JP3368875B2 - 周波数オフセット補正システム及び方法 - Google Patents
周波数オフセット補正システム及び方法Info
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- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
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- H04L2027/003—Correction of carrier offset at baseband only
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- H04L2027/0087—Out-of-band signals, (e.g. pilots)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は自動周波数制御回路に関
する。特に、本発明は、ＣＤＭＡ（ＣｏｄｅＤｉｖｉｓ
ｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ；符号分割多
元接続）における復調器の自動周波数制御回路（Ａｕｔ
ｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ：ＡＦＣ）の
周波数オフセット補正システム及び方法に関する。
する。特に、本発明は、ＣＤＭＡ（ＣｏｄｅＤｉｖｉｓ
ｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ；符号分割多
元接続）における復調器の自動周波数制御回路（Ａｕｔ
ｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ：ＡＦＣ）の
周波数オフセット補正システム及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５は従来のＣＤＭＡの受信機の概略構
成を示す図である。本図に示すように、ＣＤＭＡの受信
機は高周波（ＲＦ）信号を受信して中間周波（ＩＦ）信
号に変換するダウンコンバータ１１と、ダウンコンバー
タ１１に接続され中間波信号のスペクトル逆拡散を行う
逆拡散部１２と、逆拡散部１２に接続され逆拡散された
信号を復調して受信データを形成する復調器１３からな
る。従来、ＣＤＭＡの受信信号は、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅｌ
（同相成分）、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅｌ（直交成分）をデー
タとパイロトット信号データとでそれそれＢＰＳＫ（Ｂ
ｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）
に変調し、これらを重畳してＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒｉ
Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）に変調し、さ
らに拡散符号で変調した信号である。
成を示す図である。本図に示すように、ＣＤＭＡの受信
機は高周波（ＲＦ）信号を受信して中間周波（ＩＦ）信
号に変換するダウンコンバータ１１と、ダウンコンバー
タ１１に接続され中間波信号のスペクトル逆拡散を行う
逆拡散部１２と、逆拡散部１２に接続され逆拡散された
信号を復調して受信データを形成する復調器１３からな
る。従来、ＣＤＭＡの受信信号は、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅｌ
（同相成分）、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅｌ（直交成分）をデー
タとパイロトット信号データとでそれそれＢＰＳＫ（Ｂ
ｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）
に変調し、これらを重畳してＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒｉ
Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）に変調し、さ
らに拡散符号で変調した信号である。
【０００３】図６は本発明の前提となるＣＤＭＡの受信
データを説明する図である。本図に示すように、１フレ
ームはＦｒａｍｅ＃１、Ｆｒａｍｅ＃２、Ｆｒａｍｅ＃
３、…、Ｆｒａｍｅ＃７２からなり、１周期Ｔ
Ｓｕｐｅｒ＝７２０ｍｓである。例えば、Ｆｒａｍｅ＃
３はＳｌｏｔ＃１、Ｓｌｏｔ＃２、Ｓｌｏｔ＃３、…Ｓ
ｌｏｔ＃１５からなり、１周期Ｔｆ＝１０ｍｓである。
データを説明する図である。本図に示すように、１フレ
ームはＦｒａｍｅ＃１、Ｆｒａｍｅ＃２、Ｆｒａｍｅ＃
３、…、Ｆｒａｍｅ＃７２からなり、１周期Ｔ
Ｓｕｐｅｒ＝７２０ｍｓである。例えば、Ｆｒａｍｅ＃
３はＳｌｏｔ＃１、Ｓｌｏｔ＃２、Ｓｌｏｔ＃３、…Ｓ
ｌｏｔ＃１５からなり、１周期Ｔｆ＝１０ｍｓである。
【０００４】例えば、Ｓｌｏｔ＃３はＩ−Ｃｈａｎｎｅ
ｌ、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅｌからなり、１周期Ｔｓ＝０．６
６６ｍｓである。Ｉ−ＣｈａｎｎｅｌはＮｄａｔａビッ
トのデータ（Ｄａｔａ）で構成され、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅ
ｌはＮｐｉｌｏｔビットのパイロット（Ｐｉｌｏｔ）信
号データで構成される。
ｌ、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅｌからなり、１周期Ｔｓ＝０．６
６６ｍｓである。Ｉ−ＣｈａｎｎｅｌはＮｄａｔａビッ
トのデータ（Ｄａｔａ）で構成され、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅ
ｌはＮｐｉｌｏｔビットのパイロット（Ｐｉｌｏｔ）信
号データで構成される。
【０００５】図７は図６のＩ−Ｃｈａｎｎｅｌ、Ｑ−Ｃ
ｈａｎｎｅｌのビットレート、ビット数の関係を説明す
る図である。本図に示すように、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅｌの
チャンネルビットレートは固定で、例えば、１５ｋｂｐ
ｓであり、パイロット信号データのビット数（Ｎ
ｐｉｌｏｔ）も固定で、例えば、１０ビットである。
ｈａｎｎｅｌのビットレート、ビット数の関係を説明す
る図である。本図に示すように、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅｌの
チャンネルビットレートは固定で、例えば、１５ｋｂｐ
ｓであり、パイロット信号データのビット数（Ｎ
ｐｉｌｏｔ）も固定で、例えば、１０ビットである。
【０００６】これに対して、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅｌのチャ
ンネルビットレートは可変で、例えば、１５、３０、６
０、１２０、２４０、４８０、９６０ｋｂｐｓであり、
それぞれに対応してデータのビット数（Ｎｄａｔａ）も
可変で、例えば、１０、２０、４０、８０、１６０、３
２０、６４０ビットである。ところで、ＣＤＭＡにおけ
る復調器のＡＦＣには、受信信号の周波数オフセットの
補正を行う周波数オフセット補正システムが設けられて
いる。
ンネルビットレートは可変で、例えば、１５、３０、６
０、１２０、２４０、４８０、９６０ｋｂｐｓであり、
それぞれに対応してデータのビット数（Ｎｄａｔａ）も
可変で、例えば、１０、２０、４０、８０、１６０、３
２０、６４０ビットである。ところで、ＣＤＭＡにおけ
る復調器のＡＦＣには、受信信号の周波数オフセットの
補正を行う周波数オフセット補正システムが設けられて
いる。
【０００７】周波数オフセット補正システムでは、１ス
ロットル分の固定ビットレートのＱ−Ｃｈａｎｎｅｌの
パイロット信号データ、可変ビットレートのＩ−Ｃｈａ
ｎｎｅｌのデータを蓄積し、復調器のＡＦＣがＱ−Ｃｈ
ａｎｎｅｌのパイロット信号データから周波数オフセッ
ト値を推定し、パイロット信号データのビットレートで
受信信号の周波数オフセットの補正が行われる。受信信
号から周波数オフセットを取り除いて復調等が行われる
周波数オフセットの補正についてはＣＤＭＡ以外にも用
いられており、特開平６−３００７０号公報に記載され
ている。さらに、受信信号の周波数オフセットの補正の
精度を向上させるために、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅｌのデータ
のビットレートで周波数オフセットの補正を行うべきで
あるとの要求がある。このため、この推定されたパイロ
ット信号データの周波数オフセット値を利用してＩ−Ｃ
ｈａｎｎｅｌのデータのビットレートで周波数オフセッ
トを補正することが行われる。
ロットル分の固定ビットレートのＱ−Ｃｈａｎｎｅｌの
パイロット信号データ、可変ビットレートのＩ−Ｃｈａ
ｎｎｅｌのデータを蓄積し、復調器のＡＦＣがＱ−Ｃｈ
ａｎｎｅｌのパイロット信号データから周波数オフセッ
ト値を推定し、パイロット信号データのビットレートで
受信信号の周波数オフセットの補正が行われる。受信信
号から周波数オフセットを取り除いて復調等が行われる
周波数オフセットの補正についてはＣＤＭＡ以外にも用
いられており、特開平６−３００７０号公報に記載され
ている。さらに、受信信号の周波数オフセットの補正の
精度を向上させるために、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅｌのデータ
のビットレートで周波数オフセットの補正を行うべきで
あるとの要求がある。このため、この推定されたパイロ
ット信号データの周波数オフセット値を利用してＩ−Ｃ
ｈａｎｎｅｌのデータのビットレートで周波数オフセッ
トを補正することが行われる。
【０００８】
【発明が解決しょうとする課題】ところで、上記Ｑ−Ｃ
ｈａｎｎｅｌのパイロット信号データよりも、Ｉ−Ｃｈ
ａｎｎｅｌのデータのチャネルビットレートが高い場
合、１ビット当りの位相ずれΔθを求める時の周波数オ
フセットの打ち切り誤差等が大きくなる。
ｈａｎｎｅｌのパイロット信号データよりも、Ｉ−Ｃｈ
ａｎｎｅｌのデータのチャネルビットレートが高い場
合、１ビット当りの位相ずれΔθを求める時の周波数オ
フセットの打ち切り誤差等が大きくなる。
【０００９】上記の周波数オフセットの補正では、パイ
ロット信号データから推定された周波数オフセットにつ
いて、積分動作を行うため、１スロット内で位相ずれΔ
θの加算が行われる。このため、求めた周波数オフセッ
ト値の誤差に対して、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅｌのデータのチ
ャンネルビットレートが高いほど、チャンネルビット数
が多いため１スロット内で位相ずれΔθの加算する数が
多くなり、積分動作に起因する周波数オフセットの誤差
の影響が大きくなるという問題がある。
ロット信号データから推定された周波数オフセットにつ
いて、積分動作を行うため、１スロット内で位相ずれΔ
θの加算が行われる。このため、求めた周波数オフセッ
ト値の誤差に対して、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅｌのデータのチ
ャンネルビットレートが高いほど、チャンネルビット数
が多いため１スロット内で位相ずれΔθの加算する数が
多くなり、積分動作に起因する周波数オフセットの誤差
の影響が大きくなるという問題がある。
【００１０】さらに、周波数オフセットの補正では、パ
イロット信号データの周波数オフセットが小さくなる場
合、１シンボル当りの位相ずれの変化量が小さくなるた
め、特に、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅｌのパイロット信号データ
の角周波数を固定少数点で処理した場合、さらに、周波
数オフセットの打ち切り誤差が大きくなるという問題が
ある。
イロット信号データの周波数オフセットが小さくなる場
合、１シンボル当りの位相ずれの変化量が小さくなるた
め、特に、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅｌのパイロット信号データ
の角周波数を固定少数点で処理した場合、さらに、周波
数オフセットの打ち切り誤差が大きくなるという問題が
ある。
【００１１】したがって、本発明は上記問題点に鑑み
て、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅｌのデータのチャンネルビットレ
ートが大きい場合には周波数オフセットの積分動作によ
る誤差を小さくし、且つＱ−Ｃｈａｎｎｅｌのパイロッ
ト信号データの周波数オフセットが小さくなる場合には
周波数オフセットの打ち切り誤差を小さくして、周波数
オフセットの補正の精度を向上できる周波数オフセット
補正システム及び方法を提供することを目的とする。
て、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅｌのデータのチャンネルビットレ
ートが大きい場合には周波数オフセットの積分動作によ
る誤差を小さくし、且つＱ−Ｃｈａｎｎｅｌのパイロッ
ト信号データの周波数オフセットが小さくなる場合には
周波数オフセットの打ち切り誤差を小さくして、周波数
オフセットの補正の精度を向上できる周波数オフセット
補正システム及び方法を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は前記問題点を解
決するために、ビットレートが可変である同相成分のデ
ータと、直交成分のパイロット信号データとを有する受
信信号の周波数オフセットを補正する周波数オフセット
補正システムにおいて、前記周波数オフセットが小さい
場合には前記パイロット信号データから複数のビット毎
にパイロット位相ずれを推定し、且つ前記パイロット位
相ずれから前記データのデータ位相ずれを１ビット毎に
推定する位相ずれ推定部と、前記位相ずれ推定部で推定
される前記データ位相ずれ、前記パイロット位相ずれを
それぞれ加算し、加算された前記データ位相ずれを選択
し、前記データ位相ずれの選択に加算された前記パイロ
ット位相ずれの選択を割り込ませて選択された位相ずれ
で受信信号の周波数オフセットの補正を行う補正部とを
備えることを特徴とする周波数オフセット補正システム
を提供する。
決するために、ビットレートが可変である同相成分のデ
ータと、直交成分のパイロット信号データとを有する受
信信号の周波数オフセットを補正する周波数オフセット
補正システムにおいて、前記周波数オフセットが小さい
場合には前記パイロット信号データから複数のビット毎
にパイロット位相ずれを推定し、且つ前記パイロット位
相ずれから前記データのデータ位相ずれを１ビット毎に
推定する位相ずれ推定部と、前記位相ずれ推定部で推定
される前記データ位相ずれ、前記パイロット位相ずれを
それぞれ加算し、加算された前記データ位相ずれを選択
し、前記データ位相ずれの選択に加算された前記パイロ
ット位相ずれの選択を割り込ませて選択された位相ずれ
で受信信号の周波数オフセットの補正を行う補正部とを
備えることを特徴とする周波数オフセット補正システム
を提供する。
【００１３】この手段により、小さな周波数オフセット
によるパイロットデータ信号を複数ビット単位で位相ず
れを推定するようにしたので、推定位相誤差が大きく、
打ち切り誤差が小さくでき、周波数オフセットの補正の
精度を向上することが可能になった。
によるパイロットデータ信号を複数ビット単位で位相ず
れを推定するようにしたので、推定位相誤差が大きく、
打ち切り誤差が小さくでき、周波数オフセットの補正の
精度を向上することが可能になった。
【００１４】さらに、本発明は、ビットレートが可変で
ある同相成分のデータと、直交成分のパイロット信号デ
ータとを有する受信信号の周波数オフセットを補正する
周波数オフセット補正システムにおいて、前記パイロッ
ト信号データから１ビット毎にパイロット位相ずれを推
定し、前記周波数オフセットが小さい場合には前記パイ
ロット信号データから複数のビット毎にパイロット位相
ずれを推定し、且つ前記パイロット位相ずれから前記デ
ータのデータ位相ずれを１ビット毎に推定する位相ずれ
推定部と、前記位相ずれ推定部で推定される前記データ
位相ずれ、前記パイロット位相ずれをそれぞれ加算して
積分動作を行う加算部と、前記加算部で加算された前記
データ位相ずれ、前記パイロット位相ずれを択一的に選
択し、選択された位相ずれを前記データ位相ずれの前記
加算部の前回加算値とし、選択された位相ずれで受信信
号の周波数オフセットの補正を行うためのセレクタと、
前記位相ずれ推定部からの推定タイミングで加算された
前記データ位相ずれを選択し、前記データ位相ずれの選
択に加算された前記パイロット位相ずれの選択を割り込
ませるように前記セレクタを制御する処理レート制御部
とを備えることを特徴とする周波数オフセット補正シス
テムを提供する。
ある同相成分のデータと、直交成分のパイロット信号デ
ータとを有する受信信号の周波数オフセットを補正する
周波数オフセット補正システムにおいて、前記パイロッ
ト信号データから１ビット毎にパイロット位相ずれを推
定し、前記周波数オフセットが小さい場合には前記パイ
ロット信号データから複数のビット毎にパイロット位相
ずれを推定し、且つ前記パイロット位相ずれから前記デ
ータのデータ位相ずれを１ビット毎に推定する位相ずれ
推定部と、前記位相ずれ推定部で推定される前記データ
位相ずれ、前記パイロット位相ずれをそれぞれ加算して
積分動作を行う加算部と、前記加算部で加算された前記
データ位相ずれ、前記パイロット位相ずれを択一的に選
択し、選択された位相ずれを前記データ位相ずれの前記
加算部の前回加算値とし、選択された位相ずれで受信信
号の周波数オフセットの補正を行うためのセレクタと、
前記位相ずれ推定部からの推定タイミングで加算された
前記データ位相ずれを選択し、前記データ位相ずれの選
択に加算された前記パイロット位相ずれの選択を割り込
ませるように前記セレクタを制御する処理レート制御部
とを備えることを特徴とする周波数オフセット補正シス
テムを提供する。
【００１５】この手段により、データのビットレートが
高いときにはデータ位相ずれの誤差の加算がパイロット
位相ずれで補正するようにし、小さな周波数オフセット
によるパイロットデータ信号を複数ビット単位で位相ず
れを推定するようにしたので、打ち切り誤差が小さくで
き、周波数オフセットの補正の精度を向上することが可
能になった。好ましくは、前記位相ずれ推定部は、前記
周波数オフセットが小さくなるにつれて、前記パイロッ
ト位相ずれを推定するための前記パイロット信号データ
の複数のビット数を大きくする。
高いときにはデータ位相ずれの誤差の加算がパイロット
位相ずれで補正するようにし、小さな周波数オフセット
によるパイロットデータ信号を複数ビット単位で位相ず
れを推定するようにしたので、打ち切り誤差が小さくで
き、周波数オフセットの補正の精度を向上することが可
能になった。好ましくは、前記位相ずれ推定部は、前記
周波数オフセットが小さくなるにつれて、前記パイロッ
ト位相ずれを推定するための前記パイロット信号データ
の複数のビット数を大きくする。
【００１６】この手段により、周波数オフセットが小さ
くなるにつれて１ビット当たりのパイロット信号データ
の推定の位相ずれが小さくなり、パイロット信号データ
の推定位相ずれ自体の打ち切り誤差が大きくなるだけで
はなく、データの推定位相ずれの打ち切り誤差も大きく
なるが、周波数オフセットが小さくなるにつれてビット
数を大きくし、パイロット信号データの推定位相ずれを
大きくすることができるので、誤差を小さくすることが
できる。好ましくは、前記処理レート制御部は、前記デ
ータのビットレートが高くなるにつれて、前記パイロッ
ト位相ずれの選択の割り込みを増やす。
くなるにつれて１ビット当たりのパイロット信号データ
の推定の位相ずれが小さくなり、パイロット信号データ
の推定位相ずれ自体の打ち切り誤差が大きくなるだけで
はなく、データの推定位相ずれの打ち切り誤差も大きく
なるが、周波数オフセットが小さくなるにつれてビット
数を大きくし、パイロット信号データの推定位相ずれを
大きくすることができるので、誤差を小さくすることが
できる。好ましくは、前記処理レート制御部は、前記デ
ータのビットレートが高くなるにつれて、前記パイロッ
ト位相ずれの選択の割り込みを増やす。
【００１７】この手段により、データのビットレートが
高くなるにつれて、データの推定位相ずれの打ち切り誤
差の加算が大きくなるが、パイロット信号データの推定
位相ずれで補正されるので、誤差を小さくすることがで
きる。好ましくは、前記位相ずれ推定部は、同時に、前
記周波数オフセットが小さくなり、前記データのビット
レートが高くなる場合には、前記パイロット信号データ
から複数のビット毎にパイロット位相ずれをだけを推定
し、且つ前記パイロット位相ずれから前記データのデー
タ位相ずれを１ビット毎に推定する。
高くなるにつれて、データの推定位相ずれの打ち切り誤
差の加算が大きくなるが、パイロット信号データの推定
位相ずれで補正されるので、誤差を小さくすることがで
きる。好ましくは、前記位相ずれ推定部は、同時に、前
記周波数オフセットが小さくなり、前記データのビット
レートが高くなる場合には、前記パイロット信号データ
から複数のビット毎にパイロット位相ずれをだけを推定
し、且つ前記パイロット位相ずれから前記データのデー
タ位相ずれを１ビット毎に推定する。
【００１８】この手段により、データのビットレートが
高くなる場合よりも周波数オフセットが小さくなる場合
を優先して誤差を小さくする。パイロット信号データの
位相ずれの誤差が大きくなれば、データの位相ずれの誤
差も大きくなるためである。好ましくは、前記セレクタ
には周波数変換・複素乗算部が接続され、前記周波数変
換・複素乗算部は、前記セレクタで選択された位相ずれ
を同相成分と直交成分の２系統の周波数に変換し、変換
された周波数と受信信号とを複素乗算して前記受信信号
の周波数オフセットを補正し、補正された受信信号が分
岐され前記位相ずれ推定部に入力される。この手段によ
り、周波数オフセットの推定と補正が可能になる。好ま
しくは、符号分割多元接続に前記周波数オフセット補正
システムが使用される。この手段により、本発明の周波
数オフセット補正システムが符号分割多元接続に適用可
能になる。
高くなる場合よりも周波数オフセットが小さくなる場合
を優先して誤差を小さくする。パイロット信号データの
位相ずれの誤差が大きくなれば、データの位相ずれの誤
差も大きくなるためである。好ましくは、前記セレクタ
には周波数変換・複素乗算部が接続され、前記周波数変
換・複素乗算部は、前記セレクタで選択された位相ずれ
を同相成分と直交成分の２系統の周波数に変換し、変換
された周波数と受信信号とを複素乗算して前記受信信号
の周波数オフセットを補正し、補正された受信信号が分
岐され前記位相ずれ推定部に入力される。この手段によ
り、周波数オフセットの推定と補正が可能になる。好ま
しくは、符号分割多元接続に前記周波数オフセット補正
システムが使用される。この手段により、本発明の周波
数オフセット補正システムが符号分割多元接続に適用可
能になる。
【００１９】さらに、本発明は、ビットレートが可変で
ある同相成分のデータと、直交成分のパイロット信号デ
ータとを有する受信信号の周波数オフセットを補正する
周波数オフセット補正方法において、前記パイロット信
号データから１ビット毎にパイロット位相ずれを推定
し、前記周波数オフセットが小さい場合には前記パイロ
ット信号データから複数のビット毎にパイロット位相ず
れを推定し、且つ前記パイロット位相ずれから前記デー
タのデータ位相ずれを１ビット毎に推定する工程と、推
定された前記データ位相ずれ、前記パイロット位相ずれ
をそれぞれ加算して積分動作を行う工程と、加算された
前記データ位相ずれ、前記パイロット位相ずれを択一的
に選択し、選択された位相ずれで受信信号の周波数オフ
セットの補正を行う工程と、加算された前記データ位相
ずれを前記データ位相ずれの推定タイミングで選択し、
前記データ位相ずれの選択に加算された前記パイロット
位相ずれの選択を割り込ませる工程とを備えることを特
徴とする周波数オフセット補正方法を提供する。
ある同相成分のデータと、直交成分のパイロット信号デ
ータとを有する受信信号の周波数オフセットを補正する
周波数オフセット補正方法において、前記パイロット信
号データから１ビット毎にパイロット位相ずれを推定
し、前記周波数オフセットが小さい場合には前記パイロ
ット信号データから複数のビット毎にパイロット位相ず
れを推定し、且つ前記パイロット位相ずれから前記デー
タのデータ位相ずれを１ビット毎に推定する工程と、推
定された前記データ位相ずれ、前記パイロット位相ずれ
をそれぞれ加算して積分動作を行う工程と、加算された
前記データ位相ずれ、前記パイロット位相ずれを択一的
に選択し、選択された位相ずれで受信信号の周波数オフ
セットの補正を行う工程と、加算された前記データ位相
ずれを前記データ位相ずれの推定タイミングで選択し、
前記データ位相ずれの選択に加算された前記パイロット
位相ずれの選択を割り込ませる工程とを備えることを特
徴とする周波数オフセット補正方法を提供する。
【００２０】この手段により、上記発明と同様に、デー
タのビットレートが高いときにはデータ位相ずれの誤差
の加算がパイロット位相ずれで補正するようにし、小さ
な周波数オフセットによるパイロットデータ信号を複数
ビット単位で位相ずれを推定するようにしたので、打ち
切り誤差が小さくでき、周波数オフセットの補正の精度
を向上することが可能になった。
タのビットレートが高いときにはデータ位相ずれの誤差
の加算がパイロット位相ずれで補正するようにし、小さ
な周波数オフセットによるパイロットデータ信号を複数
ビット単位で位相ずれを推定するようにしたので、打ち
切り誤差が小さくでき、周波数オフセットの補正の精度
を向上することが可能になった。
【００２１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。図１は本発明に係るＣＤＭ
Ａにおける自動周波数制御回路の周波数オフセット補正
システムの概略構成を示すブロック図である。本図に示
すように、自動周波数制御回路の周波数オフセット補正
システムには加算部１−１、１−２が設けられ、加算部
１−１、１−２は各々の一方にＩ−Ｃｈａｎｎｅｌ（同
相成分）のデータの位相ずれΔθ１、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅ
ｌ（直交成分）のパイロット信号データの位相ずれΔθ
２をそれぞれ入力し、ビット単位で加算する。
て図面を参照して説明する。図１は本発明に係るＣＤＭ
Ａにおける自動周波数制御回路の周波数オフセット補正
システムの概略構成を示すブロック図である。本図に示
すように、自動周波数制御回路の周波数オフセット補正
システムには加算部１−１、１−２が設けられ、加算部
１−１、１−２は各々の一方にＩ−Ｃｈａｎｎｅｌ（同
相成分）のデータの位相ずれΔθ１、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅ
ｌ（直交成分）のパイロット信号データの位相ずれΔθ
２をそれぞれ入力し、ビット単位で加算する。
【００２２】加算部１−１、１−２にはフリップフロッ
プ（Ｆ／Ｆ）２−１、２−２がそれぞれ接続される。フ
リップフロップ２−２の出力は加算１−２の他方の入力
に接続される。さらに、自動周波数制御回路の周波数オ
フセット補正システムにはセレクタ３が設けられ、セレ
クタ３のスイッチ３−１はフリップフロップ２−１、２
−２を択一的に選択し、その出力は加算部１−１の他方
の入力に接続される。
プ（Ｆ／Ｆ）２−１、２−２がそれぞれ接続される。フ
リップフロップ２−２の出力は加算１−２の他方の入力
に接続される。さらに、自動周波数制御回路の周波数オ
フセット補正システムにはセレクタ３が設けられ、セレ
クタ３のスイッチ３−１はフリップフロップ２−１、２
−２を択一的に選択し、その出力は加算部１−１の他方
の入力に接続される。
【００２３】セレクタ３のスイッチ３−１には周波数変
換部４を介して複素乗算部５に接続される。複素乗算部
５にはΔθ（位相ずれ）推定部６が設けられ、Δθ推定
部６は１ビット当りの位相ずれΔθ１、Δθ２を推定
し、Δθ推定部６の出力は加算部１−１、１−２の一方
の入力にそれぞれ接続される。
換部４を介して複素乗算部５に接続される。複素乗算部
５にはΔθ（位相ずれ）推定部６が設けられ、Δθ推定
部６は１ビット当りの位相ずれΔθ１、Δθ２を推定
し、Δθ推定部６の出力は加算部１−１、１−２の一方
の入力にそれぞれ接続される。
【００２４】上記のΔθ１、Δθ２はそれぞれＩ−Ｃｈ
ａｎｎｅｌのデータ、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅｌのパイロット
信号データに関する１ビットあたりの周波数オフセット
Δｆ（＝Δθ／２πＴ）に対応している。なお、Ｔは１
ビット当りの時間（１／ビットレート）であり、Δｆは
１ビット当りの周波数オフセットである。
ａｎｎｅｌのデータ、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅｌのパイロット
信号データに関する１ビットあたりの周波数オフセット
Δｆ（＝Δθ／２πＴ）に対応している。なお、Ｔは１
ビット当りの時間（１／ビットレート）であり、Δｆは
１ビット当りの周波数オフセットである。
【００２５】自動周波数制御回路の周波数オフセット補
正システムには処理レート制御部７が設けられ、処理レ
ート制御部７は、Δθ推定部６から得たＩ−Ｃｈａｎｎ
ｅｌのデータのビットレート、周波数オフセットの大小
に基づいて上記のΔθ２によるΔθ１の更新情報を受信
し、前記セレクタ３のスイッチ３−１の切り替え制御を
行う。
正システムには処理レート制御部７が設けられ、処理レ
ート制御部７は、Δθ推定部６から得たＩ−Ｃｈａｎｎ
ｅｌのデータのビットレート、周波数オフセットの大小
に基づいて上記のΔθ２によるΔθ１の更新情報を受信
し、前記セレクタ３のスイッチ３−１の切り替え制御を
行う。
【００２６】加算部１−１、１−２、フリップフロップ
２−１、２−２は、１ビット当りの位相ずれΔθ１、Δ
θ２をそれぞれのチャンネルビットレートに対するタイ
ミングで、前回のθ＋（ｎ−１）Δθ１、θ＋（ｍ−
１）Δθ２と加算し積分動作を行う。セレクタ３のスイ
ッチ３−１、処理レート制御部７からの選択信号（ＳＥ
Ｌ）に応じてフリップフロップ２−１、２−２の出力信
号、つまりそれぞれ積分された信号θ＋ｎΔθ１、θ＋
ｍΔθ２の一方が択一的に選択され、θ＋ｎΔθとして
周波数変換部４に出力される。なお、θ＋ｍΔθ２は加
算部１−１の前回の加算値として入力に用いられる。
２−１、２−２は、１ビット当りの位相ずれΔθ１、Δ
θ２をそれぞれのチャンネルビットレートに対するタイ
ミングで、前回のθ＋（ｎ−１）Δθ１、θ＋（ｍ−
１）Δθ２と加算し積分動作を行う。セレクタ３のスイ
ッチ３−１、処理レート制御部７からの選択信号（ＳＥ
Ｌ）に応じてフリップフロップ２−１、２−２の出力信
号、つまりそれぞれ積分された信号θ＋ｎΔθ１、θ＋
ｍΔθ２の一方が択一的に選択され、θ＋ｎΔθとして
周波数変換部４に出力される。なお、θ＋ｍΔθ２は加
算部１−１の前回の加算値として入力に用いられる。
【００２７】周波数変換部４はセレクタ３で選択された
θ＋ｎΔθに対して周波数変換を行わない、ｃｏｓ（θ
＋ｎΔθ）、ｓｉｎ（θ＋ｎΔθ）を複素乗算部５に出
力する。複素乗算部５は周波数変換部４からのｃｏｓ
（θ＋ｎΔθ）、ｓｉｎ（θ＋ｎΔθ）とＣＤＭＡの受
信信号（Ｉ、Ｑ）とを複素乗算し、受信信号（Ｉ、Ｑ）
の周波数オフセット補正を行ない、受信信号（Ｉ、Ｑ）
を受信信号（Ｉｃ、Ｑｃ）に補正する。
θ＋ｎΔθに対して周波数変換を行わない、ｃｏｓ（θ
＋ｎΔθ）、ｓｉｎ（θ＋ｎΔθ）を複素乗算部５に出
力する。複素乗算部５は周波数変換部４からのｃｏｓ
（θ＋ｎΔθ）、ｓｉｎ（θ＋ｎΔθ）とＣＤＭＡの受
信信号（Ｉ、Ｑ）とを複素乗算し、受信信号（Ｉ、Ｑ）
の周波数オフセット補正を行ない、受信信号（Ｉ、Ｑ）
を受信信号（Ｉｃ、Ｑｃ）に補正する。
【００２８】なお、周波数オフセットがあるＣＤＭＡの
受信信号（Ｉ、Ｑ）は、前述のように、Ｉ−Ｃｈａｎｎ
ｅｌ、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅｌのデータとパイロトット信号
の各々がＢＰＳＫとして、ＱＰＳＫに一次変調され、さ
らに拡散符号で二次変調された信号である。
受信信号（Ｉ、Ｑ）は、前述のように、Ｉ−Ｃｈａｎｎ
ｅｌ、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅｌのデータとパイロトット信号
の各々がＢＰＳＫとして、ＱＰＳＫに一次変調され、さ
らに拡散符号で二次変調された信号である。
【００２９】上記の複素乗算は、
Ｉｃ＋ｊＱｃ＝（Ｉ＋ｊＱ）ｅｘｐ［ｊ（θ＋ｎΔθ）］
Ｉｃ＝Ｉｃｏｓ（θ＋ｎΔθ）−Ｑｓｉｎ（θ＋ｎΔθ）
Ｑｃ＝Ｉｓｉｎ（θ＋ｎΔθ）＋Ｑｃｏｓ（θ＋ｎΔθ）
という式で行われる。
【００３０】次に、Δθ推定部６は、１ビット当りの位
相ずれΔθ１、Δθ２の推定処理を、以下のように、行
う。Δθ推定部６で受信信号から推定される２つの１ビ
ット当りの位相ずれΔθ１、Δθ２は、 Δθ＝２πΔｆ・Ｔ で表される。パイロット信号データを利用して周波数オ
フセットを算出する方法としてはいろいろと考えられる
が、ここでは一例を示す。
相ずれΔθ１、Δθ２の推定処理を、以下のように、行
う。Δθ推定部６で受信信号から推定される２つの１ビ
ット当りの位相ずれΔθ１、Δθ２は、 Δθ＝２πΔｆ・Ｔ で表される。パイロット信号データを利用して周波数オ
フセットを算出する方法としてはいろいろと考えられる
が、ここでは一例を示す。
【００３１】まず、パイロット信号データを利用して、
パイロット信号データのチャンネルビットレート（１５
ｋｂｐｓ）の周波数オフセットに対応するΔθ２が求め
られる。受信信号（Ｉｃ、Ｑｃ）とパイロット信号デー
タの理論値（ＰＬｉ、ＰＬｑ）とから、（Ｎｐｉｌｏｔ
−１）分の平均をとることによって、パイロット信号デ
ータ１ビット当りの周波数ずれベクトルΘが求められ
る。つまり、パイロット信号データ１ビット当りの周波
数ずれベクトルΘは、 Θ＝Σ（Ｄｋ×Ｕｋ＊）（Ｄｋ−１×Ｕｋ−１＊）＊
パイロット信号データのチャンネルビットレート（１５
ｋｂｐｓ）の周波数オフセットに対応するΔθ２が求め
られる。受信信号（Ｉｃ、Ｑｃ）とパイロット信号デー
タの理論値（ＰＬｉ、ＰＬｑ）とから、（Ｎｐｉｌｏｔ
−１）分の平均をとることによって、パイロット信号デ
ータ１ビット当りの周波数ずれベクトルΘが求められ
る。つまり、パイロット信号データ１ビット当りの周波
数ずれベクトルΘは、 Θ＝Σ（Ｄｋ×Ｕｋ＊）（Ｄｋ−１×Ｕｋ−１＊）＊
【００３２】
Ｄｋ＝ＰＬｉ＋ｊＰＬｑ
Ｕｋ＝Ｉｃ＋ｊＱｃ
という式から求められる。ここで、＊は複素共役を示
す。周波数ずれベクトルの同相成分と直交成分との逆正
接から、パイロット信号データのビット当りの周波数オ
フセットに対応するΔθ２（ｐ）を求めることができ
る。ここに、ｐは整数である。
す。周波数ずれベクトルの同相成分と直交成分との逆正
接から、パイロット信号データのビット当りの周波数オ
フセットに対応するΔθ２（ｐ）を求めることができ
る。ここに、ｐは整数である。
【００３３】つまり、Δθ２（ｐ）は、
Δθ２（ｐ）＝Δθ２（ｐ−１）＋ＡＴＡＮ（Ｉｍ
［Θ］／Ｒｅ［Θ］） という式から求められる。データ信号の１ビット当りの
周波数オフセットに対応するΔθ１（ｐ）は、例えば、
Δθ２（ｐ）のｌｏｇ２（Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏｔ）
ビットの右シフトで求めることができる。
［Θ］／Ｒｅ［Θ］） という式から求められる。データ信号の１ビット当りの
周波数オフセットに対応するΔθ１（ｐ）は、例えば、
Δθ２（ｐ）のｌｏｇ２（Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏｔ）
ビットの右シフトで求めることができる。
【００３４】つまり、Δθ１（ｐ）は、
Δθ１（ｐ）＝Δθ２（ｐ）≫ｌｏｇ２（Ｎｄａｔａ／
Ｎｐｉｌｏｔ） という式から求められる。これをハードウエアの構成上
等の制約から、固定小数点で扱った場合、Δθ１（ｐ）
は、Δθ２（ｐ）の下位ビットを打ち切ることになり精
度は悪くなる。これはＩ−Ｃｈａｎｎｅｌのデータのチ
ャンネルビットレートが高いほど顕著となる。また、周
波数オフセットが小さくなる場合には１ビット（シンボ
ル）当りの位相変化量が小さくなるため、特に各周波数
で処理した場合には誤差が大きくなる。このため、Ｉ−
Ｃｈａｎｎｅｌのデータのビットレートが高くなるにつ
れて、位相ずれΔθ１が位相ずれΔθ２により部分的に
切替えられる。
Ｎｐｉｌｏｔ） という式から求められる。これをハードウエアの構成上
等の制約から、固定小数点で扱った場合、Δθ１（ｐ）
は、Δθ２（ｐ）の下位ビットを打ち切ることになり精
度は悪くなる。これはＩ−Ｃｈａｎｎｅｌのデータのチ
ャンネルビットレートが高いほど顕著となる。また、周
波数オフセットが小さくなる場合には１ビット（シンボ
ル）当りの位相変化量が小さくなるため、特に各周波数
で処理した場合には誤差が大きくなる。このため、Ｉ−
Ｃｈａｎｎｅｌのデータのビットレートが高くなるにつ
れて、位相ずれΔθ１が位相ずれΔθ２により部分的に
切替えられる。
【００３５】さらに、周波数オフセットが小さくなるに
つれて、位相変化量を大きくするために、Ｑ−Ｃｈａｎ
ｎｅｌのパイロット信号データについて複数のビット
（シンボル）当りの位相変化量（２Δθ２、３Δθ２、
…）を求め、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅｌのパイロット信号デー
タに関して求められた複数のビット当りの位相変化量か
らＩ−Ｃｈａｎｎｅｌのデータのビット当りの位相変化
量Δθ１が求められる。θを初期位相とすると、セレク
タ３で選択信号ＳＥＬによってそれぞれ積分された信号
θ＋ｎΔθ１又はθ＋ｍΔθ２が選択され、前述のよう
に、θ＋ｎΔθとなる。図２はＩ−Ｃｈａｎｎｅｌのデ
ータのビットレートが高い場合の処理レート制御部７の
選択制御動作タイミング例を説明する図である。
つれて、位相変化量を大きくするために、Ｑ−Ｃｈａｎ
ｎｅｌのパイロット信号データについて複数のビット
（シンボル）当りの位相変化量（２Δθ２、３Δθ２、
…）を求め、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅｌのパイロット信号デー
タに関して求められた複数のビット当りの位相変化量か
らＩ−Ｃｈａｎｎｅｌのデータのビット当りの位相変化
量Δθ１が求められる。θを初期位相とすると、セレク
タ３で選択信号ＳＥＬによってそれぞれ積分された信号
θ＋ｎΔθ１又はθ＋ｍΔθ２が選択され、前述のよう
に、θ＋ｎΔθとなる。図２はＩ−Ｃｈａｎｎｅｌのデ
ータのビットレートが高い場合の処理レート制御部７の
選択制御動作タイミング例を説明する図である。
【００３６】以下に説明する例では、Ｎｄａｔａ／Ｎｐ
ｉｌｏｔ＝４であり、時間Ｔがｎｍｏｄ ４＝０（ｍｏ
ｄは余りを求める演算子）の時にΔθ２が選択され、そ
れ以外の時間ではΔθ１が選択される。本図に示す時間
（Ｔ）は、図７のＩ−Ｃｈａｎｎｅｌのチャンネルビッ
トレートが６０ｋｂｐｓである１ビット当りの時間（１
／ビットレート）である。
ｉｌｏｔ＝４であり、時間Ｔがｎｍｏｄ ４＝０（ｍｏ
ｄは余りを求める演算子）の時にΔθ２が選択され、そ
れ以外の時間ではΔθ１が選択される。本図に示す時間
（Ｔ）は、図７のＩ−Ｃｈａｎｎｅｌのチャンネルビッ
トレートが６０ｋｂｐｓである１ビット当りの時間（１
／ビットレート）である。
【００３７】また、本図に示すｎΔθ１は、セレクタ３
のスイッチ３−１が閉の場合の出力であり、例えば、時
間Ｔ毎にθ、θ＋Δθ１、θ＋２Δθ１、θ＋３Δ
θ１、θ＋４Δθ１、θ＋５Δθ１、θ＋６Δθ１、θ
＋７Δθ１、θ＋８Δθ１、θ＋９Δθ１、…で表され
る。ｍΔθ２はフリップフロップ２−２に関する出力で
あり、例えば、θ、θ＋Δθ２、θ＋２Δθ２、…のよ
うにパイロット信号データの１ビット毎に表される。
のスイッチ３−１が閉の場合の出力であり、例えば、時
間Ｔ毎にθ、θ＋Δθ１、θ＋２Δθ１、θ＋３Δ
θ１、θ＋４Δθ１、θ＋５Δθ１、θ＋６Δθ１、θ
＋７Δθ１、θ＋８Δθ１、θ＋９Δθ１、…で表され
る。ｍΔθ２はフリップフロップ２−２に関する出力で
あり、例えば、θ、θ＋Δθ２、θ＋２Δθ２、…のよ
うにパイロット信号データの１ビット毎に表される。
【００３８】本図に示すＳＥＬ信号は処理レート制御部
７に関する時間Ｔ毎の出力信号であり、ｎΔθはセレク
タ３のスイッチ３−１の出力に関する時間Ｔ毎の出力信
号である。このように、処理レート制御部７はＱ−Ｃｈ
ａｎｎｅｌのビットレート１５ｋｂｐｓでＳＥＬ信号を
生成する。
７に関する時間Ｔ毎の出力信号であり、ｎΔθはセレク
タ３のスイッチ３−１の出力に関する時間Ｔ毎の出力信
号である。このように、処理レート制御部７はＱ−Ｃｈ
ａｎｎｅｌのビットレート１５ｋｂｐｓでＳＥＬ信号を
生成する。
【００３９】ｎΔθは、セレクタ３のスイッチ３−１の
出力であり、時間Ｔ毎にθ、θ＋Δθ１、θ＋２Δ
θ１、θ＋３Δθ１、θ＋Δθ２、θ＋Δθ２＋Δ
θ１、θ＋Δθ２＋２Δθ１、θ＋Δθ２＋３Δθ１、
θ＋２Δθ２、θ＋２Δθ２＋Δθ１、…で表される。
したがって、処理レート制御部７は、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅ
ｌのビットレート毎の位相ずれの選択に対して、４Ｔ時
間毎にＱ−Ｃｈａｎｎｅｌの位相ずれの選択を割り増せ
る。図３は、Ｑ−ｃｈａｎｎｅｌのパイロット信号デー
タの周波数オフセット（位相ずれΔθ２）が小さい場合
の処理レート制御部７の選択制御動作タイミング例を説
明する図である。なお、ＳＥＬ信号の１５ｋｂｐｓをビ
ットレートで生成したが、データのビットレートが低い
場合にはＳＥＬ信号を１５ｋｂｐｓ以下にし、データの
ビットレートが高くなるにしたがって、ＳＥＬ信号のビ
ットレートを大きくするようにしてもよい。データのビ
ットレートが高くなるにしたがってパイロット信号デー
タの位相ずれの補正が多くなるようにして誤差が大きく
なるのを抑制するためである。
出力であり、時間Ｔ毎にθ、θ＋Δθ１、θ＋２Δ
θ１、θ＋３Δθ１、θ＋Δθ２、θ＋Δθ２＋Δ
θ１、θ＋Δθ２＋２Δθ１、θ＋Δθ２＋３Δθ１、
θ＋２Δθ２、θ＋２Δθ２＋Δθ１、…で表される。
したがって、処理レート制御部７は、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅ
ｌのビットレート毎の位相ずれの選択に対して、４Ｔ時
間毎にＱ−Ｃｈａｎｎｅｌの位相ずれの選択を割り増せ
る。図３は、Ｑ−ｃｈａｎｎｅｌのパイロット信号デー
タの周波数オフセット（位相ずれΔθ２）が小さい場合
の処理レート制御部７の選択制御動作タイミング例を説
明する図である。なお、ＳＥＬ信号の１５ｋｂｐｓをビ
ットレートで生成したが、データのビットレートが低い
場合にはＳＥＬ信号を１５ｋｂｐｓ以下にし、データの
ビットレートが高くなるにしたがって、ＳＥＬ信号のビ
ットレートを大きくするようにしてもよい。データのビ
ットレートが高くなるにしたがってパイロット信号デー
タの位相ずれの補正が多くなるようにして誤差が大きく
なるのを抑制するためである。
【００４０】パイロット信号データの周波数オフセット
（位相ずれΔθ２）が小さく、Δθ推定部６がパイロッ
ト信号データを２ビット毎に推定を行っている場合、本
図に示すように、処理レート制御部７はＱ−Ｃｈａｎｎ
ｅｌのビットレートを、例えば、７．５ｋｂｐｓに変え
てＳＥＬ信号を生成する。ｎΔθ１は、前述のように、
セレクタ３のスイッチ３−１が閉の場合に、時間Ｔ毎に
θ、θ＋Δθ１、θ＋２Δθ１、θ＋３Δθ１、θ＋４
Δθ１、θ＋５Δθ１、θ＋６Δθ１、θ＋７Δθ１、
θ＋８Δθ１、θ＋９Δθ１、…と表される。
（位相ずれΔθ２）が小さく、Δθ推定部６がパイロッ
ト信号データを２ビット毎に推定を行っている場合、本
図に示すように、処理レート制御部７はＱ−Ｃｈａｎｎ
ｅｌのビットレートを、例えば、７．５ｋｂｐｓに変え
てＳＥＬ信号を生成する。ｎΔθ１は、前述のように、
セレクタ３のスイッチ３−１が閉の場合に、時間Ｔ毎に
θ、θ＋Δθ１、θ＋２Δθ１、θ＋３Δθ１、θ＋４
Δθ１、θ＋５Δθ１、θ＋６Δθ１、θ＋７Δθ１、
θ＋８Δθ１、θ＋９Δθ１、…と表される。
【００４１】ｍΔθ２は、フリップフロップ２−２に関
する出力であり、θ、θ１＋２Δθ ２、…のようにパイ
ロット信号データの２ビット毎に表される。ｎΔθは時
間Ｔ毎にθ、θ＋Δθ１、θ＋２Δθ１、θ＋３Δ
θ１、θ＋４Δθ１、θ＋５Δθ１、θ＋６Δθ１、θ
＋７Δθ１、θ＋２Δθ２、θ＋２Δθ ２＋Δθ１、…
と表される。したがって、処理レート制御部７は、Ｉ−
Ｃｈａｎｎｅｌのビットレート毎の位相ずれｎΔθ１の
選択に対して、８Ｔ時間毎にＱ−ＣｈａｎｎｅｌのｍΔ
θ２の選択を割込ませる。図４は処理レート制御部７の
一連の動作例を説明するフローチャートである。
する出力であり、θ、θ１＋２Δθ ２、…のようにパイ
ロット信号データの２ビット毎に表される。ｎΔθは時
間Ｔ毎にθ、θ＋Δθ１、θ＋２Δθ１、θ＋３Δ
θ１、θ＋４Δθ１、θ＋５Δθ１、θ＋６Δθ１、θ
＋７Δθ１、θ＋２Δθ２、θ＋２Δθ ２＋Δθ１、…
と表される。したがって、処理レート制御部７は、Ｉ−
Ｃｈａｎｎｅｌのビットレート毎の位相ずれｎΔθ１の
選択に対して、８Ｔ時間毎にＱ−ＣｈａｎｎｅｌのｍΔ
θ２の選択を割込ませる。図４は処理レート制御部７の
一連の動作例を説明するフローチャートである。
【００４２】ステップＳ１において、処理レート制御部
７は、図６に示すフレームのデータに基づいて、Ｎｄａ
ｔａ／Ｎｐｉｌｏｔを算出する。一例として、Ｎｄａｔ
ａ／Ｎｐｉｌｏｔ＝４とする。なお、図５に示すよう
に、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅｌのパイロット信号データのビッ
ト数は一定で１０ビットであるのでチャンネルビットレ
ートは固定で１５ｋｂｐｓである。
７は、図６に示すフレームのデータに基づいて、Ｎｄａ
ｔａ／Ｎｐｉｌｏｔを算出する。一例として、Ｎｄａｔ
ａ／Ｎｐｉｌｏｔ＝４とする。なお、図５に示すよう
に、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅｌのパイロット信号データのビッ
ト数は一定で１０ビットであるのでチャンネルビットレ
ートは固定で１５ｋｂｐｓである。
【００４３】これに対して、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅｌのデー
タのビットレートは、データのビット数１０、２０、４
０、８０、１６０、３２０、６４０ビットのような増加
と共に、１５、３０、６０、１２０、２４０、４８０、
９６０ｋｂｐｓと増加する。このため、Ｎｄａｔａ／Ｎ
ｐｉｌｏｔの取り得る値は、Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏｔ
＝１、２、４、８、１６、３２、６４となる。
タのビットレートは、データのビット数１０、２０、４
０、８０、１６０、３２０、６４０ビットのような増加
と共に、１５、３０、６０、１２０、２４０、４８０、
９６０ｋｂｐｓと増加する。このため、Ｎｄａｔａ／Ｎ
ｐｉｌｏｔの取り得る値は、Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏｔ
＝１、２、４、８、１６、３２、６４となる。
【００４４】ステップＳ２において、周波数オフセット
（位相ずれΔθ２）が所定値１よりも小さいか否かを判
断する。大きい場合にはステップＳ４に進む。ステップ
Ｓ３において、小さい場合には、Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌ
ｏｔ＝２Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏｔ（＝８）とおく。な
お、Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏｔ＝２Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉ
ｌｏｔは一例であり、これに限定されず、周波数オフセ
ットが小さくなればなるほど、Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏ
ｔ＝３Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏｔ、４Ｎｄａｔａ／Ｎｐ
ｉｌｏｔ、…と大きくしてもよい。ステップＳ４におい
て、Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏｔが所定値２よりも大きい
か否かを判断する。大きい場合には、すなわち、データ
のビットレートが高い場合には、ステップＳ５に進み、
小さい場合にはステップＳ１１に進む。ステップＳ５に
おいて、ｎ ｍｏｄ （Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏｔ）＝
０が成立するか否かを判断する。
（位相ずれΔθ２）が所定値１よりも小さいか否かを判
断する。大きい場合にはステップＳ４に進む。ステップ
Ｓ３において、小さい場合には、Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌ
ｏｔ＝２Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏｔ（＝８）とおく。な
お、Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏｔ＝２Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉ
ｌｏｔは一例であり、これに限定されず、周波数オフセ
ットが小さくなればなるほど、Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏ
ｔ＝３Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏｔ、４Ｎｄａｔａ／Ｎｐ
ｉｌｏｔ、…と大きくしてもよい。ステップＳ４におい
て、Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏｔが所定値２よりも大きい
か否かを判断する。大きい場合には、すなわち、データ
のビットレートが高い場合には、ステップＳ５に進み、
小さい場合にはステップＳ１１に進む。ステップＳ５に
おいて、ｎ ｍｏｄ （Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏｔ）＝
０が成立するか否かを判断する。
【００４５】ステップＳ６において、ｎ ｍｏｄ （Ｎ
ｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏｔ）＝０の場合、処理レート制御
部７は、周波数オフセットが大きい場合には図２のｍΔ
θ２を選択し、周波数オフセットが小さい場合には図３
のｍΔθ２を選択する。ステップＳ７において、ｎ ｍ
ｏｄ （Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏｔ）≠０の場合、処理
レート制御部７は、周波数が大きい場合には図２のｎΔ
θ１を選択し、周波数が小さい場合には図３のｎΔθ１
を選択する。選択処理後、ｍのインクリメントを行う。
ｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏｔ）＝０の場合、処理レート制御
部７は、周波数オフセットが大きい場合には図２のｍΔ
θ２を選択し、周波数オフセットが小さい場合には図３
のｍΔθ２を選択する。ステップＳ７において、ｎ ｍ
ｏｄ （Ｎｄａｔａ／Ｎｐｉｌｏｔ）≠０の場合、処理
レート制御部７は、周波数が大きい場合には図２のｎΔ
θ１を選択し、周波数が小さい場合には図３のｎΔθ１
を選択する。選択処理後、ｍのインクリメントを行う。
【００４６】ステップＳ８において、処理レート制御部
７は、周波数オフセットが大きい場合には図２のｎΔθ
を出力させ、周波数オフセットが小さい場合には図３の
ｎΔθを出力させる。ステップＳ９、１０において、処
理の継続を判断する。継続する場合には、ｎのインクリ
メントを行う。ステップＳ１１において、Ｎｄａｔａ／
Ｎｐｉｌｏｔが所定値２よりも小さい場合には、すなわ
ち、周波数オフセットが大きくかつ、データのビットレ
ートが小さい場合には、打ち切り誤差の影響がないの
で、従来のように、図２（又は図３）のｎΔθ１を選択
する。ステップＳ１２、１３、１４において処理の継続
を判断する。継続する場合には、ｎのインクリメントを
行う。したがって、本発明によれば、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅ
ｌのデータのビットレートが高い場合にはＩ−Ｃｈａｎ
ｎｅｌのデータに対する位相ずれをＱ−Ｃｈａｎｎｅｌ
のパイロット信号データに対する位相ずれに切替える割
合を増やすようにした。また、周波数オフセットが小さ
い場合には、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅｌのパイロット信号デー
タに関する複数のビット毎の位相ずれ推定、複数のビッ
ト毎の推定位相ずれからＩ−Ｃｈａｎｎｅｌのデータの
位相ずれが求められ、データの位相ずれがパイロット信
号データの複数のビット毎の位相ずれに切替えられるよ
うにした。
７は、周波数オフセットが大きい場合には図２のｎΔθ
を出力させ、周波数オフセットが小さい場合には図３の
ｎΔθを出力させる。ステップＳ９、１０において、処
理の継続を判断する。継続する場合には、ｎのインクリ
メントを行う。ステップＳ１１において、Ｎｄａｔａ／
Ｎｐｉｌｏｔが所定値２よりも小さい場合には、すなわ
ち、周波数オフセットが大きくかつ、データのビットレ
ートが小さい場合には、打ち切り誤差の影響がないの
で、従来のように、図２（又は図３）のｎΔθ１を選択
する。ステップＳ１２、１３、１４において処理の継続
を判断する。継続する場合には、ｎのインクリメントを
行う。したがって、本発明によれば、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅ
ｌのデータのビットレートが高い場合にはＩ−Ｃｈａｎ
ｎｅｌのデータに対する位相ずれをＱ−Ｃｈａｎｎｅｌ
のパイロット信号データに対する位相ずれに切替える割
合を増やすようにした。また、周波数オフセットが小さ
い場合には、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅｌのパイロット信号デー
タに関する複数のビット毎の位相ずれ推定、複数のビッ
ト毎の推定位相ずれからＩ−Ｃｈａｎｎｅｌのデータの
位相ずれが求められ、データの位相ずれがパイロット信
号データの複数のビット毎の位相ずれに切替えられるよ
うにした。
【００４７】パイロット信号データの位相ずれの選択割
込みにより、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅｌのデータのチャンネル
ビットレートが高い時、１ビット当りの周波数オフセッ
トの値が小さくなり、打ち切り誤差が大きくなるのを防
止することが可能になった。これは、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅ
ｌのデータのビットレートが高いほど、チャンネルビッ
ト数が多いため１スロット内で加算する数が多くなり、
誤差の影響が大きくなるのを防止できるためである。
込みにより、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅｌのデータのチャンネル
ビットレートが高い時、１ビット当りの周波数オフセッ
トの値が小さくなり、打ち切り誤差が大きくなるのを防
止することが可能になった。これは、Ｉ−Ｃｈａｎｎｅ
ｌのデータのビットレートが高いほど、チャンネルビッ
ト数が多いため１スロット内で加算する数が多くなり、
誤差の影響が大きくなるのを防止できるためである。
【００４８】同時に、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅｌのパイロット
信号データに対する周波数オフセットが小さくなる場合
には、１ビット（シンボル）当たりの位相変化量を複数
のビットの位相変化量にし位相変化量を大きくしたの
で、特に角周波数を固定小数点で処理した場合に誤差が
大きくなるのを防止することが可能になった。
信号データに対する周波数オフセットが小さくなる場合
には、１ビット（シンボル）当たりの位相変化量を複数
のビットの位相変化量にし位相変化量を大きくしたの
で、特に角周波数を固定小数点で処理した場合に誤差が
大きくなるのを防止することが可能になった。
【００４９】特に、Δ位相ずれ推定部は、同時に、デー
タのビットレートが大きくなり、周波数オフセットが小
さくなる場合には、周波数オフセットが小さくなる場合
を優先してパイロット信号データの位相ずれを複数のビ
ット毎に推定してもよい。パイロット信号データの位相
ずれの誤差が大きくなれば、データの位相ずれの誤差も
大きくなるためである。
タのビットレートが大きくなり、周波数オフセットが小
さくなる場合には、周波数オフセットが小さくなる場合
を優先してパイロット信号データの位相ずれを複数のビ
ット毎に推定してもよい。パイロット信号データの位相
ずれの誤差が大きくなれば、データの位相ずれの誤差も
大きくなるためである。
【００５０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
同相成分のデータのチャンネルビットレートが大きい場
合には周波数オフセットの積分動作による誤差を小さく
し、且つ直交成分のパイロット信号データの周波数オフ
セットが小さい場合には周波数オフセットの打ち切り誤
差を小さくしたので、周波数オフセットの補正の精度が
向上した。
同相成分のデータのチャンネルビットレートが大きい場
合には周波数オフセットの積分動作による誤差を小さく
し、且つ直交成分のパイロット信号データの周波数オフ
セットが小さい場合には周波数オフセットの打ち切り誤
差を小さくしたので、周波数オフセットの補正の精度が
向上した。
【図１】本発明に係るＣＤＭＡにおける自動周波数制御
回路の周波数オフセット補正システムの概略構成を示す
ブロック図である。
回路の周波数オフセット補正システムの概略構成を示す
ブロック図である。
【図２】Ｉ−Ｃｈａｎｎｅｌのデータのビットレートが
高い場合の処理レート制御部７の選択制御動作タイミン
グ例を説明する図である。
高い場合の処理レート制御部７の選択制御動作タイミン
グ例を説明する図である。
【図３】Ｑ−ｃｈａｎｎｅｌのパイロット信号データの
周波数オフセット（位相ずれΔθ２）が小さい場合の処
理レート制御部７の選択制御動作タイミング例を説明す
る図である。
周波数オフセット（位相ずれΔθ２）が小さい場合の処
理レート制御部７の選択制御動作タイミング例を説明す
る図である。
【図４】処理レート制御部７の一連の動作例を説明する
フローチャートである。
フローチャートである。
【図５】従来のＣＤＭＡの受信機の概略構成を示す図で
ある。
ある。
【図６】本発明の前提となるＣＤＭＡの受信データを説
明する図である。
明する図である。
【図７】図６のＩ−Ｃｈａｎｎｅｌ、Ｑ−Ｃｈａｎｎｅ
ｌのチャンネルビットレートを説明する図である。
ｌのチャンネルビットレートを説明する図である。
１−１、１−２…加算部
２−１、２−２…フリップフロップ
３…セレクタ
３−１…スイッチ
４…周波数変換部
５…複素乗算部
６…Δθ推定部
７…処理レート制御部
１１…ダウンコンバータ
１２…逆拡散部
１３…復調器
Claims (8)
- 【請求項１】 ビットレートが可変である同相成分のデ
ータと、直交成分のパイロット信号データとを有する受
信信号の周波数オフセットを補正する周波数オフセット
補正システムにおいて、 前記周波数オフセットが小さい場合には前記パイロット
信号データから複数のビット毎にパイロット位相ずれを
推定し、且つ前記パイロット位相ずれから前記データの
データ位相ずれを１ビット毎に推定する位相ずれ推定部
と、 前記位相ずれ推定部で推定される前記データ位相ずれ、
前記パイロット位相ずれをそれぞれ加算し、加算された
前記データ位相ずれを選択し、前記データ位相ずれの選
択に加算された前記パイロット位相ずれの選択を割り込
ませて選択された位相ずれで受信信号の周波数オフセッ
トの補正を行う補正部とを備えることを特徴とする周波
数オフセット補正システム。 - 【請求項２】 ビットレートが可変である同相成分のデ
ータと、直交成分のパイロット信号データとを有する受
信信号の周波数オフセットを補正する周波数オフセット
補正システムにおいて、 前記パイロット信号データから１ビット毎にパイロット
位相ずれを推定し、前記周波数オフセットが小さい場合
には前記パイロット信号データから複数のビット毎にパ
イロット位相ずれを推定し、且つ前記パイロット位相ず
れから前記データのデータ位相ずれを１ビット毎に推定
する位相ずれ推定部と、 前記位相ずれ推定部で推定される前記データ位相ずれ、
前記パイロット位相ずれをそれぞれ加算して積分動作を
行う加算部と、 前記加算部で加算された前記データ位相ずれ、前記パイ
ロット位相ずれを択一的に選択し、選択された位相ずれ
を前記データ位相ずれの前記加算部の前回加算値とし、
選択された位相ずれで受信信号の周波数オフセットの補
正を行うためのセレクタと、 前記位相ずれ推定部からの推定タイミングで加算された
前記データ位相ずれを選択し、前記データ位相ずれの選
択に加算された前記パイロット位相ずれの選択を割り込
ませるように前記セレクタを制御する処理レート制御部
とを備えることを特徴とする周波数オフセット補正シス
テム。 - 【請求項３】 前記位相ずれ推定部は、前記周波数オフ
セットが小さくなるにつれて、前記パイロット位相ずれ
を推定するための前記パイロット信号データの複数のビ
ット数を大きくすることを特徴とする、請求項２に記載
の周波数オフセット補正システム。 - 【請求項４】 前記処理レート制御部は、前記データの
ビットレートが高くなるにつれて、前記パイロット位相
ずれの選択の割り込みを増やすことを特徴とする、請求
項２に記載の周波数オフセット補正システム。 - 【請求項５】 前記位相ずれ推定部は、同時に、前記周
波数オフセットが小さくなり、前記データのビットレー
トが高くなる場合には、前記パイロット信号データから
複数のビット毎にパイロット位相ずれだけを推定し、且
つ前記パイロット位相ずれから前記データのデータ位相
ずれを１ビット毎に推定することを特徴とする、請求項
１に記載の周波数オフセット補正システム。 - 【請求項６】 前記セレクタには周波数変換・複素乗算
部が接続され、前記周波数変換・複素乗算部は、前記セ
レクタで選択された位相ずれを同相成分と直交成分の２
系統の周波数に変換し、変換された周波数と受信信号と
を複素乗算して前記受信信号の周波数オフセットを補正
し、補正された受信信号が分岐され前記位相ずれ推定部
に入力されることを特徴とする、請求項２に記載の周波
数オフセット補正システム。 - 【請求項７】 符号分割多元接続に前記周波数オフセッ
ト補正システムが使用されることを特徴とする、請求項
２に記載の周波数オフセット補正システム。 - 【請求項８】 ビットレートが可変である同相成分のデ
ータと、直交成分のパイロット信号データとを有する受
信信号の周波数オフセットを補正する周波数オフセット
補正方法において、 前記パイロット信号データから１ビット毎にパイロット
位相ずれを推定し、前記周波数オフセットが小さい場合
には前記パイロット信号データから複数のビット毎にパ
イロット位相ずれを推定し、且つ前記パイロット位相ず
れから前記データのデータ位相ずれを１ビット毎に推定
する工程と、 推定された前記データ位相ずれ、前記パイロット位相ず
れをそれぞれ加算して積分動作を行う工程と、 加算された前記データ位相ずれ、前記パイロット位相ず
れを択一的に選択し、選択された位相ずれを前記データ
位相ずれの前回加算値とし、選択された位相ずれで受信
信号の周波数オフセットの補正を行う工程と、 加算された前記データ位相ずれを前記データ位相ずれの
推定タイミングで選択し、前記データ位相ずれの選択に
加算された前記パイロット位相ずれの選択を割り込ませ
る工程とを備えることを特徴とする周波数オフセット補
正方法。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31458599A JP3368875B2 (ja) | 1999-11-05 | 1999-11-05 | 周波数オフセット補正システム及び方法 |
| US09/704,646 US6891907B1 (en) | 1999-11-05 | 2000-11-02 | Frequency offset correction system and correction method |
| EP20000123441 EP1098482A3 (en) | 1999-11-05 | 2000-11-03 | Method and System for correcting frequency offset using pilot signals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31458599A JP3368875B2 (ja) | 1999-11-05 | 1999-11-05 | 周波数オフセット補正システム及び方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001136104A JP2001136104A (ja) | 2001-05-18 |
| JP3368875B2 true JP3368875B2 (ja) | 2003-01-20 |
Family
ID=18055076
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31458599A Expired - Fee Related JP3368875B2 (ja) | 1999-11-05 | 1999-11-05 | 周波数オフセット補正システム及び方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6891907B1 (ja) |
| EP (1) | EP1098482A3 (ja) |
| JP (1) | JP3368875B2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| US20080292029A1 (en) * | 2004-11-16 | 2008-11-27 | Thomson Licensing | Method and Apparatus For Carrier Recovery Using Multiple Sources |
| US8761306B2 (en) | 2011-04-13 | 2014-06-24 | Intel Mobile Communications GmbH | Method to prevent phenomenon in vector modulator transmitter |
| US9137069B2 (en) | 2012-08-07 | 2015-09-15 | Intel Deutschland Gmbh | Systems and methods to frequency shift unwanted signal components |
| CN113055995B (zh) * | 2019-12-26 | 2023-10-27 | 中兴通讯股份有限公司 | 频偏估计方法和装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JPH0630070A (ja) | 1992-07-07 | 1994-02-04 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 復調装置 |
| US5361276A (en) * | 1993-09-13 | 1994-11-01 | At&T Bell Laboratories | All digital maximum likelihood based spread spectrum receiver |
| US5659573A (en) * | 1994-10-04 | 1997-08-19 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for coherent reception in a spread-spectrum receiver |
| JP2705613B2 (ja) * | 1995-01-31 | 1998-01-28 | 日本電気株式会社 | 周波数オフセット補正装置 |
| JPH10224420A (ja) * | 1997-02-05 | 1998-08-21 | Toshiba Corp | デジタル復調装置のａｆｃ回路 |
| US6522696B1 (en) * | 1997-04-11 | 2003-02-18 | Agere Systems Inc. | Adaptive frequency correction in a wireless communications system, such as for GSM and IS54 |
| JP3186692B2 (ja) * | 1998-04-15 | 2001-07-11 | 日本電気株式会社 | 復調器における位相推定方法 |
| JP3304914B2 (ja) * | 1999-03-31 | 2002-07-22 | 日本電気株式会社 | 周波数補正方法 |
-
1999
- 1999-11-05 JP JP31458599A patent/JP3368875B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2000
- 2000-11-02 US US09/704,646 patent/US6891907B1/en not_active Expired - Fee Related
- 2000-11-03 EP EP20000123441 patent/EP1098482A3/en not_active Withdrawn
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1098482A3 (en) | 2005-05-11 |
| EP1098482A2 (en) | 2001-05-09 |
| JP2001136104A (ja) | 2001-05-18 |
| US6891907B1 (en) | 2005-05-10 |
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