JP2005159464A - 受信方法および装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】 ウォルシュ変換した複数の相関値からひとつを高い精度で選択する。
【解決手段】 FWT演算部50は、CCK変調された信号をFWT演算し、64個のウォルシュ変換値FWTを出力する。最大値検索部52は、64個のウォルシュ変換値FWTを入力し、それらの大きさにもとづいて、ひとつのウォルシュ変換値FWTに対応した第1位相相関値信号208と第1位相インデックス信号210を出力する。第2位相信号導出部152は、第1位相インデックス信号210を入力し、第2位相インデックス信号214と第2位相相関値信号212として出力する。位相信号決定部154は、既に出力した信号に対して、第1位相相関値信号208と第2位相相関値信号212をそれぞれ遅延検波する。遅延検波した結果を差動符号化前位相とそれぞれ比較し、誤差が小さい方を選択する。
【選択図】 図3

Description

本発明は、受信技術に関し、特にスペクトル拡散された信号を受信するための受信方法および装置に関する。
2.4GHz帯の無線周波数を使用したスペクトル拡散通信システムとして、IEEE802.11b規格の無線LAN(Local Area Network)が実用化されている。当該無線LANは、CCK(Complementary Code Keying)変調によって、11Mbpsの最大伝送速度を実現する。一方、無線LANの帯域幅は、電波法によって26MHzと定められているため、直接拡散方式におけるチップレートの上限も26Mcpsとなる。ただし、チップレート26Mcpsを理想ナイキストフィルタで帯域制限した場合、D/A変換器のサンプリング周波数が40MHzとなり、さらにD/A変換後の急峻な帯域制限も必要となるためあまり現実的でない。そのため、実際にはナイキストフィルタによる帯域制限でなく、D/A変換後のアナログフィルタでベースバンドの帯域制限を行っているため、最大11Mcps程度のチップレートとなっている。このようなCCK変調に対応した受信装置は、一般的に、送信された信号の波形のパターンを予め複数用意しており、受信した信号の波形に最も近い波形の送信信号を復調結果としている(例えば、特許文献1参照。)。
特開2003−168999号公報
受信装置は、複数の信号からなる組合せがCCK変調された信号を受信し、受信した信号にFWT(Fast Walsh Transformation)演算を行って、複数の相関値を導出する。さらに、複数の相関値から値の最も大きい相関値を選択し、選択された相関値に対応した信号の組合せを再生する。しかしながら、ノイズやマルチパス伝送路の影響によって、FWT演算によって得られた相関値に誤差が含まれると、複数の信号からなる組合せが誤って選択される場合もある。本発明者はこうした状況下、以下の課題を認識するに至った。複数の信号からなる組合せが誤って選択される状況下において、信号の組合せに含まれた複数の位相信号のうちのひとつの位相信号が誤っている場合がある。さらに、信号の組合せに含まれた複数の位相信号が、それぞれ位相変調されており、例えば、位相変調方式がQPSK(Quadrature Phase Shift Keying)であれば、前述の誤ったひとつの位相信号の位相が、正しい位相信号の位相から±π/2だけ誤っている場合がある。
本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、ウォルシュ変換した結果から、高精度に送信された信号を推定する受信技術を提供することにある。
本発明のある態様は、受信装置である。この装置は、差動符号化された位相信号を含んだ複数の位相信号からなる組合せにもとづいて、複数のウォルシュ符号が生成されており、当該生成された複数のウォルシュ符号をひとつのシンボルとした信号を受信する受信部と、受信した信号をひとつのシンボル単位でウォルシュ変換して、複数の相関値をそれぞれ生成するウォルシュ変換部と、生成した複数の相関値の大きさにもとづいて、ひとつの相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した複数の位相信号からなる組合せを第1位相信号として導出する第1導出部と、導出した第1位相信号にもとづいて、第1位相信号に対応した複数の位相信号からなる組合せ以外の複数の位相信号からなる組合せを第2位相信号として導出する第2導出部と、導出した第1位相信号と導出した第2位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された位相信号にもとづいて、第1位相信号と第2位相信号のいずれかに対応した複数の位相信号を出力する出力部とを備える。
以上の装置により、導出した第1位相信号と導出した第2位相信号は、複数の相関処理を繰り返して生成されているために、信号の電力が増幅されており、当該電力が増幅された状態で遅延検波して、その結果得られた相対的な値によって、第1位相信号あるいは第2位相信号を選択しているために、位相信号の選択の精度が向上する。
第2導出部は、導出した第1位相信号に対応した複数の位相信号からなる組合せのうち、差動符号化された位相信号以外の複数の位相信号のいずれかの位相を回転させ、さらに位相を回転すべき位相信号を複数の位相信号の中で変更して複数の第2位相信号の候補を生成する候補生成部と、生成した複数の第2位相信号の候補にそれぞれ対応した相関値の大きさにもとづいて、第2位相信号を選択する選択部とを備えてもよい。
候補生成部は、位相信号が配置される可能性のある複数の位相のうち、位相を回転すべき位相信号が本来配置された位相に隣接した位相まで、当該位相を回転すべき位相信号の位相を回転させて、第2位相信号の候補を生成してもよい。
「本来配置された位相」とは、例えば、QPSKの場合に、0、π/2、π、3π/2に対応し、すなわち、送信側で信号を配置した位相に相当する。
また、複数の位相信号からなる組合せを識別番号によって管理する管理部をさらに含み、第1導出部は、管理部から第1位相信号に対応した識別番号を導出し、第2導出部は、導出した第1位相信号の識別番号にもとづいて、管理部から第2位相信号の識別番号を導出してもよい。出力部は、導出した第1位相信号に対応した相関値の大きさと導出した第2位相信号に対応した相関値の大きさの差が予め定めたしきい値以上の場合に、第1位相信号に対応した複数の位相信号を出力してもよい。
出力部は、導出した第1位相信号と導出した第2位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された位相信号に対して、過去に出力部から出力した複数の位相信号の中の差動符号化された位相信号をそれぞれ遅延検波する遅延検波部と、導出した第1位相信号と導出した第2位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された位相信号に対してそれぞれ遅延検波した結果を比較して第1位相信号と第2位相信号のいずれかを選択する比較部とを含んでもよい。比較部は、導出した第1位相信号と導出した第2位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された位相信号に対してそれぞれ遅延検波した結果と、差動符号化された信号に含まれる可能性のある位相をそれぞれ比較して、第1位相信号と第2位相信号のいずれかを選択してもよい。
本発明の別の態様は、受信方法である。この方法は、差動符号化された位相信号を含んだ複数の位相信号からなる組合せにもとづいて、複数のウォルシュ符号が生成されており、当該生成された複数のウォルシュ符号をひとつのシンボルとした信号を受信するステップと、受信した信号をひとつのシンボル単位でウォルシュ変換して、複数の相関値をそれぞれ生成するステップと、生成した複数の相関値の大きさにもとづいて、ひとつの相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した複数の位相信号からなる組合せを第1位相信号として導出するステップと、導出した第1位相信号にもとづいて、第1位相信号に対応した複数の位相信号からなる組合せ以外の複数の位相信号からなる組合せを第2位相信号として導出するステップと、導出した第1位相信号と導出した第2位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された位相信号にもとづいて、第1位相信号と第2位相信号のいずれかに対応した複数の位相信号を出力するステップとを備える。
なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法、装置、システム、記録媒体、コンピュータプログラムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
本発明によれば、ウォルシュ変換した結果から、高精度に送信された信号を推定できる。
本発明を具体的に説明する前に、概要を述べる。本発明の実施例は、IEEE802.11b規格に準拠した無線LANシステムの受信装置に関する。本実施例に係る受信装置は、複数の位相信号からなる組合せがCCK変調された信号を受信してから、FWT演算によって複数の相関値を導出する。さらに受信装置は、複数の相関値の中から大きさが最大の相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した位相信号の組合せ(以下、選択した位相信号の組合せを「第1位相信号」という)を導出する。当該位相信号の組合せの中には、4つの位相信号が含まれており、さらにそのうちのひとつが差動符号化されている。残りの位相信号(以下、これらの位相信号をまとめて、あるいはこれらの位相信号のうちのひとつを「拡散符号信号」という)は、それぞれQPSK変調されており、本実施例にかかる受信装置は、第1位相信号に含まれた拡散符号信号のうちのひとつを+π/2あるいは−π/2回転させ、さらに当該回転させる信号を拡散符号信号の中で変えながら6種類の位相信号の組合せ(以下、6種類の位相信号の組合せをそれぞれ「第1候補」から「第6候補」という)を生成し、その中で相関値が最も大きいものを選択する(以下、6種類の位相信号の組合せから選択されたひとつの組合せを「第2位相信号」という)。
第1位相信号に対応した相関値と第2位相信号に対応した相関値の差がしきい値以上であれば、第1位相信号に含まれた差動符号化された信号を遅延検波し、当該遅延検波した信号と、第1位相信号に含まれた拡散符号信号を出力する。一方、第1位相信号に対応した相関値と第2位相信号に対応した相関値の差がしきい値より小さければ、第1位相信号と第2位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された信号をそれぞれ遅延検波し、2種類の遅延検波結果を得る。遅延検波結果が配置される可能性のある位相、例えば差動符号化として差動QPSK変調が使用される場合には0、π/2、π、3π/2のいずれか(以下、これらの位相を「差動符号化前位相」という)に対する前述の2種類の遅延検波結果の誤差をそれぞれ計算する。さらに、計算した2種類の誤差のうち、誤差が小さい方に対応した第1位相信号あるいは第2位相信号を選択する。最終的に、選択した方に対応した拡散符号信号と遅延検波した信号を出力する。
本実施例の前提として、IEEE802.11b規格におけるCCK変調の概略を説明する。CCK変調は、8ビットをひとつの単位(以下、この単位を「CCK変調単位」とする)とし、この8ビットを上位からd1、d2、・・・d8と名づける。CCK単位のうち、下位6ビットは、[d3,d4]、[d5,d6]、[d7,d8]単位でそれぞれQPSKの信号点配置にマッピングされる。また、マッピングした位相をそれぞれ(φ2、φ3、φ4)とする。さらに、位相φ2、φ3、φ4から8種類の拡散符号P1からP8を以下の通り生成する。
Figure 2005159464
一方、CCK変調単位のうち、上位2ビットの[d1,d2]は、DQPSK(Differential encoding Quadrature Phase Shift Keying)の信号点配置にマッピングされ、ここではマッピングした位相をφ1とする。さらに、φ1と拡散符号P1からP8より、以下の通り8通りのチップ信号X0からX7を生成する。
Figure 2005159464
送信装置は、チップ信号X0からX7の順に送信する(以下、チップ信号X0からX7によって構成される時系列の単位も「CCK変調単位」という)。
なお、IEEE802.11b規格ではCCK変調の他に、DBPSKやDQPSKの位相変調した信号が既知の拡散符号によって拡散されて送信される。
図1は、実施例1に係る通信システムのバーストフォーマットを示す。このバーストフォーマットは、IEEE802.11b規格のShortPLCPに相当する。バースト信号は、図示のごとくプリアンブル、ヘッダ、データの領域を含む。さらに、プリアンブルは、DBPSKの変調方式で伝送速度1Mbpsで通信され、ヘッダは、DQPSKの変調方式で伝送速度2Mbpsで通信され、データは、CCKの変調方式で伝送速度11Mbpsで通信される。また、プリアンブルは、56ビットのSYNC、16ビットのSFDを含み、ヘッダは、8ビットのSIGNAL、8ビットのSERVICE、16ビットのLENGTH、16ビットのCRCを含む。一方、データに対応したPSDUの長さは、可変である。
図2は、実施例1に係る通信システム100の構成を示す。通信システム100は、受信装置10、送信装置12を含む。さらに、受信装置10は、受信用アンテナ14、無線部18、直交検波部20、AGC(Automatic Gain Controller)22、AD変換部24、ベースバンド処理部26、制御部28を含み、送信装置12は、送信用アンテナ16、無線部30、変調部32を含む。また信号としてデジタル受信信号200、出力信号202を含む。
変調部32は、送信すべき情報をCCK変調処理し、あるいは位相変調した信号を拡散処理する。無線部30は、変調部32から出力されるベースバンドの信号と無線周波数の信号間の周波数変換、増幅処理を行う。送信用アンテナ16は、無線周波数の信号を送信し、受信用アンテナ14は、無線周波数の信号を受信する。
無線部18は、受信した無線周波数の信号を中間周波数の信号に周波数変換する。直交検波部20は、中間周波数の信号を直交検波し、ベースバンドの信号を出力する。一般にベースバンドの信号は、同相成分と直交成分のふたつの成分によって示されるが、ここではそれらをまとめた形で図示する。AGC22は、ベースバンドの信号の振幅を後述のAD変換部24のダイナミックレンジ内の振幅にするために、利得を自動的に制御する。AD変換部24は、ベースバンドのアナログ信号をデジタル信号に変換し、複数ビットで構成されたデジタル受信信号200を出力する。ベースバンド処理部26は、デジタル受信信号200を逆拡散や復調して、出力信号202を出力する。制御部28は、受信装置10のタイミング等を制御する。
図3は、ベースバンド処理部26の構成を示す。ベースバンド処理部26は、等化器42、相関器44、復調部46、FWT演算部50、最大値検索部52、保持部150、第2位相信号導出部152、位相信号決定部154、スイッチ部60を含む。また信号として、逆拡散信号204、第1位相相関値信号208、第1位相インデックス信号210、第2位相相関値信号212、第2位相インデックス信号214、ウォルシュ変換値FWTを含む。
等化器42は、デジタル受信信号200に含まれたマルチパス伝送路の影響を除去する。等化器42は、トランスバーサル型のフィルタによって構成される。なお、トランスバーサル型のフィルタにDFEが付加された構成であってもよい。
相関器44は、図1のバーストフォーマットのプリアンブルとヘッダ領域のような所定の拡散符号で拡散された位相変調信号を逆拡散するために、等化器42から出力された信号を当該拡散符号で相関処理する。相関処理は、スライディング型の相関処理であってもよいし、マッチドフィルタ型の相関処理であってもよい。相関器44は、前述のごとく図1のバーストフォーマットにおいて、プリアンブルとヘッダでのみ動作するが、データが所定の拡散符号で拡散した位相変調信号である場合には、データの部分でも動作する。
復調部46は、相関器44で逆拡散した逆拡散信号204を復調する。逆拡散信号204の変調方式は、DBPSKあるいはDQPSKのため、復調は遅延検波で実行される。
FWT演算部50は、図1のバーストフォーマットのデータ領域のようなCCK変調された信号をFWT演算し、ウォルシュ変換値FWTを出力する。具体的には、CCK変調単位のチップ信号を入力して、チップ信号間の相関処理によって、64個のウォルシュ変換値FWT、すなわち相関値を出力する。
最大値検索部52は、64個のウォルシュ変換値FWTを入力し、それらの大きさにもとづいて、ひとつのウォルシュ変換値FWTを選択する。さらに、選択したひとつのウォルシュ変換値FWTである第1位相相関値信号208と、当該ウォルシュ変換値FWTに対応した位相φ2からφ4の組合せをIndex番号で示した第1位相インデックス信号210を出力する。第1位相インデックス信号210が、第1位相信号中の拡散符号信号に相当し、第1位相相関値信号208が、第1位相信号中の差動符号化された信号に相当する。
保持部150は、FWT演算部50から出力されたウォルシュ変換値FWTを64個単位で保持する。
第2位相信号導出部152は、第1位相インデックス信号210を入力し、第2位相信号を生成する。ここで、第1位相インデックス信号210にもとづく第2位相信号の具体的な生成方法は後述するが、第1位相インデックス信号210に示されたIndex番号にもとづいて、第2位相信号に対応した拡散符号信号のIndex番号を第2位相インデックス信号214として生成する。また、第2位相信号に対応したウォルシュ変換値FWTを保持部150に保持されたウォルシュ変換値FWTの中から選択し、第2位相相関値信号212として出力する。
位相信号決定部154は、第1位相信号と第2位相信号のいずれか一方を選択する。すなわち、第1位相相関値信号208と第2位相相関値信号212の大きさの差が、予め定めたしきい値以上であれば、第1位相信号を選択する。一方、第1位相相関値信号208と第2位相相関値信号212の大きさの差が、予め定めたしきい値より小さい場合は、既に出力した信号に対して、第1位相相関値信号208と第2位相相関値信号212をそれぞれ遅延検波する。遅延検波した結果を差動符号化前位相とそれぞれ比較し、誤差が小さいほうに対応した第1位相信号あるいは第2位相信号を選択する。ここで、第1位相信号が選択された場合には、第1位相インデックス信号210に対応した複数の信号の組合せと、第1位相相関値信号208を遅延検波して得られた信号を出力する。一方、第2位相信号が選択された場合には、第2位相インデックス信号214に対応した複数の信号の組合せと、第2位相相関値信号212を遅延検波して得られた信号を出力する。
スイッチ部60は、復調部46から出力された信号と位相信号決定部154から出力された信号のいずれかを選択し、出力信号202として出力する。例えば、図1のバーストフォーマットのプリアンブルとヘッダ領域の区間では、復調部46から出力された信号を選択し、バーストフォーマットのデータ領域の区間では、位相信号決定部154から出力された信号を選択し、選択した信号の反転信号を出力する。
この構成は、ハードウエア的には、任意のコンピュータのCPU、メモリ、その他のLSIで実現でき、ソフトウエア的にはメモリのロードされた予約管理機能のあるプログラムなどによって実現されるが、ここではそれらの連携によって実現される機能ブロックを描いている。したがって、これらの機能ブロックがハードウエアのみ、ソフトウエアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは、当業者には理解されるところである。
図4は、FWT演算部50の構成を示す。FWT演算部50は、φ2推定部80と総称される第1φ2推定部80a、第2φ2推定部80b、第3φ2推定部80c、第4φ2推定部80d、φ3推定部82と総称される第1φ3推定部82a、第2φ3推定部82b、φ4推定部84を含む。また信号として、第1相関値Yと総称されるY0−0、Y0−1、Y0−2、Y0−3、Y1−0、Y1−1、Y1−2、Y1−3、Y2−0、Y2−1、Y2−2、Y2−3、Y3−0、Y3−1、Y3−2、Y3−3、第2相関値Zと総称されるZ0、Z1、Z15、Z16、Z17、Z31、ウォルシュ変換値FWTと総称されるFWT0、FWT1、FWT63を含む。
φ2推定部80は、それぞれふたつのチップ信号X、例えば、X0とX1を入力し、X0の位相を0、π/2、π、3π/2回転させて、X1と回転させたX0をそれぞれ加算して、Y0−0からY0−3をそれぞれ出力する。ここでは、X0を回転させた位相とφ2の位相が等しい場合に、該当する第1相関値Yの大きさが大きくなる。その結果、φ2を推定できる。
φ3推定部82は、φ2推定部80と同様に動作し、例えば、Y0−0からY0−3とY1−0からY1−3を入力して、Z0からZ15をそれぞれ出力し、第2相関値Zの大きさよりφ3を推定できる。φ4推定部84は、φ2推定部80と同様に動作し、Z0からZ31を入力して、FWT0からFWT63を出力し、ウォルシュ変換値FWTの大きさよりφ4を推定できる。
図5は、第1φ2推定部80aの構成を示す。第1φ2推定部80aは、0位相回転部86、π/2位相回転部88、π位相回転部90、3/2π位相回転部92、加算部94と総称される第1加算部94a、第2加算部94b、第3加算部94c、第4加算部94dを含む。
0位相回転部86、π/2位相回転部88、π位相回転部90、3/2π位相回転部92は、X0の位相をそれぞれ0、π/2、π、3π/2回転させる。それらの出力は、加算部94でX1とそれぞれ加算される。
図6は、最大値検索部52の構成を示す。最大値検索部52は、選択部110、計算部112、比較部114と総称される第1比較部114a、第2比較部114b、第3比較部114c、第4比較部114d、第5比較部114e、第6比較部114f、第7比較部114g、最大値比較部116、最大値格納部118、最大値Index格納部120を含む。
選択部110は、FWT0からFWT63の64個のデータを入力し、8個ずつのデータを出力する。例えば、最初のタイミングでFWT0からFWT7を出力し、次のタイミングでFWT8からFWT15を出力する。
計算部112は、ウォルシュ変換値FWT、すなわちFWT0からFWT63の大きさを計算する。ここでは、ウォルシュ変換値FWTの同相成分と直交成分をそれぞれIとQとすれば、以下の通りに大きさRを求める。
(数3)
R = I+Q
比較部114は、8個のRを比較し、最大の大きさをもつウォルシュ変換値FWTをそれぞれ選択する。
最大値比較部116は、第7比較部114gから出力される8個の単位のウォルシュ変換値FWTの最大値と、それまでのウォルシュ変換値FWTの最大値を比較し、大きい方のウォルシュ変換値FWTを選択する。このような動作をCCK変調単位の中で実行して、最終的には、FWT0からFWT63の中で最大の大きさをもつウォルシュ変換値FWTを選択する。選択されたウォルシュ変換値FWTは、最大値格納部118に格納される。
最大値Index格納部120は、最大値格納部118に最終的に格納されたウォルシュ変換値FWTに対応したIndex番号を選択し、第1位相インデックス信号210として出力する。図7は、最大値Index格納部120に予め設定されたIndexのデータ構造を示す。Indexとして「0」から「63」が定義されており、位相φ2からφ4の組合せにそれぞれ対応する。
図8は、第2位相信号導出部152の構成を示す。第2位相信号導出部152は、候補生成部156、FWT取得部158、第2位相信号決定部160を含む。
候補生成部156は、第1位相インデックス信号210を入力し、第1位相インデックス信号210に対応した位相の組合せから、第2位相信号の候補、すなわち第1候補から第6候補を生成する。図9に、候補生成部156で生成される第1候補から第6候補を示す。ここでは、第1位相インデックス信号210として「6」が入力されており、それに対応したφ1、φ2、φ3の値はそれぞれ「0」、「π/2」、「π」になっている。候補生成部156は、φ1、φ2、φ3のうちのひとつの位相を+π/2、−π/2回転させ、当該回転をφ1、φ2、φ3のすべてに対して適用して、6種類の位相の組み合わせ、すなわち第1候補から第6候補を生成する。例えば、φ2に対しては、「3π/2」と「π/2」から第1候補と第2候補を生成する。
図8に戻る。FWT取得部158は、候補生成部156で生成した第1候補から第6候補に対応したウォルシュ変換値FWTを取得する。第2位相信号決定部160は、第1候補から第6候補に対応したウォルシュ変換値FWTの大きさを比較し、最大のウォルシュ変換値FWTを選択する。さらに、選択したウォルシュ変換値FWTに対応した第1候補から第6候補のいずれかを第2位相信号と決定する。第2位相信号に対応したウォルシュ変換値FWTの大きさを第2位相相関値信号212として出力し、第2位相信号に対応したIndex番号を第2位相インデックス信号214として出力する。
図10は、位相信号決定部154の構成を示す。位相信号決定部154は、第1遅延検波部162、第2遅延検波部164、比較部166、しきい値保持部168、選択部170を含む。また信号として、第1遅延検波信号216、第2遅延検波信号218を含む。
第1遅延検波部162は、既に比較部166で選択された過去の位相φ1と第1位相相関値信号208を遅延検波する。そのため、図示しない信号線によって、比較部166から第1遅延検波部162に過去の位相φ1が入力されている。遅延検波の結果は、第1遅延検波信号216として出力される。ここで、位相φ1は、前述のごとくDQPSK変調されているため、雑音等の影響がなければ、第1遅延検波信号216の位相は、0、π/2、π、3π/2のいずれかになる。
第2遅延検波部164は、既に比較部166で選択された過去の位相φ1と第2位相相関値信号212を遅延検波する。そのため、図示しない信号線によって、比較部166から第2遅延検波部164に過去の位相φ1が入力されている。遅延検波の結果は、第2遅延検波信号218として出力される。第2遅延検波信号218の位相は、第1遅延検波信号216と同様に雑音等の影響がなければ、0、π/2、π、3π/2のいずれかになる。
比較部166は、第1位相相関値信号208の大きさから第2位相相関値信号212の大きさを減算し、減算結果がしきい値保持部168に保持したしきい値以上であれば、第1位相信号を選択し、その結果第1遅延検波信号216を出力する。一方、減算結果がしきい値より小さければ、以下の処理を実行する。当該処理を図11に示した比較部166の動作概要にもとづいて説明する。図中には、遅延検波されたφ1が配置されるべき位相0、π/2、π、3π/2を○印で示し、第1遅延検波信号216と第2遅延検波信号218の信号点も示してある。第1遅延検波信号216に最も近接した位相0、π/2、π、3π/2のいずれかと、第1遅延検波信号216の間の位相誤差をθ1と示し、第2遅延検波信号218に最も近接した位相0、π/2、π、3π/2のいずれかと、第1遅延検波信号216の間の位相誤差をθ2と示す。
さらに、位相誤差θ1とθ2を比較し、位相誤差θ1が小さければ第1遅延検波信号216を選択し、位相誤差θ2が小さければ第2遅延検波信号218を選択する。さらに、選択された第1遅延検波信号216あるいは第2遅延検波信号218を選択部170に出力する。図4に示したFWT演算部50のごとく、ウォルシュ変換値FWTは3回の相関値の結果として得られるため、その電力値はチップ信号の電力値より増幅されている。このように増幅されたウォルシュ変換値FWTを遅延検波して求めた位相は、正確であるために以上の処理を実行する。
選択部170は、比較部166から入力される第1遅延検波信号216あるいは第2遅延検波信号218に応じて、対応した信号を出力する。すなわち、第1遅延検波信号216が入力された場合、第1遅延検波信号216を判定した[d1,d2]と、第1位相インデックス信号210にもとづいた[d3,d4]、[d5,d6]、[d7,d8]とを組み合わせて、[d1〜d8]を出力する。一方、第2遅延検波信号218が入力された場合、第2遅延検波信号218を判定した[d1,d2]と、第2位相インデックス信号214にもとづいた[d3,d4]、[d5,d6]、[d7,d8]とを組み合わせて、[d1〜d8]を出力する。
以上の構成による受信装置10の動作を説明する。プリアンブルとヘッダ領域の区間において、相関器44は、等化器42で等化した信号を逆拡散し、復調部46は復調して出力信号202を出力する。一方、データの区間において、FWT演算部50は、等化器42で等化した信号をFWT演算してウォルシュ変換値FWTを求め、最大値検索部52は、ウォルシュ変換値FWTの大きさから、最大のウォルシュ変換値FWTに対応した第1位相信号として、第1位相相関値信号208と第1位相インデックス信号210を出力する。第2位相信号導出部152は、第1位相インデックス信号210にもとづいて、φ2からφ4のいずれかを+π/2あるいは−π/2回転させた第1候補から第6候補のうちのひとつを第2位相信号として生成する。
さらに、第2信号に対応した第2位相相関値信号212と第2位相インデックス信号214を出力する。第1遅延検波部162は、第1位相相関値信号208を遅延検波して第1遅延検波信号216を出力し、第2遅延検波部164は、第2位相相関値信号212を遅延検波して第2遅延検波信号218を出力する。比較部166は、第1位相相関値信号208と第2位相相関値信号212の大きさの差がしきい値保持部168に保持したしきい値より小さいので、第1遅延検波信号216と第2遅延検波信号218の位相を0、π/2、π、3π/2のいずれかとそれぞれ比較して、誤差を求める。第2遅延検波信号218の誤差が小さい場合に、第2位相信号に対応した信号の組合せを出力する。
本発明の実施例によれば、FWT演算結果の大きさだけでなく、FWT演算結果を遅延検波した位相も考慮して、位相信号の組合せを選択するために、位相信号の組合せの選択が正確になり、受信特性が向上する。また、FWT演算結果が最大の第1位相信号と比較するための第2位相信号は、第1位相信号に含まれた複数の位相信号のうちのいずれかを回転させて生成できるために、簡易な処理で実現可能である。
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
本発明の実施例において、計算部112は、ウォルシュ変換値FWTの大きさRを計算している。しかしこれに限らず例えば、絶対値和によって求めてもよく、あるいは以下の通りにウォルシュ変換値FWTの大きさの近似値Rを求めてもよい。
(数4)
R = Max{|I|,|Q|}+0.5×Min{|I|,|Q|}
また、次のように求めてもよい。
(数5)
R = Max{|I|,|Q|}+0.5×Min{|I|,|Q|}−K×(Max{|I|,|Q|}−Min{|I|,|Q|})
また、ウォルシュ変換値FWTの位相とウォルシュ符号が配置された位相のいずれかとの誤差を計算し、誤差が小さくなればそれと反対に大きくなるような係数を計算する。ウォルシュ変換値FWTのIとQの2乗和に係数を乗算して、近似値Rを求めてもよい。なお、これらの場合には、ベースバンド処理部26にデジタル受信信号200や等化器42の出力信号の絶対位相を補正する位相補正回路を付加してもよい。
本変形例によれば、受信特性をより向上できる。つまり、ウォルシュ変換値FWTの位相が、ウォルシュ符号が配置された位相のいずれかに近づくほど、近似値Rの大きさが大きくなればよい。
実施例に係る通信システムのバーストフォーマットを示す図である。 実施例に係る通信システムの構成を示す図である。 図2のベースバンド処理部の構成を示す図である。 図3のFWT演算部の構成を示す図である。 図4の第1φ1推定部の構成を示す図である。 図3の最大値検索部の構成を示す図である。 図6の最大値Index格納部に予め設定されたIndexのデータ構造を示す図である。 図3の第2位相信号導出部の構成を示す図である。 図8の候補生成部で生成される第1候補から第6候補を示す図である。 図3の位相信号決定部の構成を示す図である。 図10の比較部の動作概要を示す図である。
符号の説明
10 受信装置、 12 送信装置、 14 受信用アンテナ、 16 送信用アンテナ、 18 無線部、 20 直交検波部、 22 AGC、 24 AD変換部、 26 ベースバンド処理部、 28 制御部、 30 無線部、 32 変調部、 42 等化器、 44 相関器、 46 復調部、 50 FWT演算部、 52 最大値検索部、 60 スイッチ部、 80 φ2推定部、 82 φ3推定部、 84 φ4推定部、 86 0位相回転部、 88 π/2位相回転部、 90 π位相回転部、 92 3/2π位相回転部、 94 加算部、 100 通信システム、 110 選択部、 112 計算部、 114 比較部、 116 最大値比較部、 118 最大値格納部、 120 最大値Index格納部、 150 保持部、 152 第2位相信号導出部、 154 位相信号決定部、 156 候補生成部、 158 FWT取得部、 160 第2位相信号決定部、 162 第1遅延検波部、 164 第2遅延検波部、 166 比較部、 168 しきい値保持部、 170 選択部、 200 デジタル受信信号、 202 出力信号、 204 逆拡散信号、 208 第1位相相関値信号、 210 第1位相インデックス信号、 212 第2位相相関値信号、 214 第2位相インデックス信号、 216 第1遅延検波信号、 218 第2遅延検波信号、 FWT ウォルシュ変換値、 X チップ信号、 Y 第1相関値、 Z 第2相関値。

Claims (8)

  1. 差動符号化された位相信号を含んだ複数の位相信号からなる組合せにもとづいて、複数のウォルシュ符号が生成されており、当該生成された複数のウォルシュ符号をひとつのシンボルとした信号を受信する受信部と、
    前記受信した信号をひとつのシンボル単位でウォルシュ変換して、複数の相関値をそれぞれ生成するウォルシュ変換部と、
    前記生成した複数の相関値の大きさにもとづいて、ひとつの相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した複数の位相信号からなる組合せを第1位相信号として導出する第1導出部と、
    前記導出した第1位相信号にもとづいて、前記第1位相信号に対応した複数の位相信号からなる組合せ以外の複数の位相信号からなる組合せを第2位相信号として導出する第2導出部と、
    前記導出した第1位相信号と前記導出した第2位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された位相信号にもとづいて、前記第1位相信号と前記第2位相信号のいずれかに対応した複数の位相信号を出力する出力部と、
    を備えることを特徴とする受信装置。
  2. 前記第2導出部は、
    前記導出した第1位相信号に対応した複数の位相信号からなる組合せのうち、前記差動符号化された位相信号以外の複数の位相信号のいずれかの位相を回転させ、さらに位相を回転すべき位相信号を前記複数の位相信号の中で変更して複数の第2位相信号の候補を生成する候補生成部と、
    前記生成した複数の第2位相信号の候補にそれぞれ対応した相関値の大きさにもとづいて、前記第2位相信号を選択する選択部と、
    を備えることを特徴とする請求項1に記載の受信装置。
  3. 前記候補生成部は、位相信号が配置される可能性のある複数の位相のうち、前記位相を回転すべき位相信号が本来配置された位相に隣接した位相まで、当該位相を回転すべき位相信号の位相を回転させて、第2位相信号の候補を生成することを特徴とする請求項2に記載の受信装置。
  4. 複数の位相信号からなる組合せを識別番号によって管理する管理部をさらに含み、
    前記第1導出部は、前記管理部から前記第1位相信号に対応した識別番号を導出し、
    前記第2導出部は、前記導出した第1位相信号の識別番号にもとづいて、前記管理部から第2位相信号の識別番号を導出することを特徴とする請求項1から3のいずれかに記載の受信装置。
  5. 前記出力部は、前記導出した第1位相信号に対応した相関値の大きさと前記導出した第2位相信号に対応した相関値の大きさの差が予め定めたしきい値以上の場合に、前記第1位相信号に対応した複数の位相信号を出力することを特徴とする請求項1から4のいずれかに記載の受信装置。
  6. 前記出力部は、
    前記導出した第1位相信号と前記導出した第2位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された位相信号に対して、過去に前記出力部から出力した複数の位相信号の中の差動符号化された位相信号をそれぞれ遅延検波する遅延検波部と、
    前記導出した第1位相信号と前記導出した第2位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された位相信号に対してそれぞれ遅延検波した結果を比較して、前記第1位相信号と前記第2位相信号のいずれかを選択する比較部と、
    を含むことを特徴とする請求項1から5のいずれかに記載の受信装置。
  7. 前記比較部は、前記導出した第1位相信号と前記導出した第2位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された位相信号に対してそれぞれ遅延検波した結果と、差動符号化された信号に含まれる可能性のある位相をそれぞれ比較して、前記第1位相信号と前記第2位相信号のいずれかを選択することを特徴とする請求項6に記載の受信装置。
  8. 差動符号化された位相信号を含んだ複数の位相信号からなる組合せにもとづいて、複数のウォルシュ符号が生成されており、当該生成された複数のウォルシュ符号をひとつのシンボルとした信号を受信するステップと、
    前記受信した信号をひとつのシンボル単位でウォルシュ変換して、複数の相関値をそれぞれ生成するステップと、
    前記生成した複数の相関値の大きさにもとづいて、ひとつの相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した複数の位相信号からなる組合せを第1位相信号として導出するステップと、
    前記導出した第1位相信号にもとづいて、前記第1位相信号に対応した複数の位相信号からなる組合せ以外の複数の位相信号からなる組合せを第2位相信号として導出するステップと、
    前記導出した第1位相信号と前記導出した第2位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された位相信号にもとづいて、前記第1位相信号と前記第2位相信号のいずれかに対応した複数の位相信号を出力するステップと、
    を備えることを特徴とする受信方法。
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