を備えている場合、すなわち、適応フィルタ演算部４０８ａ〜４０８ｇを備えた周波数サンプリングフィルタを適用した場合の復調部１０８における逆拡散処理の結果の一例を示している。なお、図２１（ａ）および図２１（ｂ）は、Ａ／Ｄコンバータ１２８が図１２に示す出力スペクトラムに示す離散化信号ｙ（ｔ）を出力したときの復調部１０８における逆拡散処理の結果である。
図２１に示すように、本発明の実施形態に係る通信装置がノイズ除去部４０２を備えていない場合、すなわち、適応フィルタ演算部４０８ａ〜４０８ｇを有さない、つまり、Ｗ（ｆ）＝１として周波数サンプリングフィルタが適用された場合には、復調部１０８においてスペクトラム拡散信号が検出されていない（図２１（ａ））。これに対して、本発明の実施形態に係る通信装置がノイズ除去部４０２を備えている場合、すなわち、適応フィルタ演算部４０８ａ〜４０８ｇを備えた周波数サンプリングフィルタを適用した場合には、復調部１０８においてスペクトラム拡散信号が検出されていることが分かる（図２１（ｂ））。
したがって、ノイズ除去部４０２は、図１２に示すような広帯域ノイズ（外来ノイズ）を除去可能な適応フィルタとして機能することができる。本発明の第４の実施形態に係る通信装置４００は、第２、第３の実施形態に係る通信装置のように高速フーリエ変換（ＦＦＴ）や逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行って外来ノイズの除去を行わないが、第２、第３の実施形態に係る通信装置と同様に、図２１（ｂ）に示すように外来ノイズを除去することができる。なお、上述した第２、第３の実施形態に係る通信装置では、復調部１０８におけるスペクトラム拡散信号の検出結果の例を示していないが、第２、第３の実施形態に係る通信装置は、第４の実施形態に係るノイズ除去部４０２と同様に、ウィーナ・フィルタの演算を用いて外来ノイズを除去する。つまり、第２、第３の実施形態に係る通信装置においても、図２１（ｂ）と同様の結果を得ることができる。
通信装置４００は、例えば図２０に示すノイズ除去部４０２を備えることによって、外来ノイズを除去することができるので、図２１（ｂ）に示すようにスペクトラム拡散信号を検出し、復調することができる。
以上のように、本発明の第４の実施形態に係る通信装置４００は、基本的に図６に示す第１の実施形態に係る通信装置１００と同様の構成を有し、外部装置から送信される送信信号を受信し、受信した送信信号に含まれるスペクトラム拡散信号を検出して復調する。また、通信装置４００は、中心周波数の異なる複数個のＢＰＦをＩＦ信号の帯域をカバーする分だけ有し、当該ＢＰＦそれぞれの出力に対してウィーナ・フィルタの演算を行うノイズ除去部４０２を備える。ここで、ノイズ除去部４０２は、各ＢＰＦから出力される離散化信号に対して、図１３に示す第２の実施形態に係るノイズ除去部２０２と同様に、ウィーナ・フィルタを用いて外来ノイズの除去を行う。つまり、ノイズ除去部４０２は、外来ノイズの検出のために離散化信号に対するフィードバックを行う必要はないので、従来の通信装置１０のように不安定な動作をすることはない。したがって、通信装置４００は、スペクトラム拡散信号が変調された送信信号から安定的に外来ノイズを除去することができる。また、通信装置４００は、外来ノイズを安定的に除去することができるので、スペクトラム拡散信号をより確実に復調することができる。
また、通信装置４００がアナログ信号を処理するアナログ回路の最終段に備えるＡ／Ｄコンバータ１２８は、第１の実施形態に係る通信装置１００と同様に、定常的な熱雑音の平均振幅に対応するビット数より大きなＮビットの分解能を有するＡ／Ｄコンバータで構成される。そして、Ａ／Ｄコンバータ１２８は、定常的な熱雑音の平均振幅をＡ／Ｄコンバータ１２８の下位Ｍビットに設定する。したがって、通信装置４００が備えるＡ／Ｄコンバータ１２８は、外来ノイズによるＡ／Ｄコンバータの出力スペクトラムの飽和を防止し、Ａ／Ｄコンバータ１２８の後段に備えられるノイズ除去部４０２において外来ノイズをより確実に除去させることができる。
（第４の実施形態に係るプログラム）
第４の実施形態に係る通信装置４００のノイズ除去部４０２をコンピュータとして機能させるためのプログラムによって、スペクトラム拡散信号が変調された送信信号から安定的に外来ノイズを除去することができる。
（第５の実施形態）
上記では、第１の実施形態に係る通信装置として、単一周波数のノイズまたはノイズの帯域が狭い狭帯域ノイズを主に除去するノイズ除去部を備える通信装置を示した。また、上記では、第２〜第４の実施形態に係る通信装置として、広帯域ノイズを除去可能な適応フィルタとして機能するノイズ除去部を備える通信装置を示した。しかしながら、本発明の実施形態に係る通信装置が備えるノイズ除去部の構成は、上述した第１〜第４の実施形態に係るノイズ除去部の構成に限られない。例えば、本発明の実施形態に係る通信装置は、上述した第１の実施形態に係るノイズ除去部の構成と、上述した第２〜第４の実施形態に係るノイズ除去部の構成とが組み合わされた構成を有するノイズ除去部を備えることもできる。
以下、本発明の第５の実施形態に係る通信装置（以下、「通信装置５００」という。）の構成について説明する。ここで、通信装置５００と第１〜第４の実施形態に係る通信装置との差異は、ノイズ除去部の構成であり、その他の構成については、第１〜第４の実施形態に係る通信装置と同様とすることができる。そこで、以下では、通信装置５００に係るノイズ除去部５０２の構成について説明し、その他の構成については、説明を省略する。
［ノイズ除去部５０２の構成例］
図２２は、本発明の第５の実施形態に係るノイズ除去部５０２の構成例を示す説明図である。なお、図２２では、通信アンテナ１０２および周波数変換部１０４を併せて示している。また、図２２では、周波数変換部１０４から出力された外来ノイズが含まれている可能性のある離散化信号を離散化信号ｙ（ｔ）として示し、ノイズ除去後の離散化信号を離散化信号ｘ（ｔ）として示している。ここで、ノイズ除去部５０２から出力される離散化信号ｘ（ｔ）は、復調部１０８に伝達される。
図２２を参照すると、ノイズ除去部５０２は、フーリエ変換部１６０と、ノッチ周波数検出部１８２と、ｋ個（ｋは２以上の整数）のノッチ・フィルタ１６４ａ〜ノッチ・フィルタ１６４ｋと、適応フィルタ演算部３０２（第１適応フィルタ）とを備える。
フーリエ変換部１６０、ノッチ周波数検出部１８２、およびｋ個（ｋは２以上の整数）のノッチ・フィルタ１６４ａ〜ノッチ・フィルタ１６４ｋは、図１０に示す第１の実施形態の変形例に係るノイズ除去部１８０と同様の構成を有する。したがって、フーリエ変換部１６０、ノッチ周波数検出部１８２、およびｋ個（ｋは２以上の整数）のノッチ・フィルタ１６４ａ〜ノッチ・フィルタ１６４ｋは、単一周波数のノイズまたはノイズの帯域が狭い狭帯域ノイズを主に除去することができる。
また、適応フィルタ３０２は、図１５に示す第３の実施形態に係るノイズ除去部３０２と同様の構成を有する。したがって、適応フィルタ３０２は、広帯域ノイズを除去することができる。
つまり、ノイズ除去部５０２は、第１の実施形態の変形例に係るノイズ除去部１８０と、第３の実施形態に係るノイズ除去部３０２とを組み合わせた構成である。したがって、ノイズ除去部５０２は、単一周波数のノイズ、ノイズの帯域が狭い狭帯域ノイズ、および広帯域ノイズをそれぞれ除去することができる。
また、上述したように、第１の実施形態の変形例に係るノイズ除去部１８０および第３の実施形態に係るノイズ除去部３０２それぞれは、外来ノイズの検出のために離散化信号に対するフィードバックを行う必要はない。よって、ノイズ除去部１８０とノイズ除去部３０２とを組み合わせた構成を有するノイズ除去部５０２は、図２２に示す構成であっても従来の通信装置１０のように不安定な動作をすることはない。
したがって、通信装置５００は、ノイズ除去部５０２を備えることによって、スペクトラム拡散信号が変調された送信信号から安定的に外来ノイズを除去することができる。なお、図２２では、本発明の第５の実施形態に係るノイズ除去部として、第１の実施形態の変形例に係るノイズ除去部１８０と第３の実施形態に係るノイズ除去部３０２とを組み合わせた構成を示したが、上記の構成に限られない。例えば、本発明の第５の実施形態に係るノイズ除去部は、第１の実施形態に係るノイズ除去部１０６と第３の実施形態に係るノイズ除去部３０２とを組み合わせた構成とすることができ、また、第１の実施形態の変形例に係るノイズ除去部１８０と第４の実施形態に係るノイズ除去部４０２とを組み合わせた構成とすることもできる。
以上のように、本発明の第５の実施形態に係る通信装置５００は、基本的に図６に示す第１の実施形態に係る通信装置１００と同様の構成を有し、外部装置から送信される送信信号を受信し、受信した送信信号に含まれるスペクトラム拡散信号を検出して復調する。また、通信装置５００は、第１の実施形態の変形例に係るノイズ除去部１８０と第３の実施形態に係るノイズ除去部３０２とを組み合わせた構成を有するノイズ除去部５０２を備える。ここで、ノイズ除去部５０２は、外来ノイズの検出のために離散化信号に対するフィードバックを行う必要はないので、従来の通信装置１０のように不安定な動作をすることはない。したがって、通信装置５００は、スペクトラム拡散信号が変調された送信信号から安定的に外来ノイズを除去することができる。また、通信装置５００は、外来ノイズを安定的に除去することができるので、スペクトラム拡散信号をより確実に復調することができる。
また、通信装置５００がアナログ信号を処理するアナログ回路の最終段に備えるＡ／Ｄコンバータ１２８は、第１の実施形態に係る通信装置１００と同様に、定常的な熱雑音の平均振幅に対応するビット数より大きなＮビットの分解能を有するＡ／Ｄコンバータで構成される。そして、Ａ／Ｄコンバータ１２８は、定常的な熱雑音の平均振幅をＡ／Ｄコンバータ１２８の下位Ｍビットに設定する。したがって、通信装置５００が備えるＡ／Ｄコンバータ１２８は、外来ノイズによるＡ／Ｄコンバータの出力スペクトラムの飽和を防止し、Ａ／Ｄコンバータ１２８の後段に備えられるノイズ除去部５０２において外来ノイズをより確実に除去させることができる。
［第５の実施形態に係る通信装置の変形例］
上記では、第５の実施形態に係る通信装置として、単一周波数のノイズ、ノイズの帯域が狭い狭帯域ノイズ、および広帯域ノイズをそれぞれ除去することが可能なノイズ除去部５０２を備える通信装置５００について説明した。上述したように、図２２に示すノイズ除去部５０２は、第１の実施形態に係るノイズ除去部１０６と第３の実施形態に係るノイズ除去部３０２とを組み合わせた構成によって、単一周波数のノイズ、ノイズの帯域が狭い狭帯域ノイズ、および広帯域ノイズをそれぞれ除去することができる。しかしながら、本発明の第５の実施形態に係る通信装置のノイズ除去部の構成は、図２２に示す構成に限られない。
離散化信号に含まれる可能性がある広帯域ノイズの一例として、持続時間の短いパルス性のノイズが挙げられる。上記のようなパルス性のノイズは時間軸上で局在するので、パルス性のノイズは、時間軸上で振幅を抑圧することによって効果的に除去される。しかしながら、パルス性のノイズに対して時間軸上で振幅を抑圧した場合であっても、周波数軸上ではノイズが広がるため、広帯域ノイズ用の適応フィルタ（例えば、適応フィルタ演算部３０２）を通すと全帯域で抑圧を受けてしまう。そのため、パルス性のノイズに対しては、適応フィルタによりかえって逆拡散処理において検出されたスペクトラム拡散信号のＳ／Ｎ比を損ねてしまう可能性がある。
そこで、本発明の第５の実施形態の変形例に係る通信装置（以下、「通信装置５５０」という。）は、以下の（ａ）、（ｂ）の処理によって、上記検出されたスペクトラム拡散信号のＳ／Ｎ比を損ねる（ロスする）問題が生じることを防止する。
（ａ）パルス性のノイズの検出
パルス性のノイズは、振幅が大きい場合であっても時間平均した電力は小さくなる。そこで、通信装置５５０は、Ａ／Ｄコンバータ１２８から出力される離散化信号に基づいて、例えば、１［ｍｓｅｃ］などの所定の時間長における平均値または積分値を導出する。次に、通信装置５５０は、導出された平均値または積分値と、パルス性のノイズを判定するための基準値とを比較する。そして、通信装置５５０は、導出された平均値または積分値が基準値よりも大きくなった場合において、パルス性のノイズが検出されたと判定する。
（ｂ）フィルタの制御
通信装置５５０は、上記（ａ）の処理においてパルス性のノイズが検出されたと判定された場合には、ノイズ除去部を構成するフィルタのうち、例えば、広帯域ノイズ用の適応フィルタ（例えば、適応フィルタ３０２）を選択的にオフする。
第５の実施形態の変形例に係る通信装置５５０は、上記（ａ）、（ｂ）の処理を行うことによって、広帯域ノイズ用の適応フィルタにおけるＳ／Ｎ比のロスを防止することができ、また、当該適応フィルタにおいて消費される電力を削減することができる。
以下、第５の実施形態の変形例に係る通信装置５５０の構成例について、説明する。図２３は、本発明の第５の実施形態の変形例に係る通信装置５５０の構成例の一部を示す説明図である。なお、図２３では、通信装置５５０の構成の一部を示しており、ノイズ除去部５０２の後段には、例えば、図６に示す復調部１０８と同様の構成を有する復調部１０８が接続される。
図２３を参照すると、通信装置５５０は、通信アンテナ１０２と、周波数変換部１０４と、調整信号生成部５５２と、ノイズ除去部５０２とを備える。ここで、通信アンテナ１０２、周波数変換部１０４、およびノイズ除去部５０２は、それぞれ図２２に示す通信装置５００と同様の構成を有する。
調整信号生成部５５２は、レベル検出部５５４と、比較部５５６（調整信号出力部）とを備える。レベル検出部５５４は、Ａ／Ｄコンバータ１２８から出力される離散化信号に基づいて、所定の時間長における平均値または積分値を導出する。ここで、レベル検出部５５４は、例えば、移動平均フィルタや、１［ｍｓｅｃ］などの所定の時定数を有するＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタ、または、Ｉｎｔｅｇｒａｔｅ ＆ Ｄｕｍｐによる積分回路などで構成することができるが、上記に限られない。
比較部５５６は、レベル検出部５５４から出力される所定の時間長における平均値または積分値と基準値とを比較する。そして、比較部５５６は、平均値または積分値が基準値よりも大きい場合には、例えば、ノイズ除去部５０２の適応フィルタ３０２を選択的にオフさせる調整信号をノイズ除去部５０２に伝達し、適応フィルタ３０２を選択的にオフさせる。ここで、比較部５５６は、例えば、コンパレータで構成することができるが、上記に限られない。また、上記基準値は、例えば、復調部１０８のＭＰＵ１４４または制御部（図示せず）によって伝達される。また、比較部５５６は、例えば、離散化信号を適応フィルタ３０２またはバイパスへと選択的に接続するスイッチング部に対して生成した調整信号を伝達することによって、適応フィルタ３０２を選択的にオフさせることができるが、上記に限られない。
調整信号生成部５５２は、上記のような構成によって、上記（ａ）、（ｂ）の処理を実行することができる。
第５の実施形態の変形例に係る通信装置５５０は、例えば図２３に示す構成によって、上記検出されたスペクトラム拡散信号のＳ／Ｎ比を損ねる問題が生じることを防止することができる。
また、通信装置５５０は、基本的に図２２に示す通信装置５００と同様の構成を有するので、第５の実施形態に係る通信装置５００と同様の効果を奏することができる。
（第５の実施形態に係るプログラム）
第５の実施形態に係る通信装置５００のノイズ除去部５０２をコンピュータとして機能させるためのプログラムによって、スペクトラム拡散信号が変調された送信信号から安定的に外来ノイズを除去することができる。
（第６の実施形態）
上記では、第１〜第５の実施形態に係る通信装置として、周波数変換部の最終段にＡ／Ｄコンバータを備え、当該Ａ／Ｄコンバータが、定常的な熱雑音の平均振幅に対応するビット数より大きなＮビットの分解能を有し、定常的な熱雑音の平均振幅を下位Ｍビットに設定する構成を示した。上記の構成によって、本発明の実施形態に係る通信装置は、外来ノイズによるＡ／Ｄコンバータの出力スペクトラムの飽和を防止し、Ａ／Ｄコンバータの後段に備えられるノイズ除去部において外来ノイズをより確実に除去させることができる。
また、本発明の実施形態に係る通信装置は、ノイズ除去部において外来ノイズが除去された離散化信号を復調部において逆拡散処理することによって、スペクトラム拡散信号を復調することができる。ここで、ＧＰＳ衛星と通信を行う一般的なＧＰＳ受信装置が１ビットや２ビットのＡ／Ｄコンバータで成り立っていることからも分かる通り、例えば、外来ノイズがない理想的な状態である場合、あるいは、外来ノイズが十分に小さい場合には、１ビットや２ビットのＡ／Ｄコンバータを備えていればＧＰＳ信号を復調することができる。つまり、本発明の実施形態に係る通信装置は、ノイズ除去部において外来ノイズを除去することができるので、ノイズ除去部の後段である復調部では、Ｍビット（例えば、３ビット以上）の離散化信号を必ずしも必要としない。
そこで、本発明の第６の実施形態に係る通信装置は、ノイズ除去部において外来ノイズが除去された離散化信号に対して、ビット数を削減させる。外来ノイズが除去された離散化信号に対してビット数を削減させることによって、本発明の第６の実施形態に係る通信装置は、復調部を構成する演算器やレジスタ、メモリのサイズを削減することができる。また、図２３に示す第５の実施形態の変形例に係る通信装置５５０にビット数を削減機能を追加した場合には、本発明の実施形態に係る通信装置が、例えば、バイパスによって適応フィルタ３０２を選択的にオフさせたときであっても、ビット数を削減させることによって離散化信号に含まれるパルス性ノイズの振幅を抑圧することができる。したがって、本発明の実施形態に係る通信装置は、上記の場合であってもより確実にスペクトラム拡散信号を復調することができる。
以下、本発明の第６の実施形態に係る通信装置の構成例について説明する。図２４は、本発明の第６の実施形態に係る通信装置（以下、「通信装置６００」という。）の構成例の一部を示す説明図である。なお、図２４では、通信装置６００の構成の一部を示しており、ノイズ除去部５０２の後段には、例えば、図６に示す復調部１０８と同様の構成を有する復調部１０８が接続される。
図２４を参照すると、通信装置６００は、通信アンテナ１０２と、周波数変換部１０４と、ノイズ除去部５０２と、ビット・リデューサ６０２（ビット数設定部）とを備える。ここで、通信アンテナ１０２、周波数変換部１０４、およびノイズ除去部５０２は、それぞれ図２２に示す通信装置５００と同様の構成を有する。また、図２４では、周波数変換部１０４のＡ／Ｄコンバータ１２８から６ビットの離散化信号が出力された例を示している。
ビット・リデューサ６０２は、ノイズ除去部５０２から出力される離散化信号に基づいて、例えば、離散化信号の下位Ｐビット（Ｐは、Ｎ＞Ｐの整数）に上限値を制限した信号を出力することによって、離散化信号のビット数を削減させる。図２４では、ビット・リデューサ６０２が６ビットの離散化信号を２ビットの離散化信号にビット数を削減した例を示している。なお、本発明の第６の実施形態に係るビット・リデューサ６０２におけるビット数の削減方法が、上記に限られないことは、言うまでもない。
第６の実施形態に係る通信装置６００は、例えば図２４に示す構成によって、ノイズ除去部において外来ノイズが除去された離散化信号に対してビット数を削減させることができる。
また、通信装置６００は、基本的に図２２に示す通信装置５００と同様の構成を有するので、第５の実施形態に係る通信装置５００と同様の効果を奏することができる。なお、図２４では、第６の実施形態に係る通信装置として、図２２に示す通信装置５００に対してビット・リデューサ６０２をさらに備えた構成を有する通信装置６００を示したが、上記の構成に限られない。例えば、本発明の第６の実施形態に係る通信装置は、第１〜第４の実施形態に係る通信装置に対して、ノイズ除去部の後段にビット・リデューサ６０２をさらに備えた構成とすることもできる。
（第７の実施形態）
上記第１〜第６の実施形態に係る通信装置がノイズ除去部として有するノッチ・フィルタやウィーナ・フィルタなどはデジタルフィルタであるので、第１〜第６の実施形態に係るノイズ除去部では、フィルタ処理のサンプリング周波数と搬送波周波数との比が大きい方が処理しやすい。また、ＩＦ信号の中間周波数が０（ゼロ）でない場合には、周波数変換部において備えるＡ／Ｄコンバータの数が１つですむことから、ＧＰＳ受信装置などでは一般的に中間周波数（ＩＦ）を数ＭＨｚとしている。
そこで、本発明の第７の実施形態に係る通信装置は、周波数変換部において送信信号を０（ゼロ）以外の所定の周波数を有するＩＦ信号へと変換する。次に、第７の実施形態に係る通信装置は、Ａ／Ｄコンバータから出力される所定の周波数を有する離散化信号を、周波数が０（ゼロ）の離散化信号へとさらに変換する。そして、第７の実施形態に係る通信装置は、周波数が０（ゼロ）の離散化信号に対して外来ノイズの除去を行い、スペクトラム拡散信号を復調する。
したがって、本発明の第７の実施形態に係る通信装置は、周波数変換部において備えるＡ／Ｄコンバータの数を１つで構成することができ、さらに、ノイズ除去部における外部ノイズの除去処理のしやすさを向上させることができる。以下、第７の実施形態に係る通信装置の構成例について説明する。
図２５は、本発明の第７の実施形態に係る通信装置７００の構成例の一部を示す説明図である。なお、図２５では、通信装置５５０の構成の一部を示しており、ビット・リデューサ６０２ａおよびビット・リデューサ６０２ｂの後段には、例えば、図６に示す復調部１０８と同様の構成を有する復調部１０８が接続される。
図２５を参照すると、通信装置７００は、通信アンテナ１０２と、周波数変換部１０４と、調整信号生成部５５２と、第２周波数変換部７０２（周波数変換部）と、ローパス・フィルタ７０４ａおよびローパス・フィルタ７０４ｂと、ノイズ除去部５０２と、ビット・リデューサ６０２ａおよびビット・リデューサ６０２ｂとを備える。ここで、通信アンテナ１０２、周波数変換部１０４、調整信号生成部５５２、およびノイズ除去部５０２は、それぞれ図２３に示す通信装置５５０と同様の構成を有する。また、ビット・リデューサ６０２ａおよびビット・リデューサ６０２ｂは、それぞれ図２４に示す通信装置６００と同様の構成を有する。また、周波数変換部１０４が変換する中間周波数は、例えば、４．０９２ＭＨｚや１．０２３ＭＨｚなどの０（ゼロ）以外の周波数であるとする。
第２周波数変換部７０２は、ＮＣＯ（Numeric Controlled Oscillator）７１０と、乗算器７１２ａと、乗算器７１２ｂとを備える。
乗算器７１２ａは、Ａ／Ｄコンバータ１２８から出力された離散化信号と、ＮＣＯ７１０から伝達される発振信号のサイン成分を乗算する。また、乗算器７１２ｂは、Ａ／Ｄコンバータ１２８から出力された離散化信号と、ＮＣＯ７１０から伝達される発振信号のコサイン成分とを乗算する。ここで、ＮＣＯ７１０は、周波数が中間周波数に相当する発振信号を生成する。例えば、Ａ／Ｄコンバータ１２８から出力された離散化信号の周波数（すなわち、中間周波数）が４．０９２ＭＨｚである場合には、ＮＣＯ７１０は、４．０９２ＭＨｚの発振信号を生成する。
第２周波数変換部７０２は、上記の構成によって、０（ゼロ）以外の周波数の離散化信号を、周波数が０（ゼロ）の離散化信号へと変換することができる。なお、第２周波数変換部７０２の構成が、上記に限られないことは、言うまでもない。
ローパス・フィルタ７０４ａは、乗算器７１２ａから出力される離散化信号に基づいて遮断周波数より大きな周波数の信号を減衰させ、同様に、ローパス・フィルタ７０４ｂは、乗算器７１２ｂから出力される離散化信号に基づいて遮断周波数より大きな周波数の信号を減衰させる。そして、ローパス・フィルタ７０４ａおよびローパス・フィルタ７０４ｂは、乗算器７１２ａおよび乗算器７１２ｂそれぞれから出力される離散化信号を、ノイズ除去部５０２へ出力する。
ノイズ除去部５０２は、第２周波数変換部７０２において周波数が０（ゼロ）に変換された離散化信号を処理する。
通信装置７００は、例えば図２５に示す構成によって、ノイズ除去部における外部ノイズの除去処理のしやすさを向上させることができる。また、通信装置７００は、基本的に図２３に示す通信装置５５０と同様の構成を有するので、第５の実施形態の変形例に係る通信装置５５０と同様の効果を奏することができる。
以上、本発明の実施形態として通信装置１００〜７００を挙げて説明したが、本発明の実施形態は、係る形態に限られず、例えば、ＵＭＰＣ（Ultra Mobile Personal Computer）などのコンピュータや、携帯電話などの携帯型通信装置、ＰｌａｙＳｔａｔｉｏｎ Ｐｏｒｔａｂｌｅ（登録商標）などの携帯型ゲーム機、カーナビゲーションなどのナビゲーション装置、デジタルスチルカメラなどの撮像装置などに適用することができる。
また、上記では、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は係る例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
１０、１００、２００、３００、４００、５００、５５０、６００、７００ 通信装置
１２、１０２ 通信アンテナ
１６、１６４ ノッチ・フィルタ
２８、１２８ Ａ／Ｄコンバータ
１２２ 中間周波数変換部
１０６、１８０、２０２、３０２、４０２、５０２ ノイズ除去部
１０８ 復調部
１６０、２０４、３０６ フーリエ変換部
１６２、１８２ ノッチ周波数検出部
２０６ ウィーナ・フィルタ
３０８ 判定部
３１０ 逆フーリエ変換部
４１０ 合成部
５５４ レベル検出部
５５６ 比較部
６０２ ビット・リデューサ

Claims (5)

  1. スペクトラム拡散されたスペクトラム拡散信号が変調された送信信号を受信する通信アンテナと；
    前記通信アンテナが受信した前記送信信号を所定の周波数の中間周波数信号に変換する中間周波数変換部と；
    前記中間周波数信号を離散化して離散化信号を出力するアナログ−デジタル変換部と；
    前記離散化信号に含まれる定常的な熱雑音以外のノイズの検出を行い、検出されたノイズを前記離散化信号から除去するノイズ除去部と；
    前記ノイズ除去部から出力される離散化信号に基づいて、前記スペクトラム拡散信号を復調する復調部と；
    を備え、
    前記ノイズ除去部は、
    前記離散化信号を高速フーリエ変換し、高速フーリエ変換の結果に基づく電力スペクトラムを導出する第２フーリエ変換部と；
    前記離散化信号と、前記第２フーリエ変換部から出力される電力スペクトラムと、単位周波数あたりの基準電力とに基づいて、前記ノイズを含まない理想状態の理想離散化信号に対する二乗平均誤差を最小とする離散化信号を出力する第１ウィーナ・フィルタと；
    を備えることを特徴とする、通信装置。
  2. スペクトラム拡散されたスペクトラム拡散信号が変調された送信信号を受信する通信アンテナと；
    前記通信アンテナが受信した前記送信信号を所定の周波数の中間周波数信号に変換する中間周波数変換部と；
    前記中間周波数信号を離散化して離散化信号を出力するアナログ−デジタル変換部と；
    前記離散化信号に含まれる定常的な熱雑音以外のノイズの検出を行い、検出されたノイズを前記離散化信号から除去するノイズ除去部と；
    前記ノイズ除去部から出力される離散化信号に基づいて、前記スペクトラム拡散信号を復調する復調部と；
    を備え、
    前記ノイズ除去部は、
    前記離散化信号を高速フーリエ変換する第３フーリエ変換部と；
    前記第３フーリエ変換部における高速フーリエ変換の結果から導出した電力スペクトラムに基づいて、前記高速フーリエ変換の結果、または前記電力スペクトラムを選択的に出力する第１判定部と；
    前記第１判定部から前記電力スペクトラムが出力された場合には、前記電力スペクトラムと、単位周波数あたりの基準電力とに基づいて、前記ノイズを含まない理想状態の理想離散化信号に対する二乗平均誤差を最小とする離散化信号を出力する第２ウィーナ・フィルタと；
    前記第１判定部から出力される前記高速フーリエ変換の結果、または、前記第２ウィーナ・フィルタから出力される前記離散化信号を、逆高速フーリエ変換する逆フーリエ変換部と；
    を備えることを特徴とする、通信装置。
  3. スペクトラム拡散されたスペクトラム拡散信号が変調された送信信号を受信する通信アンテナと；
    前記通信アンテナが受信した前記送信信号を所定の周波数の中間周波数信号に変換する中間周波数変換部と；
    前記中間周波数信号を離散化して離散化信号を出力するアナログ−デジタル変換部と；
    前記離散化信号に含まれる定常的な熱雑音以外のノイズの検出を行い、検出されたノイズを前記離散化信号から除去するノイズ除去部と；
    前記ノイズ除去部から出力される離散化信号に基づいて、前記スペクトラム拡散信号を復調する復調部と；
    を備え、
    前記ノイズ除去部は、
    前記離散化信号から所定の周波数帯域の検出信号をそれぞれ検出する複数のバンドパス・フィルタと；
    前記バンドパス・フィルタそれぞれに対応し、前記検出信号、または、前記ノイズを含まない理想状態の理想離散化信号に対する二乗平均誤差を最小とする離散化信号をそれぞれ選択的に出力する複数の第２適応フィルタと；
    前記第２適応フィルタそれぞれから出力される離散化信号を合成する合成部と；
    を備え、
    前記第２適応フィルタは、
    前記検出信号から導出した電力スペクトラムに基づいて、前記検出信号、または前記電力スペクトラムを選択的に出力する第２判定部と；
    前記第２判定部から前記電力スペクトラムが出力された場合には、前記電力スペクトラムと、単位周波数あたりの基準電力とに基づいて、前記理想離散化信号に対する二乗平均誤差を最小とする離散化信号を出力する第３ウィーナ・フィルタと；
    を備えることを特徴とする、通信装置。
  4. スペクトラム拡散されたスペクトラム拡散信号が変調された送信信号を受信する通信アンテナと、前記通信アンテナが受信した前記送信信号を所定の周波数の中間周波数信号に変換する中間周波数変換部と、前記中間周波数信号を離散化して離散化信号を出力するアナログ−デジタル変換部とを備える通信装置に用いることが可能な、前記離散化信号に含まれる定常的な熱雑音以外のノイズを除去するノイズ除去方法であって：
    前記離散化信号を高速フーリエ変換し、高速フーリエ変換の結果に基づく電力スペクトラムを導出するステップと；
    前記離散化信号と、前記電力スペクトラムを導出するステップにおいて導出された電力スペクトラムと、単位周波数あたりの基準電力とに基づいて、前記ノイズを含まない理想状態の理想離散化信号に対する二乗平均誤差を最小とする離散化信号を出力するステップと；
    を有することを特徴とする、ノイズ除去方法。
  5. スペクトラム拡散されたスペクトラム拡散信号が変調された送信信号を受信する通信アンテナと、前記通信アンテナが受信した前記送信信号を所定の周波数の中間周波数信号に変換する中間周波数変換部と、前記中間周波数信号を離散化して離散化信号を出力するアナログ−デジタル変換部とを備える通信装置に用いることが可能な、前記離散化信号に含まれる定常的な熱雑音以外のノイズを除去するプログラムであって：
    前記離散化信号を高速フーリエ変換し、高速フーリエ変換の結果に基づく電力スペクトラムを導出するステップ；
    前記離散化信号と、前記電力スペクトラムを導出するステップにおいて導出された電力スペクトラムと、単位周波数あたりの基準電力とに基づいて、前記ノイズを含まない理想状態の理想離散化信号に対する二乗平均誤差を最小とする離散化信号を出力するステップ；
    をコンピュータに実行させるためのプログラム。
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