CN100342738C - 用于功率估计的装置和方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于估计移动通信系统中下行链路宽带干扰功率和噪声功率的设备(1)和方法。通过利用与若干基站的多径信道(3)匹配的滤波器(6)，可区分并计算来自这些基站的接收功率(I₁，I_j，I_J)。估计多径信道(3)的脉冲响应，并使滤波器匹配成使得每个滤波器的脉冲响应是所述多径信道之一的估计脉冲响应的时间逆的复共轭。将白噪声模型化为已经过单射线信道(4)的信号。接收的噪声功率(I_J+1)借助来自匹配滤波器的输出信号和总接收信号来估计。

Description

用于功率估计的装置和方法

技术领域

本发明涉及通信系统和方法，更具体地说涉及源于若干不同基站和白噪声的接收信号功率的估计。

背景技术

在蜂窝通信系统中，通过与基站通信来为若干用户终端(通常为移动台)提供到无线接入网络的无线接入。从用户终端到基站的通信称为上行通信，而从基站到用户终端的通信称为下行通信。

为蜂窝移动通信系统分配了一定频谱，以便在用户终端和基站之间进行无线电通信。当几个用户终端同时向系统请求无线服务时，必须采用在多个用户之间共享可用频谱的技术。存在几种不同类型的多址技术，如频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)和码分多址(CDMA)。

在CDMA系统中，扩频技术用于通过采用唯一的扩频码调制数据调制载波信号来定义信道。扩频码是一种将原数据调制的载波扩展到已分配频谱的一个很宽部分上的码。扩频码的每个值称为一个码片，并具有与数据速率相同或比之更快的码片速率。

在移动通信中，多径传播是由反射(回波)产生的，这意味着传输信号在不同的批次中以不同的延迟到达接收器。多径传播会引起不需要的干扰噪声，这些噪声会降低用户终端和基站之间无线电通信的质量。降低无线电通信质量的噪声也可由其它基站和用户终端的干扰以及热噪声引起。

为补偿干扰的不利影响，已研制出几种用于处理造成干扰的接收扩频信号的技术。随着这些技术的发展，对CDMA接收器上的宽带干扰和白噪声进行功率估计的需求正在逐渐增加。

国际专利申请WO 01/01595 A1讨论了三种用于估计下行方向上CDMA接收器处的干扰和白噪声的功率的不同方法。根据第一种方法，基站将正从该基站发射的所有信号的功率电平通知给移动台。移动台可采用常规装置计算它所接收的功率的估计，随后利用该基站信息来确定干扰的相关接收功率的估计。利用采用常规装置获得的干扰的相关功率的这一估计和总接收功率的估计，可得到噪声功率(源于不同于在服务基站的其它基站和热噪声的干扰)的估计。

根据国际专利申请WO 01/01595 A1中提及的第二种方法，基站将小区中使用的有效信道化码通知给移动台。随后，移动台可采用常规装置计算每个有效码信道的接收功率的估计，并将它们加在一起，以确定干扰的接收功率的估计。利用采用常规装置获得的干扰的接收功率的这一估计以及总接收功率的估计，可得到噪声功率(源于不同于在服务基站的其它基站的干扰和热噪声)的估计。

根据国际专利申请WO 01/01595 A1中提及的第三种方法，移动台盲检测哪个码信道有效，哪个无效。移动台随后可以采用常规装置计算每个有效码信道的接收功率的估计，并将它们加到一起以确定干扰的接收功率的估计。利用采用常规装置获得的干扰的接收功率的这一估计和总接收功率的估计，可得到噪声功率(源于不同于在服务基站的其它基站和热噪声的干扰)的估计。

存在多个与上述讨论的三种方法相关的缺点。前两种方法实际上是无效的，因为目前的WCDMA和CDMA2000标准不支持这两种方法所需的信令。此外，根据第三种方法，盲检测码使用状态非常耗时，因为必须要检查所有可能的码(例如256或128个码)。此外，所有这三种方法均假定只有正服务移动台的基站的信号非常强，而来自其它基站的信号非常弱，并可模型化为白噪声。然而，这种假设在小区边缘即在切换区域并不成立。

发明内容

本发明的目的是提供一种方法和装置，用于估计源于若干基站的接收功率，以及根据本发明的实施例还估计白噪声的接收功率。

特别地，本发明提供一种用于功率估计的装置，该装置适合于估计接收器中接收的一组信号的功率，该组信号是来自一组基站的信号，其中每个信号经过了空中接口的多径信道，其特征在于，该装置包括：一组各自用于对接收的总信号滤波的滤波器，其中该滤波器组中的每个滤波器与相应一个基站的多径信道之一的标准化模型匹配；以及计算部件，其用于基于该滤波器组的输出信号计算源于所述基站组中每个基站的接收功率的估计。

本发明还提供一种用于功率估计的方法，该方法包括估计接收器中接收的一组信号的功率，该组信号是来自一组基站的信号，其中每个信号经过了空中接口的多径信道，该方法的特征在于下列步骤：通过一组并联的滤波器对接收的总信号滤波，其中所述滤波器组的每个滤波器与相应一个基站的多径信道之一的标准化模型匹配；以及基于所述滤波器组的输出信号，计算源于所述基站组中的每个基站的接收功率的估计。

本发明的实施例利用了与若干周围基站的多径信道匹配，以确定下行干扰功率的估计的滤波器。匹配滤波器用于区分源于不同基站的接收功率。

白噪声可模型化为经过单射线(single-ray)信道的信号。根据本发明，接收噪声功率可根据匹配滤波器的输出信号和总接收信号进行估计。

根据第一方面，本发明提供了一种功率估计装置。该装置适合于估计接收器中接收的一组信号的功率。该组信号是来自一组基站的信号。来自这些基站的每个信号已经过了空中接口的一条多径信道。该装置包括一组各自用于对接收的总信号滤波的滤波器。每个滤波器与所述基站中相应的一个基站的一条多径信道的标准化模型(nomalized model)匹配。该装置还包括用于基于这组滤波器的输出信号计算源于这组基站中的各基站的接收功率的估计的部件。

根据第二方面，本发明提供了用于估计接收器中接收的一组信号的功率的方法。这组信号是来自一组基站的信号。来自这些基站的每个信号已经过了空中接口的一条多径信道。该方法包括通过一组并联滤波器来对接收的总信号滤波的步骤。每个滤波器与所述基站中相应的一个基站的一条多径信道的标准化模型匹配。该方法还包括基于这组滤波器的输出信号计算源于这组基站中各基站的接收功率的估计的步骤。

本发明的优点在于，与以上讨论的现有技术解决方案不同，它不要求对现有标准如CDMA标准作任何修改，因为根据本发明的方法和装置不要求任何增加的信令来产生功率估计。因此，本发明不会为得到干扰功率和噪声功率的估计而造成任何增加的信令负担。

本发明的另一优点是，它并不像以上讨论的现有技术方法之一一样耗时，因为它不需要检查大量信道化码的状态。

本发明的另一优点是，它允许甚至在来自几个基站的信号可能具有相对高且相当强度的小区边缘上也可得到对干扰功率的良好估计。

在结合附图阅读如下详细说明后，可清楚本发明实施例的其它优点和目的。

附图说明

图1是说明移动接入网小区以及位于其中的移动台和基站的示意框图。

图2是说明根据本发明的功率估计器的示意框图。

图3是说明将本发明用于估计有效干扰加噪声功率的示意框图。

具体实施方式

下面将参照附图更全面地说明本发明，附图中显示了本发明的优选实施例。然而，本发明也可以许多种不同的形式实施，并且不应解释为受限于这里陈述的实施例；相反，提供这些实施例的目的是使本公开内容透彻而完整，以及向本领域的那些技术人员充分地传达本发明的范围。在这些图中，类似的标号指类似的单元。

根据本发明，提供了用于在CDMA接收器中分别对源于周围基站和白噪声的接收功率进行估计的功率估计器。

图1是CDMA系统中移动接入网20的小区C1-C7的示意性图示。每个小区由一个基站BS1-BS7服务。位于小区C1内的移动台MS1由基站BS1服务。然而，移动台MS1也可检测来自其它基站如基站BS2、BS3和BS7的信号，这些其它基站分别服务位于小区C2、C3和C7中的移动台MS。来自其它基站的信号是造成移动台MS1所受干扰的因素。从基站到移动台MS1的由于反射引起的信号包括沿不同路径传播的信号分量，即该信号经过了多径信道。本发明涉及用于在CDMA接收器中确定和区分源于若干基站和白噪声的接收信号功率的装置和方法。CDMA接收器可以是移动台MS1的接收器，移动台MS1可以是任何类型的移动台，如移动电话、便携式计算机、PDA等。

在CDMA系统中，由于来自发送器的接收信号已经过多径信道，因此它实际上是有色的。

对于CDMA上行链路，可以假设基站BS1-BS7上接收的总信号是白信号，因为它由来自许多不同移动台MS的分量组成，并且由于功率控制的作用，这些功率大致彼此相当。

对于CDMA下行链路，可依据接收的总信号的组成作出不同的假设。

如果移动台上接收的总信号包括来自许多基站的分量，并且不同分量的功率大致彼此相当，则可假设接收的总信号是白信号。然而此假设在实际的蜂窝系统中并不有效。

如果移动台上接收的总信号主要来自一个基站，则该接收的总信号显然是有色的。如果接收的总信号的剩余部分来自许多基站，并且它们的功率大致彼此相当，则可假设该信号的剩余部分是白信号。这后一种情况对应于移动台位于小区中心附近的情形。

如果移动台上接收的总信号主要来自几个基站，并且它们的功率大致彼此相当，则接收的总信号显然是有色的。如果接收的总信号的剩余部分来自许多基站，并且它们的功率大致彼此相当，则可假设接收的总信号的剩余部分是白信号。这后一种情况对应于移动台处于切换区域中小区边缘附近的情形。

应当注意，白信号可模型化为经过单射线信道的信号。

假设接收的总信号主要来自J个基站(其中J＝1-3或4)。基站的多径信道的脉冲响应可表示为

$h_j\left(n\right)=\underset{l=1}{\overset{L_j}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_{\mathrm{jl}}\·\mathrm{\δ}(n-(l-1)),j=1,...,J---\left(1\right)$

其中n是用码片表示的时间，L_j是第j条多径中射线的数量，而a_j1是第j多径信道的第1条射线的复射线加权(complex ray weight)。

假设单位功率增益：

${\mathrm{gh}}_j=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{\left|\right|h_j\left(n\right)\left|\right|}^2=\underset{l=1}{\overset{L_j}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|{\mathrm{\α}}_{\mathrm{jl}}\left|\right|}^2=1,j=1,...,J---\left(2\right)$

如果实际多径信道的功率增益不是单位一，则将多径信道标准化，使得标准化的多径信道具有单位功率增益。如下将会说明，根据本发明，只有标准化多径信道才应当用于功率估计器功能块中。多径信道可通过采用为本领域技术人员所熟知的用于多径信道估计的技术来进行估计。这些技术可能涉及在RAKE接收器的每个耙指上将公共或者专用导频符号解扩，随后对一定时间内的连续量值取平均。有关多径信道的更多信息可参见1995年由Addison-WesleyWireless Communications出版、由Viterbi，Andrew J.所著的“CDMA：扩频通信原理”一书第4.4章。

将接收的总信号的剩余部分模型化为白噪声。为一致起见，假设该信号经过了具有如下脉冲响应的单射线信道

                   h_J+1(n)＝δ(n)，                               (3)

因此单射线信道具有单位功率增益：

                   gh_J+1＝1，

如果x(n)代表多径信道的输入信号矢量，则每条多径信道的输出信号表示为

         y_j(n)＝h_j(n)*x_j(n)    j＝1，...，J+1                     (4)，

并且，其功率为

         I_j＝E[‖y_j(n)‖²]＝E[‖x_j(n)‖²]＝P_j    j＝1，...，J+1   (5)，

其中

         P_j＝E[‖x_j(n)‖²]，    j＝1，...，J+1                    (6)

为每条多径信道的发射功率。

因此在接收器前端上接收的总信号可表示为

$y\left(n\right)=\underset{j=1}{\overset{J+1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_j\left(n\right)=\underset{j=1}{\overset{J+1}{\mathrm{\Σ}}}\left(h_j\left(n\right)*x_j\left(n\right)\right),---\left(7\right)$

其中x_j(n)是独立且恒等的分布，并且接收的总信号的功率是

$I_{\mathrm{tot}}=E\left[{\left|\right|y\left(n\right)\left|\right|}^2\right]=\underset{j=1}{\overset{J+1}{\mathrm{\Σ}}}{I}_j---\left(8\right).$

根据本发明，提供了一种功率估计器，其适合于分别估计出源于J个基站的接收功率以及白噪声的功率，即“I_j”，其中j＝1、...、J+1。I₁是源于第一基站的接收功率，I₂是源于第二基站的接收功率等等，I_J+1是源于白噪声的接收功率。

在CDMA接收器上，假设信道估计功能已经估计了所有J条多径信道的脉冲响应，并且h_J+1(n)＝δ(n)对于接收器而言总是已知的。根据本发明的功率估计器包括一组匹配滤波器，这些滤波器与多径信道匹配，使得滤波器的脉冲响应是相应多径信道的脉冲响应的时间逆的共轭。令r_j(n)表示与信道j匹配的滤波器j的脉冲响应，则

$r_j\left(n\right)=h_j^{*}(-n),j=1,...,J+1---\left(9\right)$

其中h^*(n)是h(n)的共轭，即h^*(-n)＝Re(h(-n))-j·Im(h(-n))。

匹配滤波器模型化为抽头延迟线。如果多径信道的脉冲响应是

$h\left(n\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_l\·\mathrm{\δ}(n-{\mathrm{\τ}}_l)---\left(10\right)$

其中L是多径信道中射线的数量，a₁是第1条射线的复射线加权，而τ₁是第1条射线的射线时延，则相应匹配滤波器是

$r\left(n\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{conj}\left({\mathrm{\α}}_l\right)\·\mathrm{\δ}(n+{\mathrm{\τ}}_l)---\left(11\right)$

每个匹配滤波器的输出信号表示为

${\mathrm{ry}}_j\left(n\right)=r_j\left(n\right)*y\left(n\right)$

$=\underset{i=1}{\overset{J+1}{\mathrm{\Σ}}}(r_j\left(n\right)*h_i\left(n\right)*x_i\left(n\right))$

$=\underset{i=1}{\overset{J+1}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{eh}}_{\mathrm{ji}}\left(n\right)*x_i\left(n\right)),j=1,...,J+1---\left(12\right)$

其中：

${\mathrm{eh}}_{\mathrm{ji}}\left(n\right)=r_j{\left(n\right)*h}_i\left(n\right)$

$=h_j^{*}(-n)*h_i\left(n\right),i,j=1,...,J+1$

其中运算符“*”表示线性卷积运算。每个匹配滤波器的输出信号的功率是

${\mathrm{Pr}}_j=E\left[{\left|\right|{\mathrm{ry}}_j\left(n\right)\left|\right|}^2\right]$

$=\underset{i=1}{\overset{J+1}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{geh}}_{\mathrm{ji}}\·P_i)$

$=\underset{i=1}{\overset{J+1}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{geh}}_{\mathrm{ji}}\·I_i),j=1,...,J+1---\left(13\right)$

其中：

${\mathrm{geh}}_{\mathrm{ji}}=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{\left|\right|{\mathrm{eh}}_{\mathrm{ji}}\left(n\right)\left|\right|}^2={\mathrm{geh}}_{\mathrm{ij}},i,j=1,...,J+1,$

尤其是

          Pr_J+1＝E[‖ry_J+1(n)‖²]＝E[‖y(n)‖²]＝I_tot        (14)

这是因为与标准化单射线信道的模型匹配的滤波器对应于全通线(full pass line)，即滤波器的输出正好与输入相同。

在(13)中，geh_ji是第I条多径信道的级联滤波器和第j个匹配滤波器的功率增益。

(13)中的线性等式组可用矩阵形式表示为

               Pr＝geh·I                                    (15)

其中P_r是带有元素P_rj的(J+1)乘1的列矢量，I是带有元素I_j的(J+1)乘l的列矢量，geh是带有元素geh_ji的(J+1)乘(J+1)的矩阵。等式(15)的解为：

              I＝geh^-1·Pr                                   (16)

因此，根据本发明的功率估计器需要能够使矩阵geh倒置，以便导出I的解，I由源于J个基站的接收功率和白噪声的功率构成。因此，根据本发明的功率估计器包括矩阵除法运算块。

只要功率P_rj和信道脉冲响应h_j(n)的估计足够准确，便可以相当好的精度估计出源于基站j的接收功率I_j。

应当注意，为使本发明的功率估计器能够利用匹配滤波器区分不同基站的接收功率，来自不同基站的信号不可能具有相同的功率频谱。换言之，等式(16)要求：

$h_j\left(n\right)\≠h_i\left(n\right)\mathrm{or}{h}_i^{*}(-n),\mathrm{forj}\≠\mathrm{iandj},i=1,...,J+1$

即：

      ‖H_j(m)‖≠‖H_i(m)‖，for j≠i and j，i＝1，...，J+1      (17)

这是本发明的缺点。然而，如果来自两个基站的相应多径信道的输出信号y_j和y_i具有相同的相关特征，则从应用的观点来看，估计源于两个基站的接收功率之和I_j+I_I应当是令人满意的，并且，根据本发明的功率估计器也可以估计出此和。

图2显示了根据本发明，设在CDMA接收器2中的功率估计器1的原理框图。CDMA接收器接收总信号y(功率为I_tot)，该总信号由来自J个基站的接收信号分量y₁(功率为I₁)、...、y_j(功率为I_j)、...、y_J(功率为I_J)和假设为白噪声的噪声信号分量y_J+1(功率为I_J+1)组成。来自J个基站的接收信号分量源于已经过J条多径信道3的发射信号x₁(功率为P₁)、...、x_j(功率为P_j)、...、x_J(功率为P_J)。将这些多径信道3模型化为具有脉冲响应h₁(n)、...h_j(n)、...h_J(n)。由于假设噪声信号分量是白噪声，因此此信号分量可模型化为经过脉冲响应为h_J+1(n)＝δ(n)的单射线信道4的发射信号x_J+1(n)。根据本发明的功率估计器包括信道估计器块5，其适合于利用本领域技术人员所熟知的算法来估计J条多径信道的脉冲响应。功率估计器1还包括一组匹配滤波器6，这些滤波器与J条多径信道3和单射线信道4匹配。这组匹配滤波器需要能够区分总接收信号中源于不同基站和白噪声的不同信号分量的功率。匹配滤波器的输出信号的功率用于功率估计器1的矩阵除法运算块7，以导出J个不同基站的接收功率和白噪声的功率。

如上所述，存在几种用于在CDMA系统中执行信道估计的技术。在根据本发明的功率估计器中使用的信道估计器5由此可采用根据现有技术的硬件实现方案，如IS-95系统中应用的信道估计器硬件来实现。信道估计的质量对于根据本发明的信道估计器的性能是至关重要的。需要支持软切换的CDMA移动台来为活动集内的所有基站提供多径信道估计。因此，本发明可利用这种移动台的现有信道估计功能，并将估计出的信道脉冲响应输出到根据本发明的功率估计器。因此，对于本发明的功率估计器，并不需要专用的信道估计器。

匹配滤波器组6可实现为具有解扩序列“1”的特殊RAKE接收器。因此，可将标准CDMA块用于实现根据本发明的功率估计器的匹配滤波器组。

矩阵除法运算块7的实现可能需要新硬件和/或软件，但它也可采用普通CDMA接收器的标准数字信号处理器算法来实现此功能块，从而不需要任何新硬件，而只需要对现有软件进行少量修改。

根据以上讨论可清楚，当在根据现有技术的CDMA接收器中实现本发明时，唯一增加的硬件可能是匹配滤波器组。由此说明书，本领域的技术人员显然会清楚，可以如何利用已知硬件和软件，通过适当修改来实现本发明。

本发明的另一方面是功率估计器要估计源于其的接收功率的基站的数量，即J。移动台适合于连续搜索信号质量足够好的基站，以便进行切换。J是由移动台所发现的可检测基站的数量。J可以变化，本发明并不局限于J的任何特定值。通常，移动台上接收的总信号主要来自1到4个基站，因此J的一般范围从1到4。J的合适值取决于移动台在小区内的位置。例如，在小区中心位置，J一般等于1，而在小区边缘(在软切换期间)，J通常在2到4的范围内。可定义阈值，以便在功率估计器中提供对源于特定基站的功率的估计。例如，所述阈值可设为3dB，使得仅当基站的公共导频信道(CPICH)接收信号码功率(RSCP)高于任何基站的最高CPICH RSCP减去3dB阈值时，才估计源于特定基站的接收功率。然而，也存在确定J的其它方法，本发明不限于用于确定J的任何特定方法。

以上我们假设，除了来自J个强基站的信号分量以外，总接收信号还包括白噪声的信号分量。此噪声分量由来自弱基站(即不同于上述J个强基站的其它基站)的信号和热噪声构成。如果可以确定噪声分量非常小，且可以忽略，则可确定源于J个基站的接收功率，同时无需再计算从白噪声接收的功率。在这种情况下，可以省去与标准化单射线信道的模型匹配的滤波器。

估计的干扰功率，即源于不同基站的估计的接收功率可以许多种方式应用于CDMA系统中。

估计的干扰功率可用于计算几何因子(GF)：

${\mathrm{GF}}_j=\frac{I_j}{I_{\mathrm{tot}}-I_j},j=1,...,J---\left(18\right)$

几何因子是源于移动台在服务基站的接收功率和源于所有其它基站的接收功率之间的比率。通常，几何因子测量移动台在网络中的位置。高的几何因子值意味着移动台非常接近在服务基站或小区中心，而低的几何因子值意味着移动台接近小区边界。估计的几何因子可用于控制移动台的参数，例如滤波器参数和确定小区搜索执行频度的参数。该几何因子也可发送到无线接入网络，以用于无线电网络诊断目的。

功率控制意图使有效干扰加噪声功率是所关心的，这可采用由根据本发明的功率估计器提供的功率估计来计算。

假设基站j是在服务基站，并且移动台正在接收来自它的信号。解扩后有效干扰加噪声功率可计算为，

$\mathrm{Var}\left({\mathrm{ru}}_{\mathrm{desired}}\right)=\frac{1}{\mathrm{SF}}(E\left({\left|\right|\mathrm{ry}\left(n\right)\left|\right|}^2\right)-I_j\·{\left|\right|\mathrm{eh}0\left|\right|}^2)---\left(19\right)$

其中：

$\mathrm{eh}0=\mathrm{eh}\left(0\right)=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}(r(-n)\·h_j\left(n\right))---\left(20\right)$

h_j(n)是相应于基站j的标准化多径脉冲响应，而I_j是从基站j接收的功率。ru_desired是期望用户的恢复数据符号，SF是此用户的扩频因子。eh0是零时刻时多径信道的级联滤波器和接收器滤波器的复抽头加权。期望用户的数据符号在此抽头上被恢复。r(n)可以是任何通用片级滤波器(chip-level filter)，例如在RAKE接收器的情况下是匹配滤波器，而在G-RAKE接收器(通用RAKE接收器)的情况下是MMSE(最小均方误差)均衡器。3GPP中定义的干扰信号码功率(ISCP)可计算为

$\mathrm{ISCP}=\frac{1}{{\left|\right|\mathrm{eh}0\left|\right|}^2}\·E\left({\left|\right|\mathrm{ry}\left(n\right)\left|\right|}^2\right)-I_j---\left(21\right)$

通常将接收器滤波器标准化，使得

                       eh0＝1

图3说明可如何估计解扩信号的有效干扰加噪声功率。接收的总信号y馈送给接收器滤波器r(n)，随后由SCj^*解扰，SCj^*是复加扰码SC的共轭。之后，通过CC将该信号解扩，CC是分配给期望用户的信道化编码，即IS-95系统中的Walsh码或WCDMA系统中的OVSF码。这样，期望用户的数据符号得以恢复。如块10所示，根据本发明，随后可通过应用源于基站的估计干扰功率来计算有效干扰加噪声功率，其中INnb是解扩运算之后测量的有效干扰加噪声功率，而INwb是解扩运算之前的等效宽带干扰加噪声功率。

此外，由本发明提供的功率估计还在构造G-RAKE接收器或MMSE均衡器时有用。构造G-RAKE接收器或MMSE均衡器需要有关接收的总信号的自相关函数的知识。此函数可由标准化多径信道h_j(n)和接收功率I_j如下导出：

$\mathrm{ac}\left(\mathrm{\τ}\right)=\underset{j=1}{\overset{J+1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{ac}{\left(\mathrm{\τ}\right)}_j=\underset{j=1}{\overset{J+1}{\mathrm{\Σ}}}(I_j\·({h_j}^{*}(-n)*h_j\left(n\right)))$

       and

          τ＝-(K-1)，...，(K-1)，K＝max{L_j，j＝1，...，J    (22)

从上述讨论，显而易见的是，由根据本发明的功率估计器提供的功率估计可以许多种方式应用于CDMA系统中。与根据现有技术的干扰功率估计的方法和装置相比较，本发明的优点在于，根据本发明的方法和装置将不需要对当前CDMA标准作任何修改，并且不会造成任何增加的信令负担。

在附图和本说明书中，已公开了本发明的典型的优选实施例，虽然使用了特定的术语，但它们只在一般的、说明性的意义上使用，不是为了进行限制，本发明的范围在如下权利要求中阐明。

Claims (23)

1.一种用于功率估计的装置(1)，该装置适合于估计接收器(2)中接收的一组信号的功率，该组信号是来自一组基站(BS1-BS7)的信号，其中每个信号经过了空中接口的多径信道(3)，其特征在于，该装置包括：

一组各自用于对接收的总信号(y(I_tot))滤波的滤波器(6)，其中该滤波器组中的每个滤波器与相应一个基站的多径信道之一的标准化模型匹配；以及

计算部件(7)，其用于基于该滤波器组的输出信号计算源于所述基站组中每个基站的接收功率的估计。

2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，计算部件还适合于基于所述滤波器组的输出信号和接收的总信号来计算源于基站组中的每个基站的接收功率和源于白噪声的接收功率的估计。

3.如权利要求2所述的装置，其特征在于，计算部件适合于通过求解如下给出的等式系统来计算源于基站组中的每个基站的接收功率和源于白噪声的接收功率的估计：

                    I＝geh^-1·Pr，

其中I是以源于基站组中的每个基站的接收功率和源于白噪声的接收功率的估计为元素的列矢量，geh^-1是以与滤波器组的相应匹配滤波器级联的相应一个标准化多径信道模型的功率增益为元素的矩阵的逆，以及Pr是以滤波器组的输出信号的功率和总接收信号的功率为元素的矢量。

4.如权利要求1-3中任何一项所述的装置，其特征在于，该滤波器(6)组中的每个滤波器与相应的多径信道(3)匹配，使得该滤波器的脉冲响应是标准化多径信道的脉冲响应的估计的时间逆的共轭。

5.如权利要求1-3中任何一项所述的装置，其特征在于，该装置还包括信道估计器(5)，其用于估计多径信道(3)的脉冲响应。

6.如权利要求1-3中任何一项所述的装置，其特征在于，所述滤波器由解扩序列等于1的RAKE接收器来实现。

7.如权利要求1-3中任何一项所述的装置，其特征在于，该装置适合于估计源于在公共导频信道上从中接收的信号码功率高于预定阈值的基站(BS1-BS7)的接收信号功率。

8.如权利要求1-3中任何一项所述的装置，其特征在于，该装置是移动台(MS1)的CDMA接收器(2)的一部分。

9.如权利要求1-3中任何一项所述的装置，其特征在于，该装置还包括用于基于源于所述基站的接收功率的估计来计算几何因子的部件。

10.如权利要求1-3中任何一项所述的装置，其特征在于，该装置还包括用于基于源于所述基站的接收功率的估计来计算有效的干扰加噪声功率的部件。

11.如权利要求1-3中任何一项所述的装置，其特征在于，该装置还包括用于基于源于所述基站的接收功率的估计来计算接收的总信号的自相关函数的部件。

12.一种用于功率估计的方法，该方法包括估计接收器(2)中接收的一组信号的功率，该组信号是来自一组基站(BS1-BS7)的信号，其中每个信号经过了空中接口的多径信道(3)，该方法的特征在于下列步骤：

通过一组并联的滤波器(6)对接收的总信号(y(I_tot))滤波，其中所述滤波器组的每个滤波器与相应一个基站的多径信道之一的标准化模型匹配；以及

基于所述滤波器组的输出信号，计算源于所述基站组中的每个基站的接收功率的估计。

13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，所述计算步骤包括：基于所述滤波器组的输出信号和接收的总信号，计算源于所述基站组中每个基站的接收功率和源于白噪声的接收功率的估计。

14.如权利要求13所述的方法，其特征在于，可通过求解如下给出的等式系统计算源于所述基站组中每个基站的接收功率和源于白噪声的接收功率的估计：

                I＝geh^-1·Pr，

其中I是以源于所述基站组中每个基站的接收功率和源于白噪声的接收功率的估计为元素的列矢量，geh^-1是以与所述滤波器组的相应匹配滤波器级联的相应一个标准化多径信道模型的功率增益为元素的矩阵的逆，以及Pr是以所述滤波器组的输出信号的功率和总接收信号的功率为元素的矢量。

15.如权利要求12-14中任何一项所述的方法，其特征在于，所述滤波器(6)组中的每个滤波器与相应的多径信道(3)匹配，使得该滤波器的脉冲响应是标准化多径信道的脉冲响应的估计的时间逆的共轭。

16.如权利要求12-14中任何一项所述的方法，其特征在于，该方法还包括下列步骤：

估计多径信道(3)的脉冲响应，以及

基于多径信道的估计脉冲响应，确定滤波器的特征。

17.如权利要求12-14中任何一项所述的方法，其特征在于，该方法还包括确定估计源于其的接收功率的基站(BS1-BS7)的步骤，其中如果在某个基站的公共导频信道上的接收信号码功率高于预定阈值，则确定估计源于该基站的接收功率。

18.如权利要求12-14中任何一项所述的方法，其特征在于，所述接收器是移动台(MS1)的CDMA接收器(2)。

19.如权利要求12-14中任何一项所述的方法，其特征在于，该方法还包括基于源于所述基站的接收功率的估计来计算几何因子的步骤。

20.如权利要求19所述的方法，其特征在于，该方法还包括基于计算的几何因子来控制移动台的终端参数的步骤。

21.如权利要求19所述的方法，其特征在于，该方法还包括基于计算的几何因子来导出无线电网络诊断程序的步骤。

22.如权利要求12-14中任何一项所述的方法，其特征在于，该方法还包括基于源于所述基站的接收功率的估计来计算有效的干扰加噪声功率的步骤。

23.如权利要求12-14中任何一项所述的方法，其特征在于，该方法还包括基于源于所述基站的接收功率的估计来计算接收的总信号的自相关函数的步骤。

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