CN1185687A - 提供改进传输质量的无线接收系统 - Google Patents

Abstract

一个无线接收器包括多个解调单元和混合单元,上述解调单元解调通过多个路径接收的无线电波,从而产生相应的解调信号,而上述混合单元执行对多个解调单元产生的解调信号进行同步和混合的混合处理,上述混合单元对多个解调单元产生的解调信号进行相关处理,并且根据预定的算法在混合处理过程中除去满足预定条件的解调信号。

Description

提供改进传输质量的无线接收系统

本发明一般涉及无线接收器，更具体地讲，是涉及通过补偿在经过多个分支和路径接收的无线电波中的信道失真，并且混合(combing)被补偿的信号来改进传输质量的无线接收器。

近来，随着市场推广的进步，使用无线通信系统的人数正不断增加。为了开发出以高效利用无线频率为特征的码分多址(CDMA)技术，人们正在进行各种深入的研究。

在引入CDMA的接收系统中，通过分割并解扩展所接收的电波，补偿在经过这样的处理的单独电波中的信道失真(作为振幅改变和相位旋转的结果而出现)，并对该电波进行预定的混合处理可以获得高传输质量，其中上述电波经过长于与信号频带的倒数相等的时间的一段时间才到达接收系统。RAKE接收器非常适用于这样的系统。

图1说明了一个基于相关技术的RAKE接收器的结构。

参照图1，天线61-1的一个功率馈送端通过一个解调制器62-1与解扩展器63-11，63-12，63-13的输入相连。类似地，天线61-2的一个功率馈送端通过一个解调制器62-2与解扩展器63-21，63-22，63-23的输入相连。解扩展器63-11，63-12，63-13的输出通过信道失真补偿单元64-11，64-12，64-13与混合处理器65的对应输入相连。类似地，解扩展器63-21，63-22，63-23的输出通过信道失真补偿单元64-21，64-22，64-23与混合处理器65的对应输入相连。在混合处理器65的一个输出端获得要对其进行信号检测的基带信号。

信道失真补偿单元64-11由一个信道估测单元66-11，一个延迟单元67-11和一个乘法器68-11构成，其中信道估测单元66-11和延迟单元67-11的输出与乘法器68-11的一个输入相连，而乘法器68-11的一个输出与混合处理器65的对应输入相连。

信道失真补偿单元64-11，64-12，64-13，64-21，64-22，64-23具有类似的结构。因而，下标12，13，21，22，23分别被用来指示信道失真补偿单元64-12，64-13，64-21，64-22，64-23中的，对应于信道估测单元66-11，延迟单元67-11和乘法器68-11的那些部分。这里省略了对那些部分的描述和图示。

根据图1所示的结构，到达天线61-1，61-2的无线电波分别被解调器62-1，62-2解调，并且分别被一组解扩展器63-11，63-12，63-13和一组解扩展器63-21，63-22，63-23利用同一扩展码进行解扩展处理。这样，所接收的无线电波被分成对应于在无线传输通路中分别构成的路径的单独电波。

此后所接收的无线电波将被表示成Y_k，n，其中n指示时间序列而k(范围为1到6(＝K))指示一个号数，该号数与由各解调器63-11，63-12，63-13，63-21，63-22，63-23构成的指针(finger)中的一个有关。

信道失真补偿单元64-11，64-12，64-13，64-21，64-22，64-23的各个信道估测单元66-11，66-12，66-13，66-21，66-22，66-23分别检索包含在具有预定格式，被分割的接收电波中的导频信号，以便通过检测针对导频信号的一个信号点错误来估测有关路径的信道特征gk，n。

各个乘法器68-11，68-12，68-13，68-21，68-22，68-23执行一个算法操作

           Z_k，n＝g_k，n ^*·Y_k，n其中g_k，n ^*是一个信道特征的复共轭。

根据乘法器68-11，68-12，68-13，68-21，68-22，68-23执行的算法操作的结果，混合处理器65通过执行一个算法操作 $Z_n=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{k,n}----\left(1\right)$ 而得到一个基带信号。

由于信道失真补偿被用于单独的路径，作为根据一个S/N比来加权的接收信号被除数的最大比率混合结果，基带信号Z_n被提供出来。这样的一个基带信号具有一个最大S/N并且适于信号检测。

现在给出针对基于相关技术的接收问题的描述。

参照图1，即使是在解扩展器(despreader)63-11，63-12，63-13，63-21，63-22，63-23在解扩展过程中使用的扩展码与接收电波很好地同步的时候，信道估测单元66-11，66-12，66-13，66-21，66-22，66-23也以很低的精确度，来估测在到达一个以很大的传播损耗为特征的路径的接收信号中的低功率部分的信道特征g_k，n。

在移动通信系统中，信道特征随着移动站在具有不同的地理条件和不同的建筑物，树木分布的区域之间的移动而不断改变。也应注意在移动通信系统中产生了各式各样的多路径。因而，上述低功率部分会相当频繁地出现。

这样，很可能因估测过程中的一个错误而导致在从混合处理器65的输出上得到的基带信号中叠加上噪声。当噪声被叠加时，后续信号检测的精确度被降低了，这样就使通信质量显著下降。

因此，本发明的一个基本目的是提供一种解决上述问题的无线接收器。

本发明的另一个并且是更具体的目的是提供一种适用于在各种传输模式中出现的传输路径，并且在不需要显著改变接收系统的前提下能够保证信号检测的高精确度的无线接收器。

现在参照图2给出针对本发明的综述。

图2说明了本发明的一种操作原理。

参照图2，一个基于本发明的无线接收器包括多个解调通过多个路径接收的信号，从而产生相应的解调信号的解调装置11-1～11-N；和执行对多个解调装置11-1～11-N产生的解调信号进行同步和混合的混合处理的混合装置13。混合装置13对多个解调装置11-1～11-N产生的解调信号进行相关处理，并且根据预定的算法在混合处理过程中除去满足预定条件的解调信号。

这样的一种算法保证在混合处理过程中除去与一个以大传播损耗和大传播延迟为特征的路径有关的解调信号。这样，在混合处理过程中除去了会因大传播损耗和大传播延迟而产生噪声的路径并且防止了传输质量下降。

可以使用一个包含一个已知符号的导频信号来调制接收的无线电波，并且混合装置可以根据一个S/N比是否低于一个预定阀值在混合处理过程中除去一个解调信号，该S/N比对应于一个指示已知符号的信号位置和一个在相对于信号空间中的导频信号位置的解调信号位置错误之间的比率。

根据本发明的这个方面，只对在电平或相位与S/N比之间具有期望的相关关系的解调信号进行混合处理。因而，进行最大比率混合几乎是可能的。

参照图2，通过一种无线接收器也可以实现本发明的上述目的，该接收器包括：多个解调装置21-1～21-N，该装置以并行方式解调所接收的，使用具有预定格式的导频信号加以调制并通过多个分支中的相应一个分支到达的无线电波，从而获得多个对应于多个分支的解调信号；多个信道特征估测装置22-1～22-N，该装置根据预定的格式从由多个解调装置21-1～21-N获得的解调信号中检索出导频信号并根据导频信号位置错误估测出信道特征，其中该导频信号是针对由多个分支构成的单独路径的；多个适用于由多个信道特征估测装置22-1～22-N确定的信道特征的均衡装置23-1～23-N，该装置对由多个解调装置21-1～21-N获得的多个解调信号进行均衡处理，从而获得对应于多个分支的均衡解调信号；和混合装置24，该装置执行对由多个均衡装置23-1～23-N获得的均衡解调信号进行混合的混合处理过程，从而产生一个接收信号。

混合装置可以对由多个均衡装置获得的均衡调制信号进行交叉相关处理，并且在针对一个最大交叉相关值，一个累计交叉相关值和一个平均交叉相关值之一而估计出的均衡解调信号交叉相关值低于一个预定阀值时，可以在混合处理过程中除去该均衡解调信号。

在混合处理过程中除去了与一个以大传播损耗和大传播延迟为特征的路径有关的解调信号。从而避免了因信道特征估测装置22-1～22-N估测的信道特征下降而导致的在相关技术的接收器中出现的传输质量下降。

无线接收器还可以包括信号预检测装置，该装置对多个均衡装置获得的均衡解调信号进行第一信号检测处理，并且通过对混合装置产生的接收信号进行第二信号检测处理从而得到混合检测结果；其中混合装置接收多个非混合检测结果和信号预处理装置所得到的混合检测结果，用混合检测结果对多个非混合检测结果中的每一个进行相关处理，并且在针对一个最大交叉相关值，一个累计交叉相关值和一个平均交叉相关值之一而估计出的均衡解调信号交叉相关值低于一个预定阀值时，可以在混合处理过程中除去该均衡解调信号。

根据本发明的这个方面，与一个以大传播损耗和大传播延迟为特征的路径有关的均衡解调信号，是根据混合检测结果确定出来并且在混合处理过程中被除去的。因而，避免了在相关技术的接收器中出现的混合信号传输质量下降。

无线接收器还可以包括信号预检测装置，该装置通过对由多个均衡装置获得的均衡解调信号进行限幅器功能处理从而获得多个非混合固定振幅信号，并且通过对混合装置产生的接收信号进行限幅器功能处理从而得到混合固定振幅信号；其中混合装置接收多个非混合固定振幅信号和信号预处理装置所得到的混合固定振幅信号，用混合固定振幅信号的相位部分对多个非混合固定振幅信号中的每一个的相位部分进行相关处理，并且在针对一个最大交叉相关值，一个累计交叉相关值和一个平均交叉相关值之一而估计出的均衡解调信号交叉相关值低于一个预定阀值时，可以在混合处理过程中除去该均衡解调信号。

根据本发明的这个方面，只对非混合固定振幅信号和混合固定振幅信号的相位部分进行确定交叉相关的操作。因而，简化了上述操作并且在混合处理过程中除去了与一个以大传播延迟为特征的路径有关的均衡解调信号。

混合装置可以交叉相关由多个均衡装置所获得的均衡调制信号，确定各均衡调制信号的自相关值，并且在针对一个最大交叉相关值，一个累计交叉相关值和一个平均交叉相关值之一而估计出的均衡解调信号的交叉相关值和自相关值低于一个预定阀值时，可以在混合处理过程中除去该均衡解调信号。

根据本发明的这个方面，在不省略计算自相关的过程的情况下确定出在混合处理过程中除去的均衡解调信号。也就是说，重复类似的操作确保作出必要的确定。因而，操作效率得到了提高。

混合装置可以确定各均衡调制信号的自相关值，并且在针对一个最大交叉相关值，一个累计交叉相关值和一个平均交叉相关值之一而估计出的均衡解调信号交叉相关值和自相关值低于一个预定阀值时，可以在混合处理过程中除去该均衡解调信号。

根据本发明的这个方面，在不省略计算自相关的过程的情况下确定出在混合处理过程中除去的均衡解调信号。也就是说，重复类似的操作确保作出必要的确定。因而，操作效率得到了提高。

混合装置可以确定出由多个均衡装置所获得的各个均衡调制信号的电平，并且在针对一个最大电平，一个累计电平和一个平均电平之一而估计出的均衡解调信号电平低于一个预定阀值时，可以在混合处理过程中除去该均衡解调信号。

根据本发明的这个方面，通过一个简单的，涉及计算平方和与绝对值平方和的过程，可以确定出在混合处理过程中要被除去的均衡解调信号。因而，简化了操作并且在混合处理过程中除去了与一个以大传播延迟为特征的路径有关的均衡解调信号。

在针对第一和第二平均值中的一个值的最大值，第一和第二平均值中的一个值的累计值及第一和第二平均值中的一个值的平均值之一而估计出的第一平均值和第二平均值中的一个值低于一个预定阀值时，混合装置可以在混合处理过程中除去该均衡解调信号。因而第一平均值是均衡解调信号的瞬时值的平均值，而第二平均值是瞬时值的绝对值的平均值。

根据本发明的这个方面，通过一个简单的，省略了计算平方和所必需的操作的过程，可以确定出在混合处理过程中要被除去的均衡解调信号。因而，操作被简化了。

混合装置可以确定出包含一个针对所有均衡解调信号组合的自相关值的相关值，并且通过从相关值中减去自相关值可以得到一个相关值。

根据本发明的这个方面，操作的效率被提高了。

无线接收器还可以包括：信号预检测装置，该装置通过对由多个均衡装置获得的均衡解调信号的总和进行信号检测从而获得总和所指示的信号点；信号电平计算装置，该装置针对信号预检测装置所得到的信号点，对由多个均衡装置获得的均衡解调信号的每一个进行规一化处理，从而得到一个信号部分的电平；干扰电平计算装置，该装置计算各均衡解调信号的一个的电平与信号电平计算装置所获得的电平之间的差值，从而得到一个干扰部分的电平；其中混合装置通过把各个均衡解调信号与一个加权因子相乘来进行混合处理，该加权因子等于信号电平计算装置所确定的信号部分的电平与干扰电平计算装置所确定的干扰电平之间的一个比率。

根据本发明的这个方面，由于与一个以大传播损耗和大传播延迟为特征的路径有关的均衡解调信号因被提供了一个对应于S/N比的加权因子而被包含在混合处理过程中，所以能够以改进的精确度进行最大比率混合。

通过下面结合附图所作的详细描述，可以理解本发明的其它目的和进一步的特性，其中：

图1说明了一个基于相关技术的RAKE接收器的结构；

图2说明了本发明的操作原理；

图3说明了基于本发明的一个实施例的无线接收器；

图4A是一个列出通过相应路径接收的电波的表格；

图4B说明如何根据本发明来提高传输质量。

图3说明了基于本发明的一个实施例的无线接收器。

在该图中，以相同的参考标号指示对应于图1中的部分的那些部分，并且省略了对那些部分的描述。

图3的无线接收器有别于相关技术的接收器的地方是用一个自适应混合处理器51取代了混合处理器65。

解调器62-1和解扩展器63-11，63-12，63-13对应于解调器装置21-1，解调器62-2和解扩展器63-21，63-22，63-23对应于解调器装置21-2，等等。信道估测单元66-11，66-12，66-13对应于信道特征估测装置22-1，而信道估测单元66-21，66-22，66-23对应于信道特征估测装置22-2，等等。延迟单元67-11，67-12，67-13和乘法器68-11，68-12，68-13对应于均衡装置23-1，延迟单元67-21，67-22，67-23和乘法器68-21，68-22，68-23对应于均衡装置23-2，等等。自适应混合处理器51对应于混合装置13，24。

现在给出针对基于本发明的实施例的无线接收器的第一操作模式的描述。

由于天线61-1，61-2，解调器62-1，62-2，解扩展器63-11，63-12，63-13，63-21，63-22，63-23和信道失真补偿单元64-11，64-12，64-13，64-21，64-22，64-23以和图1的无线接收器相同的方式进行操作，所以省略了对这些部分的操作的描述。

信道失真补偿单元64-11，64-12，64-13，64-21，64-22，64-23中包含的乘法器68-11，68-12，68-13，68-21，68-22，68-23的操作结果Z_k，n被并行馈送到自适应混合处理器51。自适应混合处理器51执行一个算法操作 ${\mathrm{\θ}}_k-|\underset{n-1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{k,n}\·\[\underset{i=1,i\≠k}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{i,n}{\]}^{*}|----\left(2\right)$ 以便确定交叉相关θ_k，其中i是一个号数，该号数指示从1到6(＝K)的指针号(finger number)k中的一个，而N是发送信息的块长度。在这种方式下，乘法器68-11，68-12，68-13，68-21，68-22，68-23提供的乘法结果被交叉相关。

自适应混合处理器51确定交叉相关结果θ₁--θ_k的最大值max(θ_i)。自适应混合处理器51确定一个系数Ω_k，当相关结果相对于最大值的比率等于或大于一个阀值θ_th(例如0.1)时，该系数为“1”，当上述比率小于阀值时，该系数为“0”。这样就确定出了对应于从1到k的所有指针k的系数Ω_k。

自适应混合处理器51通过执行算法操作 $Z_n=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Ω}}_k\·Z_{k,n}-----\left(3\right)$ 而不是在相关技术中执行的算法操作(1)来进行混合处理。

在这样的混合处理过程中，等式(2)中所示的交叉相关结果θ_k指示与范围是1到K的指针k有关的乘法结果的精确度(可靠度)。如果可靠度低于阀值θth，则使系数Ω_k为“0”，以便在混合处理过程中除去所涉及的相关结果。

这样，根据本发明的实施例，在混合处理过程中不会有那种在相关技术的接收器中把噪声叠加到基带信号上的指针输出。因而传输质量被提高了。

如图4B所示，传输质量改进了0.32dB会产生10^-3的位出错率，假定在一个CDMA通信系统中，使用了一个比率为1/3的卷积编码器和一个扩展比为64的直接序列扩展频谱系统，在通信线路上存在四个如图4A所示的路径，并且通过两个天线总共提供了八个指针。

这样的传输质量改进意味着可以把发送器(例如，一个访问移动通信系统的终端)的发送功率减少0.32dB。假定终端数保持不变，则干扰被减少了7.1％，使得

       10^-0.32/10＝0.929＝1/1.076如果用户数以低于7.6％的比率增加，则可以使干扰保持低于7.6％。

现在给出针对基于本发明的实施例的无线接收器的第二操作模式的描述。

第一操作模式和第二操作模式之间的区别在于使用了不同的过程来执行计算相关的算法操作。

根据第二操作模式，乘法器68-11，68-12，68-13，68-21，68-22，68-23的算法操作结果Z_k，n被并行馈送到自适应混合处理器51。自适应混合处理器51通过对这些结果Z_k，n进行信号检测从而得到信号检测结果(此后，被称作单独检测结果)f(Z_k，n)。

并且，自适应混合处理器51通过累加相乘结果得到由 $f\left(\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{i,n}\right)$ 给定的信号检测结果(此后，被称作混合检测结果)，其中上述相乘结果是针对从1到6(＝K)的各个指针号i而单独得到的。

自适应混合处理器51通过执行算法操作 ${\mathrm{\θ}}_k=\underset{n-1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}f\left(Z_{k,n}\right)f\left(\underset{i=1,i\≠k}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{i,n}\right)---\left(4\right)$ 把单独检测结果与混合检测结果交叉相关。

与第一操作模式类似，自适应混合处理器51根据相关结果θ₁--θ_k确定针对从1到6(＝K)的各个指针号的系数Ω_k，并且通过执行等式(3)所示的算法操作来进行混合处理过程。

相关结果θ₁-θ_k是通过对作为信号检测结果(单独检测结果和混合检测结果)的值进行操作而计算出来的。因而与使用(2)中的等式相比，可以更精确更有效地确定相关。

相应地，第二操作模式提供更快的响应和稳定的高传输质量。

现在针对图3描述第三操作模式。

第一操作模式和第三操作模式之间的区别在于使用了不同的过程来执行计算相关的算法操作。

根据第三操作模式，乘法器68-11，68-12，68-13，68-21，68-22，68-23的算法操作结果Z_k，n被并行馈送到自适应混合处理器51。通过针对从1到6(＝K)的单独指针号k执行算法操作 $g\left(Z_{k,n}\right)=\frac{Z_{k,n}}{\left|Z_{k,n}\right|}$ 来得到一个相位部分(此后被称作单独相位部分)g(Z_k，n)。

并且，自适应混合处理器51对相乘结果Z_k，n进行类似的算法操作以便得到由 $g\left(\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{i,n}\right)$ 给定的信号检测结果(此后，被称作混合相位部分)，其中上述相乘结果是针对从1到6(＝K)的单独指针号k而得到的。

自适应混合处理器51通过执行算法操作 ${\mathrm{\θ}}_k=\left|\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}g\left(Z_{k,n}\right)g{\left(\underset{i=1,i\≠k}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{i,n}\right)}^{*}\right|----\left(5\right)$ 而不是在等式(2)中所示的操作把单独相位部分与混合相位部分交叉相关。

并且，自适应混合处理器51根据相关结果θ₁--θ_k确定针对从1到K的各个指针的系数Ω_k，并且通过执行等式(3)所示的算法操作来进行混合处理过程。

相关结果θ₁--θ_k是通过对不包含振幅部分的单独相位部分和混合相位部分的值进行操作而计算出来的。因而与使用(2)中的等式相比，可以更精确更有效地确定相关。

相应地，第三操作模式提供更快的响应和稳定的高传输质量。

现在针对图3描述第四操作模式。

第一操作模式和第四操作模式之间的区别在于使用了不同的过程来执行计算相关的算法操作。

根据第四操作模式，通过执行由 ${\mathrm{\θ}}_k=|\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{k,n}\·{\[\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{i,n}\]}^{*}|----\left(5\right)$ 给定的算法操作来获得交叉相关结果θ₁--θ_n(包含自相关)。

在该算法操作中，计算出针对相乘结果Z_k，n的自相关值和交叉相关值，其中该相乘结果是针对从1到K的各个指针号的。由于自相关值并不指示应当在混合处理过程中被除去的指针，所以算法操作过程被大大简化了。

使用等式 ${\mathrm{\θ}}_k=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}f\left(Z_{k,n}\right)f\left(\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{i,n}\right)$ 而不是等式(4)可以得到自相关值和交叉相关值的累加和θ₁--θ_n。

另一方面，使用等式 ${\mathrm{\θ}}_k=\left|\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}g\left(Z_{k,n}\right)g{\left(\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{i,n}\right)}^{*}\right|$

而不是等式(5)可以得到和θ₁--θ_n。

使用等式 ${\mathrm{\θ}}_k=|\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{k,n}\·{\[\underset{i-1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{i,n}\]}^{*}-\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|Z_{k,n}\right|}^2|$ 而不是等式(2)可以得到累加和θ₁-θ_n。通过这种方式得到了自相关值和交叉相关值的累加和，其中自相关值是从累加和中减出来的。通过该过程，在不牺牲操作的精确度的前提下算法操作被大大简化了。

现在针对图3描述基于本发明的第五操作模式。

第一操作模式和第五操作模式之间的区别在于使用了不同的过程来执行计算相关的算法操作。

根据第五操作模式，乘法器68-11，68-12，68-13，68-21，68-22，68-23的算法操作结果Z_k，n被并行馈送到自适应混合处理器51。自适应混合处理器51接着执行由 ${\mathrm{\θ}}_k=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|Z_{k,n}\right|}^2----\left(7\right)$ 给定的算法操作。

作为上述算法操作的结果而得到的值θ₁--θ_k等于作用单独指针得到的相乘结果Z_k，n的平均功率。因而值θ₁--θ_k随着叠加到相乘结果上的噪声电平单调变化。

也就是说，象在第一到第四操作模式中得到的值θ₁--θ_k那样，可以认为在第五操作模式中得到的值θ₁-θ_k指示出针对单独指针而得到的相乘结果Z_k，n的可靠度。

因而，针对第五操作模式，根据累加如等式(7)所示的绝对值的平方的简单算法操作，以高精确度选择混合处理的目标并改进传输质量。

虽然在第五实施例中假定通过计算绝对值的平方的累加和来确定针对单独指针的相乘结果Z_k，n的平均功率，但是可以执行一个近似算法操作 ${\mathrm{\θ}}_k=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left|Z_{k,n}\right|$ 以取代等式(7)。通过这种方式，算法次数被大大减少了。

现在描述本发明的第六操作模式。第一操作模式和第六操作模式之间的区别在于使用了不同的过程来执行计算相关的算法操作。在下面的描述中，假定BPSK被用作调制技术。

根据第六操作模式，乘法器68-11，68-12，68-13，68-21，68-22，68-23的算法操作结果Z_k，n被并行馈送到自适应混合处理器51。自适应混合处理器51按照时间序列混合相乘结果以便进行信号检测。通过这种方式，得到了信号检测结果d_n(“1”或“-1”)。

自适应混合处理器51执行算法操作 $S_k={|\frac{1}{N}\·\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{k,n}/d_n|}^2$ $I_k=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|Z_{k,n}\right|}^2-S_k$ 以便确定一个信号部分的功率S_k(此后称作信号部分功率)和一个干扰部分的功率I_k(此后称作干扰部分功率)。

自适应混合处理器51通过执行算法操作 $Z_n=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{k,n}*\·\frac{\√S_k}{I_k}$ 来进行混合处理。

根据上述方案，混合处理是根据值的加权来进行的，该值对应于信号部分功率和干扰部分功率之间的比率。对于在混合处理中包含什么结果则不作任何选择。例如，即使是在使用AGC且各分支的增益均不相同的情况下，也可以得到与通过执行最大比率混合而提供的传输质量改进水平相同的传输质量改进。

虽然假定在上述第二和第六操作中使用BPSK调制技术，但是本发明可以被等价地用于其它的调制技术和信号结构(placement)。

在上述图2的实施例中，在由天线61-1构成的分支中由解扩展器63-11，63-12，63-13构成了三个指针。类似地，在由天线61-2构成的分支中由解扩展器63-21，63-22，63-23构成了三个指针。但是，在各分支中只可以构成一个指针。并且只可以提供一个或多于三个的分支。

虽然没有图示自适应混合处理器51的结构，但是自适应混合处理器51可以由一个单独的DSP构成，直到它能够以期望的精确度处理上述操作。可选地，自适应混合处理器51可以由专门的硬件构成。

虽然在前面的描述中假定本发明被用于直接序列扩展频谱CDMA通信系统，但是也可以把本发明用于任何多址系统。

虽然在前面的传输模式和导频信号格式描述中没有具体描述，但是可以使用许多已知的技术来进行信道估测，其中信道估测单元66-11，66-12，66-13，66-21，66-22，66-23使用上述导频信号估测信道。也应注意，在估测精确度因被分割到对应路径上的接收信号比较微弱而下降的情况下，本发明可被用于任何传输模式和导频信号格式。

虽然在上述实施例中假定阀值是固定的，但是根据无线信道设置控制序列或无线传输通路的状况可以修改该阀值。

虽然第二到第六操作模式中的混合处理与最大比率混合基本相同，但是也可以使用其它的混合模式。例如，在需要使电平最大或得到最佳频带特征以适应被用于无线传输通路的传输模式(所使用的调制模式)的情况下，可以使用带内混合，最小带内发散混合或其它混合模式。

虽然在上述实施例中假定阀值是固定的，但是也可以阀值以适应无线信道设置控制的序列或无线传输通路的状况。

Claims (12)

1.一个无线接收器，其中包括：

多个解调装置，该装置解调通过多个路径接收的无线电波，从而产生相应的解调信号；和

混合装置，该装置执行对上述多个解调装置产生的解调信号进行同步和混合的混合处理；其中

上述混合装置对多个解调装置产生的解调信号进行相关处理，并且根据预定的算法在混合处理过程中除去满足预定条件的解调信号。

2.如权利要求1所述的无线接收器，其中使用一个包含一个已知符号的导频信号来调制接收的无线电波，并且所述混合装置根据一个S/N比是否低于一个预定阀值在混合处理过程中除去一个解调信号，该S/N比对应于一个指示已知符号的信号位置和一个关于信号空间中的导频信号位置的解调信号位置错误之间的比率。

3.一个无线接收器，其中包括：

多个解调装置，该装置以并行方式解调所接收的，使用具有预定格式的导频信号加以调制并通过多个分支中的相应一个分支到达的无线电波，从而获得多个对应于多个分支的解调信号；

多个信道特征估测装置，该装置根据预定的格式从由多个解调装置获得的解调信号中检索出导频信号并根据导频信号点错误估测出信道特征，其中该导频信号是针对由多个分支构成的单独路径的；

多个适用于由上述多个信道特征估测装置确定的信道特征的均衡装置，该装置对由上述多个解调装置获得的多个解调信号进行均衡处理，从而获得对应于多个分支的均衡解调信号；和

混合装置，该装置执行对由上述多个均衡装置获得的均衡解调信号进行混合的混合处理过程，从而产生一个接收信号。

4.如权利要求3所述的无线接收器，其中上述混合装置对由上述多个均衡装置获得的均衡调制信号进行交叉相关处理，并且在针对一个最大交叉相关值，一个累计交叉相关值和一个平均交叉相关值之一而估计出的均衡解调信号交叉相关值低于一个预定阀值时，在混合处理过程中除去该均衡解调信号。

5.如权利要求3所述的无线接收器，其中还包括信号预检测装置，该装置对由多个均衡装置获得的均衡解调信号进行第一信号检测处理，从而获得多个非混合检测结果，并且通过对上述混合装置产生的接收信号进行第二信号检测处理从而得到混合检测结果；其中

上述混合装置接收多个非混合检测结果和由信号预处理装置所得到的混合检测结果，用混合检测结果对多个非混合检测结果中的每一个进行相关处理，并且在针对一个最大交叉相关值，一个累计交叉相关值和一个平均交叉相关值之一而估计出的均衡解调信号交叉相关值低于一个预定阀值时，在混合处理过程中除去该均衡解调信号。

6.如权利要求3所述的无线接收器，其中还包括信号预检测装置，该装置通过对由上述多个均衡装置获得的均衡解调信号进行限幅器功能处理从而获得多个非混合固定振幅信号，并且通过对混合装置产生的接收信号进行限幅器功能处理从而得到混合固定振幅信号；其中

所述混合装置接收多个非混合固定振幅信号和信号预处理装置所得到的混合固定振幅信号，用混合固定振幅信号的相位部分对多个非混合固定振幅信号中的每一个的相位部分进行相关处理，并且在针对一个最大交叉相关值，一个累计交叉相关值和一个平均交叉相关值之一而估计出的均衡解调信号交叉相关值低于一个预定阀值时，在混合处理过程中除去该均衡解调信号。

7.如权利要求4所述的无线接收器，其中上述混合装置交叉相关由上述多个均衡装置所获得的均衡调制信号，确定各均衡调制信号的自相关值，并且在针对一个最大交叉相关值，一个累计交叉相关值和一个平均交叉相关值之一而估计出的均衡解调信号交叉相关值和自相关值低于一个预定阀值时，在混合处理过程中除去该均衡解调信号。

8.如权利要求5所述的无线接收器，其中上述混合装置确定各均衡调制信号的自相关值，并且在针对一个最大交叉相关值，一个累计交叉相关值和一个平均交叉相关值之一而估计出的均衡解调信号交叉相关值和自相关值低于一个预定阀值时，在混合处理过程中除去该均衡解调信号。

9.如权利要求3所述的无线接收器，其中上述混合装置确定出由上述多个均衡装置所获得的各个均衡调制信号的电平，并且在针对一个最大电平，一个累计电平和一个平均电平之一而估计出的均衡解调信号电平低于一个预定阀值时，在混合处理过程中除去该均衡解调信号。

10.如权利要求3所述的无线接收器，其中在针对第一和第二平均值中的一个值的最大值，第一和第二平均值中的一个值的累计值及第一和第二平均值中的一个值的平均值之一而估计出的第一平均值和第二平均值中的一个值低于一个预定阀值时，上述混合装置在混合处理过程中除去该均衡解调信号，第一平均值是均衡解调信号的瞬时值的平均值，而第二平均值是瞬时值的绝对值的平均值。

11.如权利要求4所述的无线接收器，其中上述混合装置确定出包含一个针对所有均衡解调信号组合的自相关值的相关值，并且通过从相关值中减去自相关值得到一个交叉相关值。

12.如权利要求3所述的无线接收器，其中还包括：

信号预检测装置，该装置通过对由上述多个均衡装置获得的均衡解调信号的总和进行信号检测从而获得总和所指示的信号点；

信号电平计算装置，该装置针对由上述信号预检测装置所得到的信号点，对由上述多个均衡装置获得的均衡解调信号的每一个进行规一化处理，从而得到一个信号部分的电平；

干扰电平计算装置，该装置计算各均衡解调信号的电平与信号电平计算装置所获得的电平之间的差值，从而得到一个干扰部分的电平；其中

所述混合装置通过把各个均衡解调信号与一个加权因子相乘来进行混合处理，该加权因子等于上述信号电平计算装置所确定的信号部分电平与上述干扰电平计算装置所确定的干扰电平之间的一个比率。

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