CN1324524A

CN1324524A - 瑞克接收机

Info

Publication number: CN1324524A
Application number: CN99812580.6A
Authority: CN
Inventors: 埃萨·蒂罗拉; 尤哈·伊利塔罗
Original assignee: Nokia Networks Oy
Current assignee: Nokia Oyj; Nokia Technologies Oy
Priority date: 1999-11-26
Filing date: 1999-11-26
Publication date: 2001-11-28
Anticipated expiration: 2019-11-26
Also published as: US6529545B2; CN1148889C; NO20011494D0; ES2264586T3; NO20011494L; US20010017883A1; DE69931521D1; DE69931521T2; AU772722B2; AU1660400A; EP1145459B1; EP1145459A1; WO2001013530A1

Abstract

本发明涉及一种使用IR的CDMA系统的瑞克接收机。该瑞克接收机包括至少两个天线分支(232A,232B),至少一个瑞克触头(270A,270B),以及一个延迟估计器(290A)。该延迟估计器(290A)包括解扩器(296A,296B)和用于选择至少一个延迟的分配器(264),通过那一延迟接收多径传播的信号分量,并且分配瑞克触头(270A,270B)用于处理通过通知所发现的延迟的瑞克触头(270A,270B)而找到的信号分量。延迟估计器(290A)进一步包括:信道估计器(292),用于产生干扰信号的干扰估计器(292),用于向每个天线分支(232A,232B)提供将信号对干扰并且噪声比(SINR最大化的加权系数的加权系数部分(292),用于使导频部分乘以一个加权系数的乘法器(294A,294B),以及天线分支加法器(298A),用于把通过分开的天线分支(232A,232B)接收的并且乘以了加权系数的解扩的导频部分合并为一个合并的导频信号,在分配器(264)中选择是基于合并的导频信号。

Description

瑞克接收机

本发明涉及一种使用码分多址(CDMA)方法的无线电系统的瑞克接收机。

在无线电系统中，使用各种分集方法来增加覆盖区域和/或系统容量。关于本公开，感兴趣的是空间分集，即天线分集、极化分集以及多径分集。空间分集表示天线被定位为彼此相距甚远以便在经分开的天线接收的信号之间实现一种充分的解相关。一种感兴趣的极化分集是隐含的极化，即一个信号在一个极化级上发送，但是却通过交叉极化的天线接收。多径分集是指通过多径传播的信号分量的分集，此分集在诸如CDMA系统之类的一个系统中是可用的，其中，信号的带宽比信道的相干带宽宽许多。

在一个CDMA系统中，在接收处使用一个瑞克接收机来分开多径传播的信号分量。一般来说，随后必须通过所使用的一个扩展码的至少一个码片来把信号分量彼此分开。瑞克接收机包括瑞克触头，并且，在这些触头的每一个中发生解扩和分集合并。另外，该接收机包括一个延迟估计器，其具有用于每个天线分支的一个匹配滤波器以及用于瑞克触头的一个分配模块。在匹配滤波器中，由不同的延迟对通过用于信号扩展的一个扩展码接收的一个信号进行相关，那么例如与一个码片同步的扩展码的定时被改变。当相关很高时，则一个多径传播的信号分量被发现并且能因此在所发现的延迟处接收它。

在无线电路径上，信号将不仅包括期望信号而且还包括由其他用户或系统引起的噪声和干扰。在利用分集的系统中，例如可以通过最大比值合并(MRC)方法来减小噪声和干扰的影响，其中，依比例而随着分开的天线分支中的信号功率来对通过分开的天线接收的信号进行加权。然而，这种方法预先假定每个天线的干扰是独立的。在实际的蜂窝无线网络中，此假定并不总是实际的，但是在每个天线处出现相同的干扰却是可能的。

对于干扰抑制合并(IRC)方法却没有这样的限制；然而，只有在利用时分多址(TDMA)方法的系统中已使用了该方法，这些系统常常不能分开多径传播的信号分量。在此处，一种IRC方法是指自适应射束构成(信号的最佳合并)，通过它依比例而随着干扰和噪声的功率而将信号功率最大化，即把信号对干扰和噪声比(SINR)最大化。现在，我们将集中关注接收机的码捕获模块或者延迟估计器。它由匹配滤波器和用于瑞克触头分配的一个分配器组成。匹配滤波器的任务是使被扩展并被扰频的导频序列与复共扼天线信号匹配以便解决信道脉冲响应抽头的延迟。在瑞克触头分配中，对于接收信号的不同的多径分量分配临时的瑞克触头。

匹配滤波器还可以被实现为一组并行相关器，其实现复共扼扩展序列的相关函数。每个相关器算术地执行解扩过程，其是接收信号和同相的复共扼扩展序列之间的交叉相关函数的计算。

相关器的输出被用于分配瑞克触头以便解调接收信号的强多径分量。当前的瑞克触头分配方法是基于来自L个天线的解扩导频码元的能量。在每个码相位处对解扩器的输出进行总计并且按照总信号的最强能量来分配N个临时的瑞克触头。在WCDMA(宽带CDMA)概念中，从专用物理控制信道(DPCCH)中估计延迟。在多个时隙上求平均值以便对于瑞克触头分配过程得到改良的估计。

在一个空间白色干扰方案中当前的瑞克触头分配是最佳的，其中，干扰源在角域中是平衡地分配。在一个空间有色干扰域中，因为瑞克触头被分配到错误的码片延迟，所以一个大功率的干扰源可能会降低接收机的性能。

本发明是想提供一种改良的瑞克接收机。根据本发明的一个方面，提供一种如权利要求1中所规定的瑞克接收机。在相关的权利要求中披露本发明的优选实施例。

所提出的最佳组合方案能够向干扰信号置零。由于这一点，在瑞克触头分配中可以抑制干扰。因此可以减小错误的瑞克触头分配的数目，其改善了接收机的性能。该接收机还可以更好地跟踪改变的干扰域，并且在延误估计中将干扰域的空间性质考虑进去。

在下面将参考附图仅通过例子来描述本发明的实施例，附图中：

图1A和1B阐明了一种移动电话系统；

图2A表示一种移动电话系统的发射机和接收机；

图2B阐明了发射机中的扩展和调制；

图2C的接收机的一个组合的去扰频、解码以及解调的模块；

图2D阐明了延迟估计器的一种实施例；

图2E阐明了延迟估计器的另外一个实施例；

图3以一个帧阐明了一种移动电话系统的信道；

图4以一个简化的方式阐明了用户设备的结构。

在下面的例子中，在通用移动电话系统(UMTS)中描述本发明的实施例但本发明不限制于此。

参考图1A和1B来解释关于一个通用移动电话系统的结构。图1B仅仅包括对于说明本发明来说是必须的那些模块，但是对于本领域的技术人员来说很显然一个传统的移动电话系统还要包括其他功能和结构，在这里不需要更详细地解释它们。一个移动电话系统的主要部分是一个核心网CN，一个UMTS陆上无线接入网UTRAN，以及用户设备UE。在CN和UTRAN之间的接口被称为lu而在UTRAN和UE之间的空中接口被称为Uu。

UTRAN包括无线网络子系统RNS。在RNS之间的接口被称为lur。RNS包括无线网络控制器RNC和一个或多个节点B。在RNC和B之间的接口被称为lub。节点B的覆盖范围，即网孔，在图1B中用C表示。

由于图1A中的说明非常概括，因此在图1B中来详细说明，它表示大致相当于UMTS部分的GSM系统部分。应该注意，所表示的制图决不是以任何方式捆绑而仅仅是指示性的，因为UMTS各部分的职责和功能仍然正在开发中。

根据图1B，可以建立从用户设备UE到连接到公共交换电话网络(PSTN)134的电话136的一个电路交换连接。用户设备UE例如可以是一个固定终端，一个位于交通工具中的终端或者一个便携式终端。无线网络下部构造UTRAN包括无线网络子系统RNS，即基站系统。无线网络子系统RNS包括无线网络控制器RNC，即基站控制器，和至少一个节点B，即基站，由控制器控制。

基站B包括多路复用器114，收发信机116和控制收发信机116与多路复用器114操作的控制器118。通过多路复用器114把多个收发信机116使用的业务及控制信道安置在一个传输链路lub上。

从基站B的收发信机116，这里有一个到天线单元120的连接，该天线单元实现一个到用户设备UE的双向无线电连接Uu。通过双向无线电连接Uu发射的帧结构被精确地规定。

基站控制器RNC包括交换网络110和控制器112。交换网络110被用于连接话音和数据以及用于合并信令电路。包括基站B和基站控制器RNC在内的基站系统，另外包括变码器108。按照本实现，在基站控制器RNC和基站B之间的任务划分以及它的物理结构可能改变。基站B被典型按照如上所述的方式用于无线电路径的实现。基站控制器RNC典型控制如下的情况：无线资源，网孔之间的切换，功率调整，定时和同步，用户设备的寻呼。

变码器108通常位于尽可能接近移动电话交换机106的地方，因为能因此在变码器108和基站控制器RNC之间以移动式电话系统的形式发射话音，从而节省传输容量。变码器108把公众交换电话网和无线电话网之间的各种数字语音编码形式转换为一种兼容的格式，例如从公共网的64kbit/s格式转换到蜂窝网的另外一个(例如13kbit/s)格式，反之亦然。在这里不进一步描述所需要的设备，但是可以规定，通过变码器108不转换除话音外的其它数据。控制器112执行呼叫控制和移动性管理，采集统计数据并执行信令。

核心网CN包括属于移动电话系统并在UTRAN外部的下部构造。图1B阐明了核心网CN的装置中的移动电话交换机106和网关移动电话交换机104，它用于把移动电话系统连接到外界，在这里是连接到公众交换电话网102。

附图4表示用户设备UE的结构例子。用户设备UE的必要部分是：用户设备的天线402的接口404，收发信机406，用户设备的控制部分410以及电池414的接口412。用户接口通常包括显示400，键盘408，麦克风416以及扬声器418。用户设备例如可以是一个便携式移动电话，一个位于车中的电话，一个无线本地回路的终端或者集成在一台计算机中的数据传输设备。

本系统还可以使用分组交换发射设备，例如GPRS(通用分组无线业务)。GPRS(通用分组无线业务)是这样一种业务，在其中，在电路交换中未使用的空中接口容量被使用于分组传输。由于GPRS是一种基于GSM的显现业务，将不给出有关它对UMTS的适配的细节。

如图1B所示，交换域110可以通过移动通信业务交换中心106执行对一公共交换电话网(PSTN)134的交换(黑点所示)并且执行对一分组传输网142的交换。在公众电话交换网134中的典型终端136是普通的或者ISDN(综合业务数字网)的电话。

通过一支持节点(SGSN=服务GPRS支持节点)140来建立分组传输网142和交换域110之间的连接。支持节点140的目标是在基站系统和网关节点(GGSN=网关GPRS支持节点)144之间传送分组，并且在它的区域内保持用户终端位置的记录。

网关节点144连接分组传输网142和公众分组传输网146。在接口处可以使用一Internet协议或者一X.25协议。通过封装，网关节点144把分组传输网142的内部结构从公众分组传输网146中隐藏起来，因此对于公众分组传输网146，分组传输网142类似一个次网，公众分组传输网能够寻址位于其中的用户终端UE的分组并且从那里接收分组。

分组传输网142典型情况下是一个使用Internet协议进位信令和用户数据的专用网。关于在Internet协议层下面的结构和协议，网142的结构可以改变特定的操作者。

公众分组传输网146例如可以是一个全球互联网，一个具有到其上的连接的终端148，例如一台服务器计算机，想要向用户终端UE传送分组。

图2A阐明了一对无线电收发信机的功能。一个无线电发射机可以位于节点B中或者位于用户设备UE中并且，一个无线电接收机可以位于用户设备UE中或者位于节点B中。

图2A的上部表示一个无线电发射机的必要操作。位于物理信道上的各种业务例如是话音、数据、移动或静止的视频图像以及系统控制信道。该图阐明了一控制信道和数据处理。不同的业务需要不同的源编码装置；例如，话音，需要一个话音编解码器。然而，为了清楚起见，在图2A中不表示源编码装置。

由接收机用于信道估计的导频比特也位于控制信道214上。用户数据200位于数据信道上。

在模块202A和202B中然后以不同的方式对不同的信道进行信道编码。信道编码例如包括不同的字块码，他们的一个例子是循环冗余校验(CRC)。另外，典型情况下使用诸如击穿卷积编码或者涡轮编码之类的卷积编码及其各种修改。可是，所述导频比特不被信道编码，因为意图是为了找出由信道引起的信号失真。

在已经对不同的信道进行信道编码之后，在一数字复用器204A,204B中对它们进行交错。交错的目标是为了帮助纠错。在交错时，按照一种预确定方法把各个业务的比特一起扰频，因此单独无线电路径上的瞬时衰落不必使所发射的信息不适合用于标识。随后，由模块206A、206B中的扩展码来扩展被交错的比特。然后在模块208中对所获得的码片通过扰频码进行扰频并进行调制，在图2B中更详细地描述了它的操作。用这种方式，在模块208中合并分开的信号以便通过同一发射机发射。

最后，把被合并的信令带到射频部分210，其可以包括不同的功率放大器和限带滤波器。用于发射功率控制的一种闭合环路的调节通常控制位于此模块中的一个发射功率控制放大器。然后通过天线202，把一模拟无线电信号发送到无线电路径Uu。

图2A的下部阐明了一个无线电接收机的必要操作。无线电接收机典型是一个瑞克接收机。通过天线232从无线电路径Uu收到一模拟射频信号。把信令带到包括一滤波器的射频部分230，它抑制在期望频带外部的频率。

随后，在模块228中按照信号被抽样和量化的那一形式，把该信号转换为一中频或者直接转换为基带信号。因为该信号是一多径传播信号，所以目的是为了在模块228中合并沿着不同的路径传播的信号分量，按照现有技术，该模块包括接收机的实际的瑞克触头。在图2C中更详细地描述了模块228。

然后在去交错器226中对所获得的物理信道进行解交错。随后，在去复用器224中把解交错的物理信道分成不同信道的数据流。每个信道被引导到它自己的信道解码模块222A、222B，在此使用在传输中的信道编码，例如，分组编码和卷积编码，被解码。最好通过维特比译码器对卷积编码进行解码。每个被发射的信道220A,220B能因此被发送以便被进行所需的进一步处理，例如把数据220带到与用户设备UE连接的计算机122。系统的控制信道被发送到无线电接收机的控制部分236。

图2B更详细地阐明了一个信道是如何通过一个扩展码进行扩展和调制的。对该图的左边，信道的比特流到达模块S/P，在此，把每两个位序列从串行形式转换为并行形式，它意味着一个比特被发送到信号的分支I而另一个被发送到信号的分支Q。随后，信号分支I和Q乘以一个扩展码C_ch，因此相对地窄带信息被扩展为一个宽带信息。每一分支可以具有相同的或不同的扩展码。每个连接Uu具有一个单独的扩展码或者单独的扩展码组，通过它接收机识别对它的发射。然后通过与一个扰频码C_I scramb+j C_Q scramb相乘来对信号进行扰频，该扰频码对于每个发射机是单独的。利用滤波器P(t)滤除所获得的信号的脉冲形式。最后，信号通过乘以彼此偏移90度的它的分开的分支而被调制到一个射频载波上，把因此所获得的分支合并到准备好发送到无线电路径Uu的一个载波上，除了可能的滤波和功率放大以外。所描述的调制是四相移相键控QPSK。

代替所描述的I/Q复合，还可以使用时间复合，在此数据和控制信道按顺序位于时间轴上。然而，信道之间的时间差那么小以致从控制信道中估计的干扰可以被认为是与数据信道上的相同。

典型情况下最大可同时使用256个不同的相互正交的扩展码。例如，如果UMTS在下行链路方向中以4.096兆片每秒的速度使用一五兆赫载波，则扩展因数256相当于32kbit/s的传输速度，并且分别地，通过扩展因数四获得最高的实际传输速度，因此该数据传输速度是2048。相应地，频道上的传输速度从32,64,128,256、512,1024到2048kbit/s逐步改变，扩展因数分别是256,128,64,32,16,8和4。在用户的配置处的数据传输速度取决于所使用的信道编码。例如，如果使用1/3卷积编码，则用户的数据传输速度大约是信道的数据传输速度的三分之一。扩展因数表示出扩展码的长度。例如，相应于扩展因数一的扩展码是(1)。扩展因数二具有两个相互正交的扩展码(1,1)和(1,-1)。进一步，扩展码四具有四个相互正交的扩展码：在上层扩展码(1,1)之下，有扩展码(1,1,1,1)和(1,1,-1,-1)，并且在另外一个上层扩展码(1,-1)之下，有扩展码(1,-1,1,-1)和(1,-1,-1,1)。当扩展为码树的下一级时，用这种方式继续扩展码的构成。一个给定级的扩展码总是相互正交。同样地，一个给定级的扩展码与同一级的另一扩展码的所有的扩展码正交，那些扩展码从其它扩展码衍生到下一级。

在传输中，一个码元乘以一个扩展码，因此数据在被使用的频带上扩展。例如，当使用扩展码256时，由256个码片表示一个码元。分别地，当使用扩展码16时，由16个码片表示一个码元。

图3表示哪些种类的帧结构能使用在物理信道上的例子。把帧340A,340B,340C,340D从1到72连续地编号并且他们形成一个720毫秒长的超帧。帧340C的长度是10毫秒。帧340C被分成十六个时隙330A,330B,330C,330D。一个时隙330C的长度是0.625毫秒。一个时隙330C典型情况下对应于一个功率控制周期，在此期间例如由一个分贝以上或以下控制功率。

物理信道被分成两个不同的类型：专用物理数据信道(DPDCH)310以及专用物理控制信道(DPCCH)312。专用物理数据信道310用于传输在开放系统互连(OSI)层二以及在它上面层中产生的数据306，即主要是专用业务信道。专用物理控制信道312传输在OSI的层一中产生的控制信息。该控制信息包括：导频部分，即用于信道估计的导频比特，300，发射功率控制(TPC)命令302以及，作为选择的一个传送格式标志(TFI)304。传送格式标志304告诉接收机在那时在上行链路方向中由每个专用物理数据信道所使用的传输速度。

作为从图3开始出现的专用物理数据信道310和专用物理控制信道312，在下行链路方向中被时间复合到同一时隙330C中。同样在上行链路方向中，以这样的一种方式并行地发射这些信道：它们被IQ复合(I=同相，Q=正交)到每一帧340C中并且通过双信道四相移相键控(QPSK)调制进行发射。当目的是为了发射附加的专用物理数据信道310时，将他们码复合到第一对信道的分支I或者Q中。

随后，考察图2C，该图更详细地阐明接收机的组合的去扰频，解码以及解调模块228，如图2A所示。可是因为去扰频与本发明不相关，所以不描述去扰频。发送到无线电路径Uu的一个期望无线电信号在一偶而衰落信道250上多径传播。进一步，附加的零意味着白高斯噪声254与信号结合。而且，也在偶而衰落信道252上多径传播的干扰信号，与该信号结合。

因此，从无线电路径Uu收到的一个信号不仅包含期望信号，而且包含噪声和干扰。由至少两个分开的天线分支232A,232B接收信号。分支232A,232B可以形成一天线阵以便提供天线增益，该分开的天线彼此相对接近，例如隔半波长的距离。另外一个可能性是分支232A,232B是分集分支，该分开的天线彼此相对远离，例如隔10到20个波长的距离。该分集可以被实现为空间或极化分集。

图2C的例子阐明了空间分集的使用，分支232A,232B被实现为一自适应天线。通过天线232A,232B彼此相距足够远来实现自适应天线，通过其天线接收多径传播信号。

天线的数目可以是L个。该图阐明了仅仅两个天线，第一个天线232A和第L个天线232B。在天线之间的两个点表示存在的天线，但是为了清楚起见就不描述了。通常，天线的数目在两个和八个之间变化。

根据本发明，以这样的一种方式对通过分开的天线分支232A,232B接收的信号进行加权：可以使噪声和干扰的影响最小化。

当使用分集时，目的是为了使分支之间的相关尽可能低。执行分集的另外一个方法是为了使用极化分集，因此，由交叉极化的天线接收一个信号。理论上，混合也是可能的，它意味着可以同时使用空间与极化分集。适用于用户设备的解决方案的一种例子是一种所谓的插接天线(patch antenna)，它可以是一个大约一种平方英寸大小的板片，该板片具有交叉极化平面。另外一个例子是位于交通工具中的用户设备，在此一种空间分集的实施也相对容易。

通过射频部分(在图2C中未表示)把一个从全部L个天线分支232A,232B收到的信号送到连接到天线分支232A,232B上的一个延迟估计器260。在延迟估计器260中，搜索最佳可听的多径传播的信号分量的延迟。把一个瑞克触头270A,270B分配用于处理所找到的多径传播的信号分量。延迟估计器260通知每个瑞克分支270A,270B所找到的延迟。

延迟估计器260包括对于每个天线分支232A,232B的匹配滤波器262A,262B。因此，匹配滤波器262A,262B的数目也是L个。在匹配滤波器262A,262B中，用不同的延迟对接收无线电信号执行一个预确定数目的并行相关计算以便估计多径传播的信号分量的延迟。在相关计算为单位，通过一个使用预确定延迟的已知扩展码来解扩包含在接收无线电信号中的扩展导频部分。

根据所计算出的相关，位于延迟估计器260中的分配器264选择至少一个延迟，通过这样接收一个多径传播的信号分量。分配器分配一个瑞克触头270A,270B用于处理通过通知所找到的延迟的瑞克触头所找到的信号分量。为了执行选择，典型情况下在分配器264中合并每个匹配滤波器262A,262B的相关结果。如果相关很高，则发现一个延迟表示进入正被讨论的天线分支232A,232B的无线电信号的多径传播的信号分量的延迟。一般来说，最强的多径分量在所有天线处都具有相同的码相位，这是由于天线的邻近及无线电信号以光速传播的事实。

如前所述，用于瑞克触头分配的另外一个已知方法是基于来自L个天线的解扩导频码元的能量。在每个码相位处对解扩器的输出进行总计并且按照总信号的最强能量来分配N个临时的瑞克触头。

图2D表示了延迟估计器的一种实施例。一个延迟估计器290A,290B处理有一个给定码延迟的多径传播的信号分量。为了清楚起见，在这里把延迟估计器290A,290B描述成不同的情况，但是它们还可以作为并行操作在内的一个情况来实现。延迟估计器290A,290B包括信道估计器292，通过它产生一个多径传播的信号分量的信道脉冲响应，即实际的信道的复合脉冲响应抽头，该多径传播的信号分量的信道脉冲响应包括在无线电信号中并且是依靠一个已知导频部分找到。

另外，延迟估计器290A,290B包括干扰估计器292，通过它产生一个干扰信号，该干扰信号包括在各个天线分支232A,232B的无线电信号中并且是由干扰和噪声组成。通过一个本领域技术人员已知的任何手段都可以产生干扰信号。在一实施例中，干扰估计器292通过从所接收的无线电信号中减去一个期望的再生无线电信号来产生一干扰信号。在这个实施例中，依靠已知导频部分和信道的估计的脉冲响应来获得所期望的再生无线电信号。为了改良性能，在信道和干扰的脉冲响应的估计中也可以使用包括在解扩的多径传播的信号分量中的检测数据比特的判定反馈。

在另外一个实施例中，干扰估计器292通过使用多用户检测来产生干扰信号，因此其他用户的信号形成了干扰信号。在随后的文章中可以找到有关多用户检测的更多信息：Verdu,Sergio:AdaptiveMultiuser detection，刊登于IEEE ISSSTA′94,Proceedings of theIEEE Third International Symposium on Spread SpectrumTechniques and Applications,ISBN 07803-1750-5，在此处将其参考结合。

延迟估计器290A,290B，包括解扩器296A,296B，它连接到每个天线分支232A,232B并在一个延迟处通过一个已知扩展码对包括在多径传播的信号分量中的扩展导频部分进行解扩。

有L个解扩器用于处理导频部分，即在每个延迟估计器290A,290B中的每个天线分支232A,232B有一个。实际上，当解扩时，信号分量的导频部分按照正确的相位乘以一个扩展码的复共扼。

延迟估计器290A,290B中的加权系数部分292形成将每个天线分支232A,232B的信号对干扰和噪声比(SINR)最大化的加权系数。这例如可以通过使由天线分支232A,232B的干扰和噪音组成的一个干扰信号的协方差矩阵的逆矩阵乘以信道的估计脉冲响应矢量来进行。该加权系数是复数。

由每个天线分支232A,232B中的解扩器296A,296B解扩的导频部分乘以通过使用位于延迟估计器290A,290B中的乘法器294A,294B所获得的加权系数。

位于延迟估计器290A,290B中最后的天线分支加法器298，把通过分开的天线分支232A,232B接收的并且与一个加权系数相乘的解扩的导频部分合并为一个导频信号。

总体上，对于最好的声频信号分量，是延迟估计器290A,290B分配N个瑞克触头270A,270B的这样一个情形。在每个码相位处对不同的天线分支的解扩器输出进行总计并且按照总信号的最强解扩器来分配N个临时的瑞克触头。

根据所形成的导频信号的能量，位于延迟估计器中的分配器264选择至少一个延迟，通过它接收多径传播的信号分量。也可以使用功率值或者计算出的相关值来代替能量值。选择具有最高能量的导频信号。分配器264分配一个瑞克触头270A,270B用于处理通过通知所找到的延迟的瑞克触头而找到的信号分量。数目N可以根据情况变化，或者对于多径传播的信号分量的电平可以设置一个阈值。因此，定时搜索是一个动态过程，是要合并的瑞克触头270A,270B的分配。

实际上，分配一个预确定数目的瑞克触头270A,270B和/或在相关计算时对于超过预定阀值的延迟需要一个数。通常，一个限制系数将是所使用的瑞克触头270A,270B的最大值。在这个例子中，所分配的瑞克触头270A,270B的数目用字母N表示。信号分量的数目取决于无线条件以及，例如有关地域形状和建筑物引起的反射之类的。在大多数情况下，用来搜索目多径传播的信号分量的最小延迟是一个码片。瑞克触头分配的频率可以是可变的。例如它可以对于每个时隙或者每个帧来执行。

通过三个分开的滤波器结构可以改进延迟估计器290A的功能。可以以任何方式单独或者合并地使用这三个解决方案。由连接到信道估计器292上的第一个滤波器结构对由信道估计器292产生的信道脉冲响应进行相干平均。因此获得的更好的信道估计也使加权系数更可靠。由连接在每个天线分支232A,232B中的乘法器294A,294B和天线分支加法器298之间的第二个滤波器结构对乘以了加权系数的解扩导频部分进行非相干滤波。这改善了在每个天线分支232A,232B中所获得的结果。由连接在天线分支加法器298和分配器264之间的第三个滤波器结构对合并的导频信号进行非相干平均。

一个瑞克触头270A,270B通过一个给定码延迟来处理一个多径传播的信号分量。瑞克触头270A,270B包括信道估计器272，通过它产生一个包括在无线电信号中的并且依靠一个已知导频部分找到的一个多径传播的信号分量的信道脉冲响应，即实际的信道的复合脉冲响应抽头。

另外，瑞克触头270A,270B包括干扰估计器272，通过它产生一个干扰信号，该干扰信号包括在各个天线分支232A,232B的无线电信号中并且通过从接收的无线电信号中减去期望的再生无线电信号来产生。在这个实施例中，依靠包括在无线电信号中的已知导频部分以及依靠信道的估计的脉冲响应来获得所期望的再生无线电信号。

在图2C中用虚线描写的区域阐明了包括在无线电信号中的的274A的处理以及包括在无线电信号中的数据部分274B的处理。

瑞克触头270A,270B，包括解扩器276A,276B，其被连接到每个天线分支232A,232B并通过一个由延迟估计器260通知的延迟使用一个已知扩展码来对包括在多径传播的信号分量中的扩展导频部分进行解扩。相应地，瑞克触头270A,270B包括解扩器276C,276D，它被连接到每个天线分支232A,232B并通过一个由延迟估计器260通知的延迟使用一个已知扩展码来对包括在多径传播的信号分量中的扩展导频部分进行解扩。有L个解扩器用于处理数据部分以及导频部分，即在每个瑞克触头270A,270B中的每个天线分支232A,232B有两个。实际上，当解扩时，信号分量的数据部分或者导频部分按照正确的相位乘以一个扩展码的复共扼。

总体上，为了最好的声频信号分量，是延迟估计器260分配N个瑞克触头270A,270B的这样一个情形。

在各个瑞克触头270A,270B中，处理L个天线分支232A,232B。对无线电信号的导频部分和无线电信号的数据部分分别地处理。数目N可以根据情况变化，或者对于多径传播的信号分量的电平可以设置一个阈值。如果超过这个阈值是超过，则通知所述瑞克触头270A,270B并且接收继续进行。因此，定时搜索是一个动态过程，是要合并的瑞克触头270A,270B的分配。

瑞克触头270A,270B中的加权系数部分272形成将每个天线分支232A,232B的信号对干扰和噪声比(SINR)最大化的加权系数。这例如可以通过使由天线分支232A,232B的干扰和噪音组成的一个干扰信号的协方差矩阵的逆矩阵乘以信道的估计脉冲响应矢量来进行。该加权系数是复数。

由每个天线分支232A,232B中的解扩器276A,276B解扩的导频部分乘以通过使用位于延迟估计器270A,270B中的乘法器284A,284B所获得的加权系数。相应地，由每个天线分支232A,232B中的解扩器276C,276D解扩的数据部分274B乘以由乘法器284C,284D获得的加权系数。相应地，包括导频部分的信号分量和包括数据部分的信号分量分别乘以相同的加权系数。

位于瑞克触头270A,270B中最后的天线分支加法器278A，把通过分开的天线分支232A,232B接收的并且与一个加权系数相乘的解扩的导频部分274A合并为一个导频信号。

相应地，天线分支加法器278B，把通过分开的天线分支232A,232B接收的并且与一个加权系数相乘的解扩的数据部分274B合并为一个数据信号。

瑞克接收机另外包括把由不同的推迟作用的瑞克触头270A,270B的数据信号合并为表示接收比特的总和数据信号。然后按照图2A把数据比特从模块228带到模块226进行解交错。所给出的接收机既适合位于基站处又适合位于用户设备处。这意味着数据信道和控制信道的I/O复合和时间复合是可能的。

在天线分支加法器278A,278B和瑞克触头加法器280A,280B之间，可以存在一个实部278A,278B，从每个天线分支的合并信号中去掉它的虚部，因为虚部是在信道估计期间产生的错误项。

在优选实施例中，瑞克接收机包括把由不同的延迟作用的瑞克触头270A,270B的导频信号合并为一个表示所接收的导频比特的总和导频信号。为信干比而将这个总和导频信号带到估计器282，估计所述信道的信干比。由所获得的所述信道的信干比控制闭合环路的功率控制。这一点在图2C的模块282中通过文本TPC(发射功率控制)说明。

本发明最好通过软件实现，包括分模块228中的至少部分功能改变为由一台处理器执行的软件。可是，需要一个高计算容量的延迟估计器260,290A最好被实现为一种应用特定的集成电路(ASIC)。包括在模块228中的其他功能由提供所需功能的装置解决方案实现，例如，一ASIC或者一离散逻辑。

接下来介绍一种计算使SINR最大化的加权系数的方法，假定信道的脉冲响应h和干扰与噪声的协方差矩阵Ruu是已知的。该方法既可以使用在瑞克触头270A,270B中又可以使用在延迟估计器290A中。随后，介绍一种依靠包括在信号中的已知导频比特来估计h和Ruu的方法。该描述是一种有关用于处理信号的码元电平的复合的基带信号。在该描述中，粗表面项表示一个垂直矢量或者一个矩阵。让我们假定通过匹配滤波器在时间轴上找到N个多径传播的感兴趣的信号(SOI)，并且通过L个分开的天线接收每个信号分量。第n个多径传播的信号分量的L个复数信道抽头由具有一长度L的矢量h_n表示。由其他用户引起的附加的多个接入干扰(MAI)，多径自干扰以及噪声由一矢量u_n表示，将其模型化为一具有可能空间有色协方差R_uu,n=E[u_nu_n ^H]的L个变量的复数高斯分布过程。从L个天线收到的信号由矢量r_n表示。从M大小的字母表输出的第M个用户的信息码元由项S_m表示。

用于解扩的MAI的高斯假设对于具有不同长度的大量的扩展因数是有效的。

随后，把每个码元周期离散化为K个抽样，因此可以以这样的形式表示矢量r_n：

r_n[k]=h_nS_m[k]+u_n[k],k=1,...,K (1)

通过把N个矢量的每一个堆栈为具有长度LN的矢量，一种更简洁的表达式可获得：

r[k]=hS_m[k]+u[k],k=1,...,K (2)

高斯分布干扰变量u_n[k]和u[k]相互没有互相干通过瞬时抽样同时通过SOI的不同的多径传播分量。然后：

R_uu[k]=E[u[k]u^H[k]]=diag(R_uu,1[k],...,R_uu,N[k]) (3)

假定码元Sm是等可能性的并且信道参数h和干扰与噪声的协方差矩阵R_uu[k]既是已知的，则最佳的解调包括对数似然函数(|·|表示行列式)的最大化：

L (r, S_{m}) = \ln (Π_{k = 1}^{K} \frac{1}{π^{LN} | R_{uu} [k] |} \exp {- u [k] R_{uu}^{- 1} [k] u^{H} [k]})

= - Σ_{k = 1}^{K} {(r [k] - h s_{m} [k])}^{H} R_{uu}^{- 1} [k] (r [k] - {hs}_{m} [k]) + {const}_{1} - - - (4)

假定码元具有相同的能量，可以把公式4发展为形式：

L (r, s_{m}) = Σ_{k = 1}^{K} 2 Re {r^{H} [k] R_{uu}^{- 1} [k] {hs}_{m} [k]} + {const}_{2}

= 2 Re {Σ_{k = 1}^{K} (Σ_{n = 1}^{N} w_{n}^{H} [k] r_{n} [k]) s_{m} [k]} + {const}_{2} = 2 Re {S_{m}^{H} t - - - (5)

因此将干扰最小化的N个加权系数为w_n[k]=R_uu,n ^-1[k]h_n，并且矢量Sm和t分别具有一个有成分S_m[k]的长度。

Σ_{n = 1}^{N} w_{n}^{H} [k] r_{n} [k]

相应地，前面介绍的IRC瑞克接收机可以被分解为N个临时的瑞克触头，其每一个通过使用加权系数w_n[k]=R_uu,n ^-1[k]h_n在L个天线输入上执行空间的IRC。对瑞克触头的输出进行总计，即合并，并且把一个相关检测器应用来为码元S_m确定一个实现最大码元相关尺度的数值。

如果可以忽略SOI的多径自干扰，则例如当处理增益足够大时，R_uu,n在所有N个触头中本质上是相同的，其意味着对它只需要估计并反向一次。当干扰协方差矩阵是空间白色，即R_uu,n=ID时，则因为w_n[k]=h_n，所以IRC变成MRC。如果使用递归算法，例如最小平方法(LMS)或者递归的最小二乘法(RLS)，则可以避免矩阵R_uu,n的直接的矩阵倒置(DMI)。相应地，可以以这样的一种方式构造接收机以使可以根据MRC和IRC之间的情况改变消除干扰方法。当数据传输速度很高时，干扰是有色的，因此，使用IRC，而另外在低数据传输速度时使用MRC。原则上，MRC只是IRC的一种特殊情况，这意味着所使用的方法可以总是IRC。

假定h和R_uu不是已知的，则接下来介绍利用所执行的信道估计的矢量h的未组织的最大似然ML信道估计和协方差矩阵R_uu的估计。正如前面指出的那样，I/Q复合使用在上行链路方向中，数据信道被复合到分支I而控制信道被复合到分支O。控制信道还包括先前已知的导频部分。通过利用正交的扩展码进行解扩可以把两个信道彼此分开。利用BPSK码元S_m∈{-1,1}，通过对于每个部分分别地记录它，可以从方程式1中获得码元电平信号模型。现在进一步假定标引k是指码元序列的比特标引。DPCCH的K比特集中到一个时隙中。

先前，假定信道参数h和干扰协方差R_uu已知。现在，假定有关任一空间结构的先前(priori)信息是可用的；它意味着在最大似然原理上产生最佳的信道估计。矢量r[k],k=1,...,K和在一个时隙内部的DPCCH的导频比特s_p[k]被使用，通过它产生ML个估计

是将数似然函数的联合最小化。

L (r, h, R_{uu}) =

= \ln (Π_{k = 1}^{K} \frac{1}{π^{LN} | R_{uu} [k] |} \exp {- {(r [k] - {hs}_{p} [k])}^{H} R_{uu}^{- 1} [k] (r [k] - {hs}_{p} [k])}) - - - (6)

= - \ln | R_{uu}^{- 1} | - trace {R_{uu} \frac{1}{K} Σ_{k = 1}^{K} (r [k] - {hs}_{p} [k])} + {const}_{1}

这个ML估计问题是可分的。当ML被给出估计h，则矢量将是R,,：

{\hat{R}}_{uu} = \frac{1}{K} Σ_{k = 1}^{K} {(r [k] - \hat{h} s_{p} [k]) (r [k] - \hat{h} s_{p} [k])}^{H} - - - (7)

并且ML估计h～被作为价值函数(j表示行列式)的最小化而获得。

F = | \frac{1}{K} Σ_{k = 1}^{K} (r [k] - {hs}_{p} [k]) {(r [k] - {hs}_{p} [k])}^{H} | - - - (8)

= | (h - {\hat{r}}_{sr}^{H}) {(h - {\hat{r}}_{sr}^{H})}^{H} + {\hat{R}}_{rr} - {\hat{r}}_{sr}^{H} {\hat{r}}_{sr} |

这里：

{\hat{r}}_{sr} = \frac{1}{K} Σ_{k = 1}^{K} s_{p} [k] r^{H} [K], {\hat{R}}_{rr} = \frac{1}{K} Σ_{k = 1}^{K} r [k] r^{H} [k]

为了选择将F最小化：

h = {\hat{r}}_{sr}^{H} - - - (9)

代替估计来自解扩信号中的R_uu，可以使用宽带信号用于协方差矩阵估计。在该方法中我们计算R_rr而不是计算R_uu并且使用那项来抑制干扰。在R_rr估计中我们具有大量抽样并且由此可以增加估计的精度。同时，在该方法中，对于所有的码片延迟位置，协方差矩阵只需要被计算出并反向一次。因此，可以降低计算的负荷。R_uu是干扰加噪声的空间相关矩阵而R_rr是信号加干扰加噪声的空间相关矩阵。在图2D中描述了R_uu方法，在图2E中描述了R_rr方法。图2E除了干扰估计器286估计来自所接收的宽带信号的R_rr之外别的方式与图相同，并且对加权系数部分288忽略这个信息。

在上面描述了一种基于导频比特的线性信道估计器。对于本领域的技术人员来说，很显然，知道更多开发的信道估计方法，诸如利用一个数据信道的方法之类的，也能应用到本发明的方法中。

在所描述的无线电系统中，在某些情形下可能出现由邻近所期望的信道的频带引起干扰，这个干扰被认为是相邻信道功率(ACP)。相邻频带可能是邻近所述操作者的WCDMA频带，另一操作者的WCDMA频带或者其它系统的一个频带例如GSM系统。该问题可能引起上行链路方向中的单元中的封塞。例如，让我们假定一个高效率GSM发射机向以高数据速度操作的一个瑞克接收机引起ACP，即例如在一个5MHz频带上以一个低扩展比。该ACP(总体上作为干扰)必须在噪声电平上面以便可以消除它。根据本发明，由干扰估计器272产生的干扰信号则包括由所期望的信道的相邻频带引起的干扰，即相邻信道功率，因此能消除它的有害影响。因此能避免由于ACP对网孔进行的收缩。

虽然在上面参考附图的例子已经描述了本发明，但是十分清楚：本发明不限制于此，而是可以在附加的权利要求的发明思想的范围之内的许多方面进行修改。

Claims

1．一种瑞克接收机，包括用于接收无线电信号的至少两个天线分支(232A，232B)，连接到天线分支(232A,232B)用于处理无线电信号的多径传播的信号分量的至少一个瑞克触头(270A,270B),以及连接到天线分支(232A,232B)上的延迟估计器(290A)，延迟估计器(290A)包括：

一个解扩器(296A,296B)，连接到每个天线分支(232A,232B)用于通过由一个延迟使用一个已知的扩展码来对包括在多径传播的信号分量中的导频部分进行解扩；和

一个分配器(264)，用于选择至少一个延迟，通过那一个延迟接收一个多径传播的信号分量，并且分配一个瑞克触头(270A,270B)用于处理所找到的信号分量；

其特征在于，延迟估计器(290A)进一步包括：

一个信道估计器(292)，用于产生依靠包括在每个天线分支(232A,232B)的无线电信号中的一个已知导频部分所找到的多径传播的信号分量的信道的脉冲响应；

一个干扰估计器(292)，用于产生一干扰信号，该干扰信号包括在每个天线分支(232A,232B)的无线电信号中并且由干扰和噪声组成；

一个加权系数部分(292)，用于向每个天线分支(232A,232B)提供将信号对干扰和噪声比(SINR)最大化的加权系数；

一个乘法器(294A,294B)，用于使每个天线分支(232A,232B)中的解扩器(296A,296B)解扩的导频部分乘以一个加权系数；

一天线分支加法器(298A)，用于把通过分开的天线分支(232A,232B)接收的并且乘以了加权系数的解扩导频部分合并为一个合并的导频信号，在分配器(264)中选择是基于合并的导频信号。

2．一种如权利要求1所述的瑞克接收机，其特征在于，干扰估计器(292)产生一个干扰信号，其被用于所有不同的延迟。

3．一种如权利要求1所述的瑞克接收机，其特征在于，干扰估计器(292)为每个延迟产生干扰信号。

4．一种如权利要求3所述的瑞克接收机，其特征在于，对于每个延迟使用它自己的干扰信号。

5．一种如权利要求3所述的瑞克接收机，其特征在于，使用每个延迟的干扰信号计算出一平均干扰信号，并且对于每个延迟都使用这个平均干扰信号。

6．一种如在前的任一权利要求所述的瑞克接收机，其特征在于，干扰估计器(292)通过由一个延迟使用一已知的扩展码来把包括在多径传播的信号分量中的解扩导频部分(274A)使用作为一输入。

7．一种如在前的权利要求1-5任一项所述的瑞克接收机，其特征在于，干扰估计器(292)把接收用无线电信号使用为一输入。

8．一种如在前的任一权利要求所述的瑞克接收机，其特征在于，干扰估计器(292)通过从接收的无线电信号中减去一期望的再生无线电信号来产生一干扰信号。

9．一种如权利要求8所述的瑞克接收机，其特征在于，依靠已知导频部分和信道的估计的脉冲响应来获得所期望的再生无线电信号。

10．一种如权利要求8或9所述的瑞克接收机，其特征在于，依靠包括在解扩的多径传播的信号分量中被检测的数据比特的判定反馈来获得所期望的再生无线电信号。

11．一种如在前的任一权利要求所述的瑞克接收机，其特征在于，干扰估计器(292)通过使用多用户检测来产生一干扰信号，因此其他用户的信号形成干扰信号。

12．一种如在前的任一权利要求所述的瑞克接收机，其特征在于，由干扰估计器(292)产生的信道脉冲响应通过连接到该信道估计器(292)上的第一个滤波器结构进行相干平均。

13．一种如在前的任一权利要求所述的瑞克接收机，其特征在于，乘以了加权系数的解扩的导频部分由在每个天线分支(232A,232B)中连接在乘法器(294A,294B)与天线分支加法器(298)之间的第二滤波器结构进行非相干滤波。

14．一种如在前的任一权利要求所述的瑞克接收机，其特征在于，合并的导频信号由连接在天线分支加法器(298)与分配器(264)之间的第三滤波器结构进行非相干平均。

15．一种如在前的任一权利要求所述的瑞克接收机，其特征在于，对于每个天线分支(232A,232B)，用匹配滤波器(262A,262B)替换解扩器(296A,296B)用于对有不同延迟的接收无线电信号执行预确定数目的并行相关计算，因此在预确定延迟处通过一已知的扩展码在相关计算中对包括在接收无线电信号中的导频部分进行解扩。

16．一种如在前的任一权利要求所述的瑞克接收机，其特征在于，为了提供天线增益，天线分支(232A,232B)形成一天线阵，由此通过定相分开的天线信号来在所期望的方向上形成一天线射束。

17．一种如在前的任一权利要求所述的瑞克接收机，其特征在于，天线分支(232A,232B)为分集分支。

18．一种如权利要求17所述的瑞克接收机，其特征在于，天线分支(232A,232B)通过空间分集实现的天线。

19．一种如权利要求17所述的瑞克接收机，其特征在于，天线分支(232A,232B)通过极化分集实现的天线。

20．一种如在前的任一权利要求所述的瑞克接收机，其特征在于，信道估计器(272)在最佳最大似然原理上执行信道估计。

21．一种如在前的任一权利要求所述的瑞克接收机，其特征在于，通过乘以由信道的估计脉冲响应产生于天线分支(232A,232B)的干扰信号的一协方差矩阵的逆矩阵来为每个天线分支(232A,232B)形成将信号对干扰和噪声比最大化的加权系数。

22．一种如权利要求21所述的瑞克接收机，其特征在于，通过最佳最大似然方法所产生的信道估计被用来估计产生自干扰和噪声的协方差矩阵。

23．一种如在前的任一权利要求所述的瑞克接收机，其特征在于，干扰估计器(292)通过由干扰估计器(272)产生的干扰信号包括由所期望的信道的相邻频带所引起干扰，即相邻信道功率。