JP2911105B2 - 適応形スペクトラム拡散受信機 - Google Patents
適応形スペクトラム拡散受信機Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、スペクトラム拡
散通信における直接拡散符号分割多元接続方式に用いら
れ、適応的に干渉波を除去するようにした受信機に関す
るものである。
散通信における直接拡散符号分割多元接続方式に用いら
れ、適応的に干渉波を除去するようにした受信機に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、ディジタル移動通信において周波
数の有効利用を図るため、様々なスペクトラム拡散方式
が検討されている(M.K.Simon, J.K.Omura, R.A.Scholtz
and B.K.Levitt 著，"Spread Spectrum Communicatio
n", Computer Science Press 出版，1985）。特に直接
拡散 (Direct Sequence : DS）方式を用いたＣＤＭＡ
（Code Division Multiple Access)方式は比較的構成が
簡単であることから実用化方式が検討されている。
数の有効利用を図るため、様々なスペクトラム拡散方式
が検討されている(M.K.Simon, J.K.Omura, R.A.Scholtz
and B.K.Levitt 著，"Spread Spectrum Communicatio
n", Computer Science Press 出版，1985）。特に直接
拡散 (Direct Sequence : DS）方式を用いたＣＤＭＡ
（Code Division Multiple Access)方式は比較的構成が
簡単であることから実用化方式が検討されている。
【０００３】従来のＤＳ−ＣＤＭＡ用受信機では、アン
テナからの受信波は増幅器で増幅されて準同期検波回路
に入力される。準同期検波回路は、位相は同期していな
いが周波数は同期している局部搬送波信号を基準信号と
して直交検波を行い、受信波の同相成分の振幅Ｉ（ｔ）
及び直交成分の振幅Ｑ（ｔ）を出力する。以下ではＩ
（ｔ）とＱ（ｔ）とをまとめて受信信号とする。またこ
の受信信号は通常、Ｉ（ｔ）を実数部、ｊＱ（ｔ）を虚
数部、ただしｊは虚数単位とする複素数で表示される。
したがって各種の演算処理は複素演算である。ＤＳ方式
では、受信信号に逆拡散処理を行い希望波の逆拡散信号
を抽出する。この逆拡散処理には二通りの方法がある。
一つは拡散符号に整合した整合フィルタを用いる方法で
あり、このフィルタの出力信号が逆拡散信号となる。も
う一つは、受信信号のタイミングに同期をとって拡散符
号を乗積したのち、低域フィルタで直流成分を抽出する
方法であり、直流成分が逆拡散信号となる。以下では整
合フィルタを用いる方法を説明するが、他の方法でも同
じ結果となる。逆拡散信号はベースバンドで復調処理さ
れて、送信符号系列が抽出される。
テナからの受信波は増幅器で増幅されて準同期検波回路
に入力される。準同期検波回路は、位相は同期していな
いが周波数は同期している局部搬送波信号を基準信号と
して直交検波を行い、受信波の同相成分の振幅Ｉ（ｔ）
及び直交成分の振幅Ｑ（ｔ）を出力する。以下ではＩ
（ｔ）とＱ（ｔ）とをまとめて受信信号とする。またこ
の受信信号は通常、Ｉ（ｔ）を実数部、ｊＱ（ｔ）を虚
数部、ただしｊは虚数単位とする複素数で表示される。
したがって各種の演算処理は複素演算である。ＤＳ方式
では、受信信号に逆拡散処理を行い希望波の逆拡散信号
を抽出する。この逆拡散処理には二通りの方法がある。
一つは拡散符号に整合した整合フィルタを用いる方法で
あり、このフィルタの出力信号が逆拡散信号となる。も
う一つは、受信信号のタイミングに同期をとって拡散符
号を乗積したのち、低域フィルタで直流成分を抽出する
方法であり、直流成分が逆拡散信号となる。以下では整
合フィルタを用いる方法を説明するが、他の方法でも同
じ結果となる。逆拡散信号はベースバンドで復調処理さ
れて、送信符号系列が抽出される。
【０００４】このようなＤＳ−ＣＤＭＡ方式では同一キ
ャリヤ（搬送波）周波数を複数の利用者（ユーザー）が
同時に使用する。その各ユーザーは互いに異なる拡散符
号を用いているが、これらの拡散符号の相互には相関が
あるため、希望波の拡散符号で逆拡散を行っても他ユー
ザーの成分が逆拡散信号に混入する。そのため、他ユー
ザーの数が多いと逆拡散信号に混入する干渉波成分のレ
ベルが増大し、伝送特性が大幅に劣化する。この劣化は
他ユーザーの受信レベルが、希望波の受信レベルより大
きくなるとますます問題となる。そのため各ユーザーの
送信電力の制御を行い、各ユーザーの受信点におけるレ
ベルを一定にすることが考えられるが、この送信電力制
御を完全に行うことは非常に難しい。このように拡散符
号間の相互相関に起因する伝送特性の劣化は、受信機に
干渉キャンセル機能を追加することで解決できる。従来
の解決法とその欠点について以下に述べる。
ャリヤ（搬送波）周波数を複数の利用者（ユーザー）が
同時に使用する。その各ユーザーは互いに異なる拡散符
号を用いているが、これらの拡散符号の相互には相関が
あるため、希望波の拡散符号で逆拡散を行っても他ユー
ザーの成分が逆拡散信号に混入する。そのため、他ユー
ザーの数が多いと逆拡散信号に混入する干渉波成分のレ
ベルが増大し、伝送特性が大幅に劣化する。この劣化は
他ユーザーの受信レベルが、希望波の受信レベルより大
きくなるとますます問題となる。そのため各ユーザーの
送信電力の制御を行い、各ユーザーの受信点におけるレ
ベルを一定にすることが考えられるが、この送信電力制
御を完全に行うことは非常に難しい。このように拡散符
号間の相互相関に起因する伝送特性の劣化は、受信機に
干渉キャンセル機能を追加することで解決できる。従来
の解決法とその欠点について以下に述べる。
【０００５】従来の干渉キャンセラでこの発明に特に近
い技術（K.Fukawa, and H.Suzuki,“Orthogonalizing M
atched Filter（ＯＭＦ）, detection for ＤＳ−ＣＤ
ＭＡmobile radio systems”，ＩＥＥＥ Globecom 199
4, pp.385-389, Nov. 1994特願平６−１６８３６号）の
基本構成を図５に示す。この受信機は以下のように動作
する。受信波の同相成分振幅と直交成分振幅からなる受
信信号ＳＩＧは入力端子３１からサンプル手段３２に入
力され、一定時間ごとに標本化されて標本化信号ＳＰＳ
とされて端子１１に出力される。信号抽出手段３３で
は、標本化信号ＳＰＳを入力とし、逆拡散と線形合成の
操作を行い、合成信号ＤＣＳを端子２６へ出力する。復
調手段３４では、合成信号ＤＣＳを復調して判定信号を
端子１７へ出力する。タイミング制御手段３５では、各
手段の動作タイミングを制御する。
い技術（K.Fukawa, and H.Suzuki,“Orthogonalizing M
atched Filter（ＯＭＦ）, detection for ＤＳ−ＣＤ
ＭＡmobile radio systems”，ＩＥＥＥ Globecom 199
4, pp.385-389, Nov. 1994特願平６−１６８３６号）の
基本構成を図５に示す。この受信機は以下のように動作
する。受信波の同相成分振幅と直交成分振幅からなる受
信信号ＳＩＧは入力端子３１からサンプル手段３２に入
力され、一定時間ごとに標本化されて標本化信号ＳＰＳ
とされて端子１１に出力される。信号抽出手段３３で
は、標本化信号ＳＰＳを入力とし、逆拡散と線形合成の
操作を行い、合成信号ＤＣＳを端子２６へ出力する。復
調手段３４では、合成信号ＤＣＳを復調して判定信号を
端子１７へ出力する。タイミング制御手段３５では、各
手段の動作タイミングを制御する。
【０００６】さらに、信号抽出手段３３は逆拡散・合成
手段３６と係数制御手段３７とからなり、これらは次の
ように動作する。まず、逆拡散・合成手段３６は、重み
付け係数Ｗを用いて、入力された標本化信号の逆拡散と
線形合成の処理を行って合成信号ＤＣＳを得て出力する
とともに、重み付け係数Ｗが乗積されるべき被乗算信号
ＭＰＳを出力する。次に、係数制御手段３７は、被乗算
信号ＭＰＳと合成信号ＤＣＳを入力として重み付け係数
Ｗの拘束条件のもとで、合成信号ＤＣＳの平均電力を最
小にするアルゴリズムで求められた重み付け係数Ｗを逆
拡散・合成手段３６へ出力する。
手段３６と係数制御手段３７とからなり、これらは次の
ように動作する。まず、逆拡散・合成手段３６は、重み
付け係数Ｗを用いて、入力された標本化信号の逆拡散と
線形合成の処理を行って合成信号ＤＣＳを得て出力する
とともに、重み付け係数Ｗが乗積されるべき被乗算信号
ＭＰＳを出力する。次に、係数制御手段３７は、被乗算
信号ＭＰＳと合成信号ＤＣＳを入力として重み付け係数
Ｗの拘束条件のもとで、合成信号ＤＣＳの平均電力を最
小にするアルゴリズムで求められた重み付け係数Ｗを逆
拡散・合成手段３６へ出力する。
【０００７】重み付け係数の拘束条件のもとで合成信号
の平均電力を最小にするアルゴリズムは種々考えられる
が、簡易な方法としては拘束条件付きのＬＭＳであるＦ
ｒｏｓｔの方法（Frost, O.L.,“An algorithm for lin
early constrained adaptivearray processing ”，Pro
c. ＩＥＥＥ，vol. 60, No.8, PP.926-935, August197
2）が知られている。
の平均電力を最小にするアルゴリズムは種々考えられる
が、簡易な方法としては拘束条件付きのＬＭＳであるＦ
ｒｏｓｔの方法（Frost, O.L.,“An algorithm for lin
early constrained adaptivearray processing ”，Pro
c. ＩＥＥＥ，vol. 60, No.8, PP.926-935, August197
2）が知られている。
【０００８】逆拡散・合成手段３６として、逆拡散手段
３８と線形合成手段３９の縦続接続とする構成例を図６
に示す。逆拡散手段３８は、入力標本化信号ＳＰＳを複
数の逆拡散用符号で逆拡散して得た複数の逆拡散信号を
出力する。また、複数のこれら逆拡散信号を被乗算信号
として出力する。線形合成手段３９は、逆拡散手段３８
で得られた複数の逆拡散信号に重み付け係数を乗算した
後、合成して合成信号ＤＣＳを出力する。同図では、説
明を簡単にするために拡散率は４とし、同一周波数を使
用するユーザー数は４とした。
３８と線形合成手段３９の縦続接続とする構成例を図６
に示す。逆拡散手段３８は、入力標本化信号ＳＰＳを複
数の逆拡散用符号で逆拡散して得た複数の逆拡散信号を
出力する。また、複数のこれら逆拡散信号を被乗算信号
として出力する。線形合成手段３９は、逆拡散手段３８
で得られた複数の逆拡散信号に重み付け係数を乗算した
後、合成して合成信号ＤＣＳを出力する。同図では、説
明を簡単にするために拡散率は４とし、同一周波数を使
用するユーザー数は４とした。
【０００９】まず、入力端子１１からの入力標本化信号
は、逆拡散手段３８を構成する４つの整合フィルタ１２
1 〜１２4 に供給される。整合フィルタ１２1 〜１２4
ではそれぞれ標本化信号と拡散符号との相関演算を行
い、その演算結果の逆拡散信号ｘ1(i)〜ｘ4(i)が被乗算
信号ＭＰＳとして出力される。１つの整合フィルタ１２
1 は希望波の拡散符号との相関演算とし、その他の整合
フィルタ１２2 〜１２4は希望波の拡散符号と直交し、
かつ互いに直交する拡散符号との相関演算とする。線形
合成手段３９は、乗算器１３1 〜１３4 及び加算器１５
で構成され、逆拡散手段３８よりの複数の逆拡散信号ｘ
1(i)〜ｘ4(i)に重み付け係数Ｗ1 〜Ｗ4 をそれぞれ乗算
し、その乗算結果を加算器１５で加算して合成信号ＤＣ
Ｓを生成して出力端子２６へ出力する。係数制御手段３
７は、複数の逆拡散信号ｘ1(i)〜ｘ 4(i)と合成信号ＤＣ
Ｓを入力として、重み付け係数の拘束条件のもとで合成
信号ＤＣＳの平均電力を最小にするアルゴリズムで重み
付け係数Ｗ1 〜Ｗ4 を求めて出力する。整合フィルタ１
２1 〜１２4 は相関器に置き換えることも可能であり、
以下で述べる整合フィルタについても同様である。
は、逆拡散手段３８を構成する４つの整合フィルタ１２
1 〜１２4 に供給される。整合フィルタ１２1 〜１２4
ではそれぞれ標本化信号と拡散符号との相関演算を行
い、その演算結果の逆拡散信号ｘ1(i)〜ｘ4(i)が被乗算
信号ＭＰＳとして出力される。１つの整合フィルタ１２
1 は希望波の拡散符号との相関演算とし、その他の整合
フィルタ１２2 〜１２4は希望波の拡散符号と直交し、
かつ互いに直交する拡散符号との相関演算とする。線形
合成手段３９は、乗算器１３1 〜１３4 及び加算器１５
で構成され、逆拡散手段３８よりの複数の逆拡散信号ｘ
1(i)〜ｘ4(i)に重み付け係数Ｗ1 〜Ｗ4 をそれぞれ乗算
し、その乗算結果を加算器１５で加算して合成信号ＤＣ
Ｓを生成して出力端子２６へ出力する。係数制御手段３
７は、複数の逆拡散信号ｘ1(i)〜ｘ 4(i)と合成信号ＤＣ
Ｓを入力として、重み付け係数の拘束条件のもとで合成
信号ＤＣＳの平均電力を最小にするアルゴリズムで重み
付け係数Ｗ1 〜Ｗ4 を求めて出力する。整合フィルタ１
２1 〜１２4 は相関器に置き換えることも可能であり、
以下で述べる整合フィルタについても同様である。
【００１０】このときの４次元の重み付け係数ベクトル
の最適値をＷo ＝〔Ｗo1Ｗo2Ｗo3Ｗo4〕T とすると、重
み付け係数の拘束条件下での最適値Ｗo は次式となるこ
とは前記 Frostの文献などから明らかである。 Ｗo ＝αＲ-1Ｔ （１） ただし、αはあるスカラ値、Ｒは４×４の逆拡散信号の
相関行列、Ｔは４次元のステアリング・ベクトルであ
る。Ｒは逆拡散信号ベクトルＸ(i) ＝〔ｘ1(i)ｘ 2(i)ｘ
3(i)ｘ4(i)〕T を用いて Ｒ＝＜Ｘ(i) ＸH (i) ＞ （２） のようになる。ここで、ｉはシンボル周期Ｔを単位にし
た時刻、Ｗo j はＷj の最適値、ｘj (i) はｊ番目（ｊ
＝１，２，３，４）の整合フィルタ１２j における時刻
ｉの逆拡散信号、T は転置行列、H は複素共役転置行
列、＜＞は集合平均を表す。このＲは以下のように近似
することができる。
の最適値をＷo ＝〔Ｗo1Ｗo2Ｗo3Ｗo4〕T とすると、重
み付け係数の拘束条件下での最適値Ｗo は次式となるこ
とは前記 Frostの文献などから明らかである。 Ｗo ＝αＲ-1Ｔ （１） ただし、αはあるスカラ値、Ｒは４×４の逆拡散信号の
相関行列、Ｔは４次元のステアリング・ベクトルであ
る。Ｒは逆拡散信号ベクトルＸ(i) ＝〔ｘ1(i)ｘ 2(i)ｘ
3(i)ｘ4(i)〕T を用いて Ｒ＝＜Ｘ(i) ＸH (i) ＞ （２） のようになる。ここで、ｉはシンボル周期Ｔを単位にし
た時刻、Ｗo j はＷj の最適値、ｘj (i) はｊ番目（ｊ
＝１，２，３，４）の整合フィルタ１２j における時刻
ｉの逆拡散信号、T は転置行列、H は複素共役転置行
列、＜＞は集合平均を表す。このＲは以下のように近似
することができる。
【００１１】 Ｒ＝〔Ｘ(1) ＸH (1) ＋Ｘ(2) ＸH (2) ＋… ＋Ｘ（Ｎt ) ＸH （Ｎt ）〕／Ｎt （３） ただし、Ｎt は大きな自然数である。Ｎt は大きい程近
似度が上がるが、このＮt 間に他のユーザーが新たに通
信を開始するような通信状況が変わることがない程度の
値とするとよく、使用するシステムにより異なる。
似度が上がるが、このＮt 間に他のユーザーが新たに通
信を開始するような通信状況が変わることがない程度の
値とするとよく、使用するシステムにより異なる。
【００１２】ステアリング・ベクトルＴはこの場合はユ
ーザーｊとユーザーｋの拡散符号の相互相関ρjkを要素
とするベクトルであり Ｔ＝〔ρ11 ρ12 ρ13 ρ14〕T （４） すなわち Frostの前記文献ではアダプティブアレーに対
するもので、ステアリングベクトルＴを、希望波に一番
指向性が合っているメインアンテナに対応する要素を
１、他の要素を全てゼロにしている。ユーザー１の拡散
符号で拡散された信号を希望波とすると、乗算器１３1
の出力に希望波が含まれる割合はＷo1ρ11である。同様
に乗算器１３2 〜１３4 の出力に希望波が含まれる割合
はそれぞれＷo2ρ12、Ｗo3ρ13、Ｗo4ρ14となる。合成
信号は乗算器１３1 〜１３4 の出力の和であるから、合
成信号に含まれる希望波の割合はＷo1ρ11＋Ｗo2ρ12＋
Ｗo3ρ13＋Ｗo4ρ14となり、ＷH Ｔに対応する。整合フ
ィルタ１２1 〜１２4 の各逆拡散符号は互いに直交して
いるからステアリング・ベクトルＴは次のようになる。
ーザーｊとユーザーｋの拡散符号の相互相関ρjkを要素
とするベクトルであり Ｔ＝〔ρ11 ρ12 ρ13 ρ14〕T （４） すなわち Frostの前記文献ではアダプティブアレーに対
するもので、ステアリングベクトルＴを、希望波に一番
指向性が合っているメインアンテナに対応する要素を
１、他の要素を全てゼロにしている。ユーザー１の拡散
符号で拡散された信号を希望波とすると、乗算器１３1
の出力に希望波が含まれる割合はＷo1ρ11である。同様
に乗算器１３2 〜１３4 の出力に希望波が含まれる割合
はそれぞれＷo2ρ12、Ｗo3ρ13、Ｗo4ρ14となる。合成
信号は乗算器１３1 〜１３4 の出力の和であるから、合
成信号に含まれる希望波の割合はＷo1ρ11＋Ｗo2ρ12＋
Ｗo3ρ13＋Ｗo4ρ14となり、ＷH Ｔに対応する。整合フ
ィルタ１２1 〜１２4 の各逆拡散符号は互いに直交して
いるからステアリング・ベクトルＴは次のようになる。
【００１３】 Ｔ＝〔１０００〕T （５） 係数制御手段３９は合成信号に含まれる希望波の信号レ
ベルを一定に保つように重み付け係数を制御する。拡散
符号は互いに直交しているから整合フィルタ１２2 〜１
２4 の出力ｘ2(i)〜ｘ4(i)には希望波の信号成分が含ま
れない。このことを考慮するとこの重み付け係数の拘束
条件は ＷH Ｔ＝１ （６） で表される。この拘束条件のもとで合成信号の平均電力
を最小にするとは、希望波の信号レベルを一定に保ちつ
つ合成信号の平均電力を最小にすることと等価である。
このように重み付け係数を制御すると、合成信号に含ま
れる干渉波成分のレベルを最小にすることができる。な
お、式（１）のαはＷo が式（６）の拘束条件を満足す
るように定める。
ベルを一定に保つように重み付け係数を制御する。拡散
符号は互いに直交しているから整合フィルタ１２2 〜１
２4 の出力ｘ2(i)〜ｘ4(i)には希望波の信号成分が含ま
れない。このことを考慮するとこの重み付け係数の拘束
条件は ＷH Ｔ＝１ （６） で表される。この拘束条件のもとで合成信号の平均電力
を最小にするとは、希望波の信号レベルを一定に保ちつ
つ合成信号の平均電力を最小にすることと等価である。
このように重み付け係数を制御すると、合成信号に含ま
れる干渉波成分のレベルを最小にすることができる。な
お、式（１）のαはＷo が式（６）の拘束条件を満足す
るように定める。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】さて、希望波のタイミ
ング同期が不完全であったり、遅延時間差の小さい希望
波のマルチパス成分があると、上記の整合フィルタ１２
2 〜１２4 、出力信号ｘ 2(i)〜ｘ4(i)に希望波の信号成
分が漏れ込む。この漏れ込んだ希望波信号成分は、整合
フィルタ１２1 の出力信号ｘ1(i)に含まれる希望波信号
成分と相関がある。従って、式（６）で表される拘束条
件で合成信号の平均電力を最小にするように重み付け係
数を制御すると、ｘ1(i)に含まれる希望波信号成分がｘ
2(i)〜ｘ4(i)に漏れ込んだ希望波信号成分で打ち消さ
れ、合成信号に含まれる希望波信号成分の平均電力が減
少してしまい、誤り率特性が大幅に劣化する。
ング同期が不完全であったり、遅延時間差の小さい希望
波のマルチパス成分があると、上記の整合フィルタ１２
2 〜１２4 、出力信号ｘ 2(i)〜ｘ4(i)に希望波の信号成
分が漏れ込む。この漏れ込んだ希望波信号成分は、整合
フィルタ１２1 の出力信号ｘ1(i)に含まれる希望波信号
成分と相関がある。従って、式（６）で表される拘束条
件で合成信号の平均電力を最小にするように重み付け係
数を制御すると、ｘ1(i)に含まれる希望波信号成分がｘ
2(i)〜ｘ4(i)に漏れ込んだ希望波信号成分で打ち消さ
れ、合成信号に含まれる希望波信号成分の平均電力が減
少してしまい、誤り率特性が大幅に劣化する。
【００１５】この劣化を抑える為には、式（５）で表さ
れるＴではなく、上記の希望波信号成分の漏れ込みを考
慮して、新たにステアリング・ベクトルＴ′を推定する
必要がある。この発明の課題は、希望波のタイミング同
期が不完全であったり、遅延時間差の小さい希望波のマ
ルチパス成分がある場合でも良好に動作する適応形スペ
クトラム拡散受信機を提供することにある。
れるＴではなく、上記の希望波信号成分の漏れ込みを考
慮して、新たにステアリング・ベクトルＴ′を推定する
必要がある。この発明の課題は、希望波のタイミング同
期が不完全であったり、遅延時間差の小さい希望波のマ
ルチパス成分がある場合でも良好に動作する適応形スペ
クトラム拡散受信機を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】この発明の適応形スペク
トラム拡散受信機は、受信信号を一定時間ごとに標本化
して標本化信号を出力するサンプル手段と、標本化信号
を入力とし逆拡散と線形合成の操作を行い合成信号を出
力する信号抽出手段と、合成信号を復調して判定信号を
出力する復調手段と、各手段の動作タイミングを制御す
るタイミング制御手段との各手段から成り、さらに、こ
れらの手段の中心部分である信号抽出手段は、重み付け
係数を用いて標本化信号の逆拡散と線形合成の処理を行
なって生成する合成信号と、重み付け係数が乗積される
べき被乗算信号とを出力する逆拡散・合成手段と、被乗
算信号と合成信号、および重み付け係数の拘束条件を定
めるステアリング・ベクトルを入力として、上記の拘束
条件のもとで合成信号の平均電力を最小にするアルゴリ
ズムで求められた重み付け係数を出力する係数制御手段
と、この発明では特にステアリング・ベクトルを推定し
出力するステアリング・ベクトル制御手段とから構成さ
れている。
トラム拡散受信機は、受信信号を一定時間ごとに標本化
して標本化信号を出力するサンプル手段と、標本化信号
を入力とし逆拡散と線形合成の操作を行い合成信号を出
力する信号抽出手段と、合成信号を復調して判定信号を
出力する復調手段と、各手段の動作タイミングを制御す
るタイミング制御手段との各手段から成り、さらに、こ
れらの手段の中心部分である信号抽出手段は、重み付け
係数を用いて標本化信号の逆拡散と線形合成の処理を行
なって生成する合成信号と、重み付け係数が乗積される
べき被乗算信号とを出力する逆拡散・合成手段と、被乗
算信号と合成信号、および重み付け係数の拘束条件を定
めるステアリング・ベクトルを入力として、上記の拘束
条件のもとで合成信号の平均電力を最小にするアルゴリ
ズムで求められた重み付け係数を出力する係数制御手段
と、この発明では特にステアリング・ベクトルを推定し
出力するステアリング・ベクトル制御手段とから構成さ
れている。
【００１７】上記のステアリング・ベクトル制御手段に
は２種類あり、（１）被乗算信号のみを入力とするもの
と、（２）被乗算信号と、判定信号もしくは既知のトレ
ーニング信号を入力とするものがある。サンプル手段で
は、受信信号を一定時間ごとに標本化して標本化信号を
出力し、信号抽出手段では、標本化信号を入力とし逆拡
散と線形合成の操作を行い合成信号を出力し、復調手段
では、合成信号を復調して判定信号を出力し、タイミン
グ制御手段では、各手段の動作タイミングを制御する。
さらに、信号抽出手段において、逆拡散・合成手段は、
重み付け係数を用いて標本化信号の逆拡散と線形合成の
処理を行ない生成された合成信号と、重み付け係数が乗
積されるべき被乗算信号とを出力し、係数制御手段は、
被乗算信号と合成信号、および重み付け係数の拘束条件
を定めるステアリング・ベクトルを入力として、上記の
拘束条件のもとで合成信号の平均電力を最小にするアル
ゴリズムで求められた重み付け係数を推定して出力し、
ステアリング・ベクトル制御手段は、被乗算信号のみを
入力とするものと、被乗算信号と判定信号もしくは既知
のトレーニング信号を入力とするものがあり、ステアリ
ング・ベクトルを推定し出力する。
は２種類あり、（１）被乗算信号のみを入力とするもの
と、（２）被乗算信号と、判定信号もしくは既知のトレ
ーニング信号を入力とするものがある。サンプル手段で
は、受信信号を一定時間ごとに標本化して標本化信号を
出力し、信号抽出手段では、標本化信号を入力とし逆拡
散と線形合成の操作を行い合成信号を出力し、復調手段
では、合成信号を復調して判定信号を出力し、タイミン
グ制御手段では、各手段の動作タイミングを制御する。
さらに、信号抽出手段において、逆拡散・合成手段は、
重み付け係数を用いて標本化信号の逆拡散と線形合成の
処理を行ない生成された合成信号と、重み付け係数が乗
積されるべき被乗算信号とを出力し、係数制御手段は、
被乗算信号と合成信号、および重み付け係数の拘束条件
を定めるステアリング・ベクトルを入力として、上記の
拘束条件のもとで合成信号の平均電力を最小にするアル
ゴリズムで求められた重み付け係数を推定して出力し、
ステアリング・ベクトル制御手段は、被乗算信号のみを
入力とするものと、被乗算信号と判定信号もしくは既知
のトレーニング信号を入力とするものがあり、ステアリ
ング・ベクトルを推定し出力する。
【００１８】この発明は、重み付け係数の拘束条件を定
めるステアリング・ベクトルを固定せず、被乗算信号等
を用いて推定する点が従来技術と異なる。
めるステアリング・ベクトルを固定せず、被乗算信号等
を用いて推定する点が従来技術と異なる。
【００１９】
【発明の実施の形態】この発明の基本構成を図１Ａに示
し、図５と対応する部分に同一符号を付けてある。この
受信機は以下のように動作する。受信波の同相成分振幅
と直交成分振幅から成る受信信号ＳＩＧは入力端子３１
から入力され、サンプル手段３２で一定時間ごとに標本
化され、その標本化信号ＳＰＳは信号抽出手段３３へ供
給される。信号抽出手段３３では、標本化信号ＳＰＳを
入力とし逆拡散と線形合成の操作を行い合成信号ＤＣＳ
を端子２６へ出力する。復調手段３４では、合成信号Ｄ
ＣＳを復調して判定信号ＯＰＳを端子１７へ出力する。
タイミング制御手段３５では、各手段３３，３４の動作
タイミングを制御する。
し、図５と対応する部分に同一符号を付けてある。この
受信機は以下のように動作する。受信波の同相成分振幅
と直交成分振幅から成る受信信号ＳＩＧは入力端子３１
から入力され、サンプル手段３２で一定時間ごとに標本
化され、その標本化信号ＳＰＳは信号抽出手段３３へ供
給される。信号抽出手段３３では、標本化信号ＳＰＳを
入力とし逆拡散と線形合成の操作を行い合成信号ＤＣＳ
を端子２６へ出力する。復調手段３４では、合成信号Ｄ
ＣＳを復調して判定信号ＯＰＳを端子１７へ出力する。
タイミング制御手段３５では、各手段３３，３４の動作
タイミングを制御する。
【００２０】さらに、信号抽出手段３３は逆拡散・合成
手段３６、係数制御手段３７のみならず、この発明では
更にステアリング・ベクトル制御手段４１から成り、こ
れらは次のように動作する。まず、逆拡散・合成手段３
６は、重み付け係数を用いて標本化信号の逆拡散と線形
合成の処理を行ない生成された合成信号ＤＣＳと、重み
付け係数Ｗが乗積されるべき被乗算信号ＭＰＳとを、そ
れぞれ端子２６と４２へ出力する。次に、係数制御手段
３７は、被乗算信号ＭＰＳ、合成信号ＤＣＳおよび重み
付け係数Ｗの拘束条件を定めるステアリング・ベクトル
Ｔ′を入力として、上述の拘束条件のもとで合成信号の
平均電力を最小にするアルゴリズムで求められた重み付
け係数Ｗを端子４３へ出力する。そしてステアリング・
ベクトル制御手段４１では、被乗算信号ＭＰＳをもとに
ステアリング・ベクトルＴ′の推定を行い端子４４へ出
力する。なお、逆拡散・合成手段３６の具体的構成は図
６に示したものと同じであり、同図において、逆拡散手
段３８と線形合成手段３９をトランスバーサルフィルタ
で置き換えた構成も可能である。このことは本発明者が
発表した前記文献から明らかである。
手段３６、係数制御手段３７のみならず、この発明では
更にステアリング・ベクトル制御手段４１から成り、こ
れらは次のように動作する。まず、逆拡散・合成手段３
６は、重み付け係数を用いて標本化信号の逆拡散と線形
合成の処理を行ない生成された合成信号ＤＣＳと、重み
付け係数Ｗが乗積されるべき被乗算信号ＭＰＳとを、そ
れぞれ端子２６と４２へ出力する。次に、係数制御手段
３７は、被乗算信号ＭＰＳ、合成信号ＤＣＳおよび重み
付け係数Ｗの拘束条件を定めるステアリング・ベクトル
Ｔ′を入力として、上述の拘束条件のもとで合成信号の
平均電力を最小にするアルゴリズムで求められた重み付
け係数Ｗを端子４３へ出力する。そしてステアリング・
ベクトル制御手段４１では、被乗算信号ＭＰＳをもとに
ステアリング・ベクトルＴ′の推定を行い端子４４へ出
力する。なお、逆拡散・合成手段３６の具体的構成は図
６に示したものと同じであり、同図において、逆拡散手
段３８と線形合成手段３９をトランスバーサルフィルタ
で置き換えた構成も可能である。このことは本発明者が
発表した前記文献から明らかである。
【００２１】図１Ａに示したステアリング・ベクトル制
御手段４１の構成例を図１Ｂに示す（請求項２）。端子
４２1 〜４２4 から被乗算信号ＭＰＳが入力されるが、
端子４２1 から入力する被乗算信号は整合フィルタ１２
1 の出力信号ｘ1(i)とする。回転角抽出手段４５はこの
端子４２1 からの被乗算信号が入力されて、この信号の
位相をゼロにする位相角信号Ｐ(i) を乗算器４６1 〜４
６4 へ出力する。この位相角信号Ｐ(i) を数式で表すと Ｐ(i) ＝ｘ1 * (i) ／｜ｘ1(i)｜ （７） となる。ここで、 *は複素共役である。端子４２1 〜４
２4 からの被乗算信号ＭＰＳは乗算器４６1 〜４６4 で
位相角信号Ｐ(i) が乗算されたのち、平均化手段４７に
よりそれぞれ時間平均が取られ、ステアリング・ベクト
ルＴ′として端子４４1 〜４４4 へ出力される。
御手段４１の構成例を図１Ｂに示す（請求項２）。端子
４２1 〜４２4 から被乗算信号ＭＰＳが入力されるが、
端子４２1 から入力する被乗算信号は整合フィルタ１２
1 の出力信号ｘ1(i)とする。回転角抽出手段４５はこの
端子４２1 からの被乗算信号が入力されて、この信号の
位相をゼロにする位相角信号Ｐ(i) を乗算器４６1 〜４
６4 へ出力する。この位相角信号Ｐ(i) を数式で表すと Ｐ(i) ＝ｘ1 * (i) ／｜ｘ1(i)｜ （７） となる。ここで、 *は複素共役である。端子４２1 〜４
２4 からの被乗算信号ＭＰＳは乗算器４６1 〜４６4 で
位相角信号Ｐ(i) が乗算されたのち、平均化手段４７に
よりそれぞれ時間平均が取られ、ステアリング・ベクト
ルＴ′として端子４４1 〜４４4 へ出力される。
【００２２】ステアリング・ベクトルＴ′は、希望波信
号成分と被乗算信号ＭＰＳとの相互相関ベクトルに等し
く、上記の操作は近似的にこの相互相関ベクトルを抽出
することに相当している。以下ではこのことを説明す
る。整合フィルタ１２1 の出力信号ｘ1(i)は、干渉波電
力および雑音電力が低い限りにおいて、希望波信号成分
とほぼ等しい。従って、位相角信号Ｐ(i) を乗算するこ
とは、希望波信号成分のキャリア位相と変調位相を打ち
消すことに相当する。そして、被乗算信号ＭＰＳに位相
角信号Ｐ(i) を乗算し時間平均を取ることは、希望波信
号成分と被乗算信号ＭＰＳとの相互相関ベクトルを抽出
することに相当する。
号成分と被乗算信号ＭＰＳとの相互相関ベクトルに等し
く、上記の操作は近似的にこの相互相関ベクトルを抽出
することに相当している。以下ではこのことを説明す
る。整合フィルタ１２1 の出力信号ｘ1(i)は、干渉波電
力および雑音電力が低い限りにおいて、希望波信号成分
とほぼ等しい。従って、位相角信号Ｐ(i) を乗算するこ
とは、希望波信号成分のキャリア位相と変調位相を打ち
消すことに相当する。そして、被乗算信号ＭＰＳに位相
角信号Ｐ(i) を乗算し時間平均を取ることは、希望波信
号成分と被乗算信号ＭＰＳとの相互相関ベクトルを抽出
することに相当する。
【００２３】図１Ａ中に示したステアリング・ベクトル
制御手段４１の別の構成を図２に示す（請求項３）。端
子４２から被乗算信号ＭＰＳが、自己相関行列生成手段
５１に入力される。自己相関行列生成手段５１では被乗
算信号ＭＰＳをもとにして、式（３）に従い被乗算信号
の自己相関行列Ｒが計算されて出力される。この自己相
関行列Ｒは固有展開手段５２で固有展開が行われ、固有
値と固有ベクトルが求められる。その固有ベクトルに
は、雑音信号に対応するものと、干渉波も含めた信号成
分に対応するものとの２種類がある。固有値の大きさ
は、前者の固有ベクトルに対応するものは雑音電力、後
者の固有ベクトルに対応するものは信号電力とほぼ等し
くなる。雑音電力が低い場合、固有値の大きさを基準に
して信号成分に対応する複数の固有ベクトル｛ｅｌ｝＝
｛ｅ1 ・・・・ｅM ｝を選択することは容易にできる。
ここでＭは信号成分に対応する固有ベクトルの数であ
る。固有展開手段５２はこの複数の固有ベクトル｛ｅ
ｌ｝を出力する。
制御手段４１の別の構成を図２に示す（請求項３）。端
子４２から被乗算信号ＭＰＳが、自己相関行列生成手段
５１に入力される。自己相関行列生成手段５１では被乗
算信号ＭＰＳをもとにして、式（３）に従い被乗算信号
の自己相関行列Ｒが計算されて出力される。この自己相
関行列Ｒは固有展開手段５２で固有展開が行われ、固有
値と固有ベクトルが求められる。その固有ベクトルに
は、雑音信号に対応するものと、干渉波も含めた信号成
分に対応するものとの２種類がある。固有値の大きさ
は、前者の固有ベクトルに対応するものは雑音電力、後
者の固有ベクトルに対応するものは信号電力とほぼ等し
くなる。雑音電力が低い場合、固有値の大きさを基準に
して信号成分に対応する複数の固有ベクトル｛ｅｌ｝＝
｛ｅ1 ・・・・ｅM ｝を選択することは容易にできる。
ここでＭは信号成分に対応する固有ベクトルの数であ
る。固有展開手段５２はこの複数の固有ベクトル｛ｅ
ｌ｝を出力する。
【００２４】求めるべきステアリング・ベクトルＴ′
は、式（５）で示したベクトルＴからのずれが小さく、
上記の固有ベクトル｛ｅｌ｝が張る空間Ｓに存在する。
式（５）のベクトルＴを空間Ｓへ射影したベクトルは空
間Ｓに存在し、かつベクトルＴとのずれが一番小さいの
で、このベクトルをステアリング・ベクトルＴ′と近似
する。固有ベクトル｛ｅｌ｝は正規化され互いに直交し
ていることを考慮すると、求めるべきステアリング・ベ
クトルＴ′は Ｔ′＝（ｅ1 H Ｔ）ｅ1 ＋（ｅ2 H Ｔ）ｅ2 ＋…＋（ｅM H Ｔ）ｅM （８） となる。ここで、（ｅ1 H Ｔ）はｅ1 とＴの内積であ
る。｛ｅ1 ｝〜｛ｅM ｝はそれぞれ４次元ベクトルであ
り、（ｅ1 H Ｔ）はベクトルとベクトルの内積で定数に
なるから、Ｔ′は４次元ベクトルとなる。
は、式（５）で示したベクトルＴからのずれが小さく、
上記の固有ベクトル｛ｅｌ｝が張る空間Ｓに存在する。
式（５）のベクトルＴを空間Ｓへ射影したベクトルは空
間Ｓに存在し、かつベクトルＴとのずれが一番小さいの
で、このベクトルをステアリング・ベクトルＴ′と近似
する。固有ベクトル｛ｅｌ｝は正規化され互いに直交し
ていることを考慮すると、求めるべきステアリング・ベ
クトルＴ′は Ｔ′＝（ｅ1 H Ｔ）ｅ1 ＋（ｅ2 H Ｔ）ｅ2 ＋…＋（ｅM H Ｔ）ｅM （８） となる。ここで、（ｅ1 H Ｔ）はｅ1 とＴの内積であ
る。｛ｅ1 ｝〜｛ｅM ｝はそれぞれ４次元ベクトルであ
り、（ｅ1 H Ｔ）はベクトルとベクトルの内積で定数に
なるから、Ｔ′は４次元ベクトルとなる。
【００２５】信号空間射影手段５３は、上記の固有ベク
トル｛ｅｌ｝とベクトルＴを入力として、式（８）に従
いＴ′を生成し、端子４４から出力する。この発明の別
の基本構成を図３Ａに示す（請求項４）。この構成で図
１Ａと異なる点はステアリング・ベクトル制御手段４１
において、被乗算信号ＭＰＳと、トレーニング信号区間
ではトレーニング信号メモリ５５に記憶されているトレ
ーニング信号を、それに続くデータ信号区間では復調手
段３４からの判定信号ＯＰＳを入力としてステアリング
・ベクトルの推定を行うことである。
トル｛ｅｌ｝とベクトルＴを入力として、式（８）に従
いＴ′を生成し、端子４４から出力する。この発明の別
の基本構成を図３Ａに示す（請求項４）。この構成で図
１Ａと異なる点はステアリング・ベクトル制御手段４１
において、被乗算信号ＭＰＳと、トレーニング信号区間
ではトレーニング信号メモリ５５に記憶されているトレ
ーニング信号を、それに続くデータ信号区間では復調手
段３４からの判定信号ＯＰＳを入力としてステアリング
・ベクトルの推定を行うことである。
【００２６】この図３Ａ中のステアリング・ベクトル制
御手段４１の具体的構成例を図３Ｂに示す（請求項
５）。端子５６からのトレーニング信号又は判定信号Ｏ
ＰＳが複素共役手段５７に入力される。トレーニング信
号が入力するトレーニング信号区間では、端子４２1 〜
４２4 からの被乗算信号ＭＰＳはそのまま乗算器５８1
〜５８4 へ入力される。一方、判定信号が入力するとき
には、端子４２1 〜４２4からの被乗算信号ＭＰＳは復
調手段３４の判定遅延だけ遅延素子５９1 〜５９4でそ
れぞれ遅延されて乗算器５８1 〜５８4 へ入力される。
複素共役手段５７はトレーニング信号又は判定信号ＯＰ
Ｓの複素共役を乗算器５８1 〜５８4 へと出力する。乗
算器５８1 〜５８4 で、被乗算信号ＭＰＳ又は遅延した
被乗算信号ＭＰＳと、トレーニング信号又は判定信号Ｏ
ＰＳの各複素共役とが乗算されたのち、平均化手段６１
により時間平均が取られ、ステアリング・ベクトルＴ′
として端子４４1 〜４４4 から出力される。
御手段４１の具体的構成例を図３Ｂに示す（請求項
５）。端子５６からのトレーニング信号又は判定信号Ｏ
ＰＳが複素共役手段５７に入力される。トレーニング信
号が入力するトレーニング信号区間では、端子４２1 〜
４２4 からの被乗算信号ＭＰＳはそのまま乗算器５８1
〜５８4 へ入力される。一方、判定信号が入力するとき
には、端子４２1 〜４２4からの被乗算信号ＭＰＳは復
調手段３４の判定遅延だけ遅延素子５９1 〜５９4でそ
れぞれ遅延されて乗算器５８1 〜５８4 へ入力される。
複素共役手段５７はトレーニング信号又は判定信号ＯＰ
Ｓの複素共役を乗算器５８1 〜５８4 へと出力する。乗
算器５８1 〜５８4 で、被乗算信号ＭＰＳ又は遅延した
被乗算信号ＭＰＳと、トレーニング信号又は判定信号Ｏ
ＰＳの各複素共役とが乗算されたのち、平均化手段６１
により時間平均が取られ、ステアリング・ベクトルＴ′
として端子４４1 〜４４4 から出力される。
【００２７】ステアリング・ベクトルＴ′は希望波信号
成分と被乗算信号ＭＰＳとの相互相関ベクトルに等し
く、上記の操作はこの相互相関ベクトルを抽出すること
に相当している。最後に、この発明の計算機シミュレー
ション結果を図４に示す。シミュレーション条件は、Ｂ
ＰＳＫ変調の信号を１６倍拡散し、ユーザー数を８とし
て、伝送路は静的条件で２パスのマルチパス伝搬路とし
た。なお、遅延時間差は０．５チップ周期である。従来
技術では、誤り率特性が大幅に劣化しているが、この発
明では何れの実施例でもこの劣化を抑えて誤り率特性を
改善している様子がわかる。
成分と被乗算信号ＭＰＳとの相互相関ベクトルに等し
く、上記の操作はこの相互相関ベクトルを抽出すること
に相当している。最後に、この発明の計算機シミュレー
ション結果を図４に示す。シミュレーション条件は、Ｂ
ＰＳＫ変調の信号を１６倍拡散し、ユーザー数を８とし
て、伝送路は静的条件で２パスのマルチパス伝搬路とし
た。なお、遅延時間差は０．５チップ周期である。従来
技術では、誤り率特性が大幅に劣化しているが、この発
明では何れの実施例でもこの劣化を抑えて誤り率特性を
改善している様子がわかる。
【００２８】
【発明の効果】以上説明したようにこの発明では、希望
波のタイミング同期が不完全であったり、遅延時間差の
小さい希望波のマルチパス成分がある場合でも良好に動
作する。同一キャリア周波数を多数のユーザーが共用す
る無線システムに利用すると効果的である。移動通信で
はユーザーの呼が時系列的に変化するのでこれらの情報
を受信波から自動的に抽出し、変化に対して適応的な受
信機は特に効果的である。
波のタイミング同期が不完全であったり、遅延時間差の
小さい希望波のマルチパス成分がある場合でも良好に動
作する。同一キャリア周波数を多数のユーザーが共用す
る無線システムに利用すると効果的である。移動通信で
はユーザーの呼が時系列的に変化するのでこれらの情報
を受信波から自動的に抽出し、変化に対して適応的な受
信機は特に効果的である。
【図１】Ａは請求項１の発明の実施例の機能構成を示す
ブロック図、Ｂは図１Ａ中のステアリング・ベクトル制
御手段４１の機能構成例を示すブロック図である。
ブロック図、Ｂは図１Ａ中のステアリング・ベクトル制
御手段４１の機能構成例を示すブロック図である。
【図２】図１Ａ中のステアリング・ベクトル制御手段４
１の他の機能構成例を示す図。
１の他の機能構成例を示す図。
【図３】Ａは請求項４の発明の実施例の機能構成を示す
ブロック図、Ｂはそのステアリング・ベクトル制御手段
４１の機能構成例を示すブロック図である。
ブロック図、Ｂはそのステアリング・ベクトル制御手段
４１の機能構成例を示すブロック図である。
【図４】計算機シミュレーション結果を示すグラフ。
【図５】従来の干渉キャンセラを行う適応形スペクトラ
ム拡散受信機の機能構成を示すブロック図。
ム拡散受信機の機能構成を示すブロック図。
【図６】図５中の信号抽出手段の機能構成を示すブロッ
ク図。
ク図。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平６−141021（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−343067（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−240734（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−212816（ＪＰ，Ａ) 国際公開95／22214（ＷＯ，Ａ１) 国際公開96／471（ＷＯ，Ａ１) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04J 13/04 H03H 21/00
Claims (5)
- 【請求項１】 受信信号を一定時間ごとに標本化して標
本化信号を出力するサンプル手段と、 上記標本化信号を入力とし逆拡散と線形合成の操作を行
い合成信号を出力する信号抽出手段と、 上記合成信号を復調して判定信号を出力する復調手段
と、 上記各手段の動作タイミングを制御するタイミング制御
手段とから構成され、 上記信号抽出手段は、 重み付け係数を用いて上記標本化信号の逆拡散と線形合
成の処理を行なって生成する上記合成信号と、上記重み
付け係数が乗積されるべき被乗算信号とを出力する逆拡
散・合成手段と、 上記被乗算信号と、上記合成信号と、上記重み付け係数
の拘束条件を定めるステアリング・ベクトルを入力とし
て上記拘束条件のもとで上記合成信号の平均電力を最小
にするアルゴリズムで上記重み付け係数を求めて出力す
る係数制御手段と、 上記被乗算信号を入力として上記ステアリング・ベクト
ルを出力するステアリング・ベクトル制御手段とから構
成されることを特徴とする適応形スペクトラム拡散受信
機。 - 【請求項２】 上記ステアリング・ベクトル制御手段
は、上記被乗算信号をその特定要素の位相がゼロになる
ように位相回転する手段と、上記位相回転された信号の
時間平均を上記ステアリング・ベクトルとして出力する
手段とよりなることを特徴とする請求項１記載の適応形
スペクトラム拡散受信機。 - 【請求項３】 上記ステアリング・ベクトル制御手段は
上記被乗算信号の自己相関行列を求める手段と、上記自
己相関行列を固有展開する手段と、上記固有展開により
得られた信号成分に相当する固有ベクトルをもとに上記
ステアリング・ベクトルを推定し出力する手段よりなる
ことを特徴とする請求項１記載の適応形スペクトラム拡
散受信機。 - 【請求項４】 受信信号を一定時間ごとに標本化して標
本化信号を出力するサンプル手段と、 上記標本化信号を入力とし逆拡散と線形合成の操作を行
い合成信号を出力する信号抽出手段と、 上記合成信号を復調して判定信号を出力する復調手段
と、 上記各手段の動作タイミングを制御するタイミング制御
手段とから構成され、 上記信号抽出手段は、 重み付け係数を用いて上記標本化信号の逆拡散と線形合
成の処理を行なって生成する上記合成信号と、上記重み
付け係数が乗積されるべき被乗算信号とを出力する逆拡
散・合成手段と、 上記被乗算信号と、上記合成信号と、上記重み付け係数
の拘束条件を定めるステアリング・ベクトルを入力とし
て上記拘束条件のもとで上記合成信号の平均電力を最小
にするアルゴリズムで上記重み付け係数を求めて出力す
る係数制御手段と、 上記被乗算信号と、上記判定信号もしくは既知のトレー
ニング信号を入力として上記ステアリング・ベクトルを
出力するステアリング・ベクトル制御手段とから構成さ
れることを特徴とする適応形スペクトラム拡散受信機。 - 【請求項５】 上記ステアリング・ベクトル制御手段
は、上記被乗算信号と、上記判定信号もしくは上記トレ
ーニング信号の複素共役を乗算する手段と、上記乗算信
号の時間平均を上記ステアリング・ベクトルとして出力
する手段とよりなることを特徴とする請求項４記載の適
応形スペクトラム拡散受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31821795A JP2911105B2 (ja) | 1995-12-06 | 1995-12-06 | 適応形スペクトラム拡散受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31821795A JP2911105B2 (ja) | 1995-12-06 | 1995-12-06 | 適応形スペクトラム拡散受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09162847A JPH09162847A (ja) | 1997-06-20 |
| JP2911105B2 true JP2911105B2 (ja) | 1999-06-23 |
Family
ID=18096747
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31821795A Expired - Fee Related JP2911105B2 (ja) | 1995-12-06 | 1995-12-06 | 適応形スペクトラム拡散受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2911105B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3305639B2 (ja) | 1997-12-24 | 2002-07-24 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 直接拡散ｃｄｍａ伝送方式におけるｒａｋｅ受信機 |
| JP2894342B1 (ja) | 1998-03-13 | 1999-05-24 | 日本電気株式会社 | スロットタイミング検出方法および検出回路ならびに移動局ならびに移動通信システム |
| JP4836186B2 (ja) * | 2006-05-31 | 2011-12-14 | 三洋電機株式会社 | 送信装置 |
-
1995
- 1995-12-06 JP JP31821795A patent/JP2911105B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09162847A (ja) | 1997-06-20 |
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