JP2005286868A - 受信方法および装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 位相の誤差とタイミングの誤差を簡易にかつ高精度に補正する。
【解決手段】 補間フィルタ３３６は、第２誤差検出部５６から入力したタイミング制御信号２１６にもとづいて、デジタル受信信号２００のタイミング誤差を補正する。第２位相回転部１３２は、位相補正信号２２０にもとづいて等化器４２で等化された信号を回転させる。第２誤差検出部５６は、第２位相回転部１３２からの出力信号にもとづいて、位相誤差およびタイミング誤差を検出する。ＦＷＴ演算部５０はＦＷＴ演算し、ウォルシュ変換値ＦＷＴを出力する。最大値検索部５２は、６４個のウォルシュ変換値ＦＷＴを入力し、それらの大きさにもとづいて、ひとつのウォルシュ変換値ＦＷＴを選択する。
【選択図】 図３

Description

本発明は、受信技術に関し、特に無線通信回線を介した信号の位相の誤差とタイミングの誤差を補正するための受信方法および装置に関する。

２．４ＧＨｚ帯の無線周波数を使用したスペクトル拡散通信システムとして、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ規格の無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）が実用化されている。当該無線ＬＡＮは、ＣＣＫ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ Ｃｏｄｅ Ｋｅｙｉｎｇ）変調によって、１１Ｍｂｐｓの最大伝送速度を実現する。このようなＣＣＫ変調に対応した受信装置は、一般的に、送信された信号の波形のパターンを予め複数用意しており、受信した信号の波形に最も近い波形の送信信号を復調結果としている（例えば、特許文献１参照。）。

このようなＩＥＥＥ８０２．１１ｂ規格の無線ＬＡＮで使用されているスペクトル拡散方式は、直接拡散方式といわれる。直接拡散方式は、送信側において、送信すべき情報の信号よりも高い周波数を有した拡散符号によって送信すべき情報の信号を直接拡散し、受信側において、受信した信号を送信側と同一の拡散符号で逆拡散して、送信すべき情報を抽出する。このような直接拡散方式の受信装置には、抽出した送信すべき信号を復調するための復調回路の他に、拡散された受信信号の相関検出を行うための同期捕捉回路、検出された相関を保持すると共に拡散符号クロックを再生するためのディレーロックループなどの同期追跡回路が備えられている。このようなディレーロックループは、受信した信号のクロックとＶＣＯから出力されるクロックが一致するように制御される。
特開２００３−１６８９９９号公報

受信した信号のタイミングの同期を確立するために、ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）を制御して受信装置の基準周波数を調節すれば調節の精度は高くなるが、その一方で、受信装置は高安定性のＶＣＯを備える必要があり、それによって受信装置の製造コストが高価になる傾向がある。また、ＶＣＯは電圧制御であるために、ノイズ等の影響を抑えなければならず制御が容易でない。

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、簡易にかつ高精度に受信した信号のタイミングを同期させる受信方法および装置を提供することにある。

本発明のある態様は、受信装置である。この装置は、受信した信号の位相が、受信した信号が配置されるべき位相に近づくように、受信した信号の位相の誤差とタイミングの誤差をそれぞれ補正する補正部と、検出した誤差から誤差の代表値を導出し、導出した誤差の代表値にもとづいて推定した位相の誤差を補正部に帰還する位相誤差推定部と、検出した誤差から誤差の散らばりの程度を導出し、導出した誤差の散らばりの程度にもとづいて推定したタイミングの誤差を補正部に帰還するタイミング誤差推定部と、位相の誤差とタイミングの誤差をそれぞれ補正した信号を復調する復調部とを備える。

「代表値」とは、分布を代表する値のことであり、平均、中央値、最頻値等を含む。「散らばりの程度」とは、観測値がどのように散らばっているかを示すものであり、レンジ、偏差、分散、所定の値からの誤差の絶対値等を含む。
以上の装置により、受信した信号が配置されるべき位相に近づくように補正された信号の位相と、受信した信号が配置されるべき位相の誤差の散らばりの程度にもとづいて、タイミングの誤差の程度を推定するので、タイミングの誤差を容易に推定できる。

補正部は、信号の位相の回転量を調節する回転部と、信号の遅延時間を調節するフィルタとを備え、回転部は、位相誤差推定部から帰還された位相の誤差にもとづいて、信号の位相の回転量を調節し、フィルタは、タイミング誤差推定部から帰還されたタイミングの誤差にもとづいて、信号の遅延時間を調節してもよい。タイミング誤差推定部は、検出した誤差の絶対値の平均を計算し、計算した平均値にもとづいて、タイミングの誤差を推定してもよい。タイミング誤差推定部は、検出した誤差が所定のしきい値をこえた回数を計算し、計算した回数にもとづいて、タイミングの誤差を推定してもよい。タイミング誤差推定部は、検出した誤差の分散を計算し、計算した分散値にもとづいて、タイミングの誤差を推定してもよい。

補正部で補正の対象となるべき受信した信号は、複数の位相信号からそれぞれ生成された複数チップのウォルシュ符号をひとつのシンボルとした信号であり、検出部は、受信した信号が配置されるべき位相を複数チップのウォルシュ符号が配置された位相のいずれかに設定し、復調部は、位相の誤差とタイミングの誤差をそれぞれ補正した信号をひとつのシンボル単位でウォルシュ変換して、複数の相関値をそれぞれ生成し、生成した複数の相関値にもとづいて複数の位相信号を出力してもよい。

本発明の別の態様は、受信方法である。この方法は、受信した信号の位相の誤差とタイミングの誤差をそれぞれ補正し、位相の誤差とタイミングの誤差をそれぞれ補正した信号と受信した信号が配置されるべき位相との誤差を検出し、検出した誤差の代表値にもとづいて位相の誤差の残留成分を推定し、検出した誤差の散らばりの程度にもとづいてタイミングの誤差の残留成分を推定し、推定した位相の誤差の残留成分とタイミングの誤差の残留成分を補正に反映させる。

本発明のさらに別の態様も、受信方法である。この方法は、受信した信号の位相が、受信した信号が配置されるべき位相に近づくように、受信した信号の位相の誤差とタイミングの誤差をそれぞれ補正するステップと、位相の誤差とタイミングの誤差をそれぞれ補正した信号と受信した信号が配置されるべき位相との誤差を検出するステップと、検出した誤差から誤差の代表値を導出し、導出した誤差の代表値にもとづいて推定した位相の誤差を補正するステップに帰還するステップと、検出した誤差から誤差の散らばりの程度を導出し、導出した誤差の散らばりの程度にもとづいて推定したタイミングの誤差を補正するステップに帰還するステップと、位相の誤差とタイミングの誤差をそれぞれ補正した信号を復調するステップとを備える。

補正するステップは、信号の位相の回転量を調節するステップと、信号の遅延時間を調節するステップとを備え、回転量を調節するステップは、位相誤差推定部から帰還された位相の誤差にもとづいて、信号の位相の回転量を調節し、遅延時間を調節するステップは、タイミング誤差推定部から帰還されたタイミングの誤差にもとづいて、信号の遅延時間を調節してもよい。推定したタイミングの誤差を補正するステップに帰還するステップは、検出した誤差の絶対値の平均を計算し、計算した平均値にもとづいて、タイミングの誤差を推定してもよい。推定したタイミングの誤差を補正するステップに帰還するステップは、検出した誤差が所定のしきい値をこえた回数を計算し、計算した回数にもとづいて、タイミングの誤差を推定してもよい。推定したタイミングの誤差を補正するステップに帰還するステップは、検出した誤差の分散を計算し、計算した分散値にもとづいて、タイミングの誤差を推定してもよい。

補正するステップで補正の対象となるべき受信した信号は、複数の位相信号からそれぞれ生成された複数チップのウォルシュ符号をひとつのシンボルとした信号であり、検出するステップは、受信した信号が配置されるべき位相を複数チップのウォルシュ符号が配置された位相のいずれかに設定し、復調するステップは、位相の誤差とタイミングの誤差をそれぞれ補正した信号をひとつのシンボル単位でウォルシュ変換して、複数の相関値をそれぞれ生成し、生成した複数の相関値にもとづいて複数の位相信号を出力してもよい。

なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法、装置、システム、記録媒体、コンピュータプログラムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、簡易にかつ高精度に受信した信号のタイミングを同期できる。

本発明を具体的に説明する前に、概要を述べる。本発明の実施例は、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ規格の無線ＬＡＮの無線装置、特に受信装置に関する。受信装置は、受信した信号であるＣＣＫ変調の信号をＦＷＴ（Ｆａｓｔ Ｗａｌｓｈ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算する。さらに受信装置は、ＦＷＴ演算して得られた複数の相関値の中から大きさが最大の相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した位相信号の組合せをＣＣＫ変調に含まれた位相信号として再生する。ここで、ＣＣＫ変調の信号は差動符号化した信号にもとづいて生成されているため、通常は、受信装置において絶対的な位相の補正を必要としなかった。

本実施例に係る受信装置は、受信したＣＣＫ変調の信号に対してＦＷＴ演算の前に絶対的な位相を補正し、さらにＦＷＴ演算によって生成された相関値に、相関値が同相成分の軸と直交成分の軸から離れるほど値が大きくなるような近似を行う。その結果、最終的に選択されるべき相関値は、近似した値の大きさが大きくなるような位相に配置される。そのため、当該相関値が複数の相関値の中から、選択される可能性が向上して、信号の受信特性が向上する。また、本実施例に係る受信装置は、絶対的な位相を補正したＣＣＫ変調の信号の位相とＣＣＫ変調の信号が配置されるべき位相、すなわち、「π／４」、「３π／４」、「−３π／４」、「−１／４」との間の位相の誤差を検出する。

さらに、検出した位相の誤差を平均した値、すなわち、ある程度長期的な位相の誤差にもとづいて、ＣＣＫ変調の信号の絶対的な位相の補正に使用するための位相の誤差を推定する。一方、検出した位相差の散らばりの程度を表した値、例えば分散にもとづいて、ＣＣＫ変調の信号を受信する際のタイミングの誤差を推定する。推定した位相の誤差とタイミングの誤差はＦＷＴ演算の前の処理にフィードバックされて、受信したＣＣＫ変調の信号の絶対的な位相の補正とタイミングの同期に反映される。

本実施例の前提として、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ規格におけるＣＣＫ変調の概略を説明する。ＣＣＫ変調は、８ビットをひとつの単位（以下、この単位を「ＣＣＫ変調単位」とする）とし、この８ビットを上位からｄ１、ｄ２、・・・ｄ８と名づける。ＣＣＫ単位のうち、下位６ビットは、［ｄ３，ｄ４］、［ｄ５，ｄ６］、［ｄ７，ｄ８］単位でそれぞれＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）の信号点配置にマッピングされる。また、マッピングした位相をそれぞれ（φ２、φ３、φ４）とする。さらに、位相φ２、φ３、φ４から８種類の拡散符号Ｐ１からＰ８を以下の通り生成する。

一方、ＣＣＫ変調単位のうち、上位２ビットの［ｄ１，ｄ２］は、ＤＱＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｎｔｉａｌ ｅｎｃｏｄｉｎｇ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）の信号点配置にマッピングされ、ここではマッピングした位相をφ１とする。なお、φ１が被拡散信号に相当する。さらに、被拡散信号φ１と拡散符号Ｐ１からＰ８より、以下の通り８通りのチップ信号Ｘ０からＸ７を生成する。

送信装置は、チップ信号Ｘ０からＸ７の順に送信する（以下、チップ信号Ｘ０からＸ７によって構成される時系列の単位も「ＣＣＫ変調単位」という）。なお、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ規格ではＣＣＫ変調の他に、ＤＢＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｎｔｉａｌ ｅｎｃｏｄｉｎｇ Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）やＤＱＰＳＫの位相変調した信号が既知の拡散符号によって拡散されて送信される。

図１は、実施例に係る通信システムのバーストフォーマットを示す。このバーストフォーマットは、ＩＥＥＥ８０２.１１ｂ規格のＳｈｏｒｔＰＬＣＰに相当する。バースト信号は、図示のごとくプリアンブル、ヘッダ、データの領域を含む。さらに、プリアンブルは、ＤＢＰＳＫの変調方式によって伝送速度１Ｍｂｐｓで通信され、ヘッダは、ＤＱＰＳＫの変調方式によって伝送速度２Ｍｂｐｓで通信され、データは、ＣＣＫの変調方式によって伝送速度１１Ｍｂｐｓで通信される。また、プリアンブルは、５６ビットのＳＹＮＣ、１６ビットのＳＦＤを含み、ヘッダは、８ビットのＳＩＧＮＡＬ、８ビットのＳＥＲＶＩＣＥ、１６ビットのＬＥＮＧＴＨ、１６ビットのＣＲＣを含む。一方、データに対応したＰＳＤＵの長さは、可変である。

図２は、実施例に係る無線装置１００の構成を示す。無線装置１００は、アンテナ３００、スイッチ部３０２、直交変調部３０４、直交検波部３０６、発振器３０８、ゲインアンプ３１０、ベースバンド処理部３１２、制御部３３４を含む。また、ベースバンド処理部３１２は、ＤＡ部３１４、送信フィルタ部３１６、変調部３１８、スクランブル部３２０、バースト組立部３２２、ＡＤ部３２４、ＡＧＣ部３２６、復調部２６、デスクランブル部３２８、バースト分解部３３０、ＭＡＣインターフェース部３３２を含む。また、信号としてデジタル受信信号２００、出力信号２０２を含む。

アンテナ３００は、無線周波数の信号を送受信する。スイッチ部３０２は、直交変調部３０４から入力した信号をアンテナ３００へ出力、あるいはアンテナ３００から入力した信号を直交検波部３０６へ出力する。なお、直交変調部３０４から入力した信号と直交検波部３０６へ出力する信号は中間周波数であるので、スイッチ部３０２は、直交変調部３０４から入力した信号を無線周波数に変換してアンテナ３００へ出力し、アンテナ３００から入力した信号を中間周波数に変換して直交検波部３０６へ出力する。発振器３０８は、所定の周波数の信号、ここでは正弦波を発振する。直交検波部３０６は、発振器３０８から入力した所定の周波数の信号にもとづいて、スイッチ部３０２から入力した信号を直交検波する。一般的に直交検波したベースバンドの信号は同相成分と直交成分を有するので、２本の信号線が示されるべきであるが、ここでは図を簡潔に表示するため、これらの信号線を１本で示した。以下同様である。

ゲインアンプ３１０は、ＡＧＣ部３２６で設定された利得にもとづいて直交検波部３０６で直交検波した信号を増幅する。ＡＧＣ部３２６は、ゲインアンプ３１０で増幅された信号の振幅がＡＤ部３２４のダイナミックレンジに入るように利得を制御する。ＡＤ部３２４は、ゲインアンプ３１０で増幅された信号をＡＤ変換し、デジタル信号であるデジタル受信信号２００を出力する。復調部２６は、デジタル受信信号２００を復調して出力信号２０２を出力する。ここで、デジタル受信信号２００は、スペクトル拡散された信号であり、デジタル受信信号２００は送信されたビット系列の情報である。デスクランブル部３２８は、デジタル受信信号２００をデスクランブルする。バースト分解部３３０は、バースト信号を構成した信号を分解して、ＭＡＣインターフェース部３３２に出力する。また、ＭＡＣインターフェース部３３２は送信すべきビット系列を外部から入力する。

バースト組立部３２２は、入力したビット系列からバースト信号を構成する。スクランブル部３２０は、バースト信号をスクランブルする。変調部３１８は、スクランブル部３２０から入力した信号を変調して送信フィルタ部３１６に出力する。ここで、変調にはスペクトル拡散も含む。送信フィルタ部３１６は、変調した信号の高周波成分を遮断し、ＤＡ部３１４が送信フィルタ部３１６から入力した信号をＤＡ変換する。直交変調部３０４は、ＤＡ部３１４から入力した信号を直交変調して、中間周波数の信号をスイッチ部３０２に出力する。制御部２８は、無線装置１００のタイミング等を制御する。

この構成は、ハードウエア的には、任意のコンピュータのＣＰＵ、メモリ、その他のＬＳＩで実現でき、ソフトウエア的にはメモリのロードされた予約管理機能のあるプログラムなどによって実現されるが、ここではそれらの連携によって実現される機能ブロックを描いている。したがって、これらの機能ブロックがハードウエアのみ、ソフトウエアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは、当業者には理解されるところである。

図３は、復調部２６の構成を示す。復調部２６は、補間フィルタ３３６、第１位相回転部１３０、等化器４２、相関器４４、ＰＳＫ復調部４６、第１誤差検出部４８、第２位相回転部１３２、ＦＷＴ演算部５０、最大値検索部５２、φ１復調部５４、第２誤差検出部５６、スイッチ部６０を含む。また、信号として、復調信号２０４、位相誤差信号２０６、フィルタ出力信号２１４、タイミング制御信号２１６、位相補正信号２２０、回転信号２１８、φ１信号２０８、φ成分信号２１０、ウォルシュ変換値ＦＷＴを含む。

補間フィルタ３３６は、第２誤差検出部５６から入力したタイミング制御信号２１６にもとづいて、デジタル受信信号２００のタイミング誤差を補正し、補正した信号をフィルタ出力信号２１４として出力する。補間フィルタ３３６の構成は後述するが、補間フィルタ３３６は、信号の遅延時間を調節できるフィルタとを備えており、タイミング制御信号２１６にもとづいて遅延時間が調節されるような構成になっている。なお、デジタル受信信号２００は、図示しない送信側で複数の位相信号からそれぞれ生成されたＣＣＫ変調の信号であり、これは複数チップの信号がＣＣＫ変調単位でひとつのシンボルとされている。

第１位相回転部１３０は、後述の第１誤差検出部４８から入力した位相誤差信号２０６によって、フィルタ出力信号２１４の位相を回転する。当該回転の結果、ＣＣＫ変調の信号が配置されるべき位相のいずれかに近づくように、すなわち、フィルタ出力信号２１４の信号点が、同相成分の軸と直交成分の軸の中間の位相、すなわちπ／４、３π／４、５π／４、７π／４のいずれかに近づくように回転される。なお、第１位相回転部１３０での回転は、複素成分のベクトル演算によってなされてもよいし、位相成分のみの加減演算によってなされてもよい。

等化器４２は、第１位相回転部１３０から出力された信号に含まれたマルチパス伝送路の影響を除去する。等化器４２は、トランスバーサル型のフィルタによって構成される。なお、トランスバーサル型のフィルタにＤＦＥ（Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｆｅｅｄｂａｃｋ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）が付加された構成であってもよく、また、等化器４２のタップ係数が設定されるまでは、等化器４２は、入力された信号をそのまま出力してもよい。

相関器４４は、図１のバーストフォーマットのプリアンブルとヘッダのような所定の拡散符号で拡散された位相変調信号を逆拡散するために、等化器４２から出力された信号を当該拡散符号で相関処理する。相関処理は、スライディング型の相関処理であってもよいし、マッチドフィルタ型の相関処理であってもよい。

ＰＳＫ復調部４６は、相関器４４で逆拡散した逆拡散信号を復調する。逆拡散信号の変調方式がＤＢＰＳＫあるいはＤＱＰＳＫであるので、復調は遅延検波で実行される。第１誤差検出部４８は、復調信号２０４にもとづいて位相誤差を検出する。詳細は後述するが、検出した位相誤差は、位相誤差信号２０６として出力される。

第２位相回転部１３２は、信号の位相を回転できる機能を有し、第２誤差検出部５６で検出された位相の誤差である位相補正信号２２０にもとづいて回転量を調節し、当該回転量によって等化器４２で等化された信号を回転させる。当該回転の結果、回転された信号はＣＣＫ変調された信号が配置された位相のいずれかに近づくように配置される。なお、同様の処理が第１位相回転部１３０でもなされているが、第２位相回転部１３２は、第１位相回転部１３０の処理の結果生じた位相誤差の残留成分を補正する。また、第２位相回転部１３２は、回転した信号を回転信号２１８として出力する。

第２誤差検出部５６は、第２位相回転部１３２からの回転信号２１８にもとづいて、位相誤差およびタイミング誤差を検出する。検出の方法は後述するが、第２誤差検出部５６は、検出した位相誤差およびタイミング誤差を位相補正信号２２０およびタイミング制御信号２１６としてそれぞれ出力する。

ＦＷＴ演算部５０は、図１のバーストフォーマットのデータ区間のようにＣＣＫ変調された信号に対応した値であって、第２位相回転部１３２からの回転信号２１８をＦＷＴ演算し、ウォルシュ変換値ＦＷＴを出力する。ここで、前述のごとく、回転信号２１８は、位相の誤差とタイミングの誤差をそれぞれ補正した信号である。ＦＷＴ演算部５０の処理をより具体的に説明すると、ＣＣＫ変調単位のチップ信号を入力して、チップ信号間の相関処理によって、６４個のウォルシュ変換値ＦＷＴ、すなわち相関値を出力する。

最大値検索部５２は、６４個のウォルシュ変換値ＦＷＴを入力し、それらの大きさにもとづいて、ひとつのウォルシュ変換値ＦＷＴを選択する。さらに、選択したひとつのウォルシュ変換値ＦＷＴに応じて、φ１の遅延検波される前の信号に相当したφ１信号２０８と、φ２からφ４の組合せをφ成分信号２１０として出力する。φ１復調部５４は、φ１信号２０８を遅延検波して、φ１を生成する。さらに、φ１からφ４の組合せから、伝送すべき情報信号のｄ１、ｄ２、・・・ｄ８を再生して出力する。すなわち、ＦＷＴ演算部５０、最大値検索部５２、φ１復調部５４は、補間フィルタ３３６、第１位相回転部１３０、第２位相回転部１３２、第２誤差検出部５６によって位相の誤差とタイミングの誤差がそれぞれ補正された信号を復調する。

スイッチ部６０は、ＰＳＫ復調部４６から出力された信号とφ１復調部５４から出力された信号のいずれかを選択し、出力信号２０２として出力する。図１のバーストフォーマットのプリアンブルとヘッダの区間では、ＰＳＫ復調部４６から出力された信号を選択し、バーストフォーマットのデータ領域の区間では、φ１復調部５４から出力された信号を選択し、選択した信号の反転信号を出力する。

図４は、第１誤差検出部４８の構成を示す。第１誤差検出部４８は、記憶部７４、判定部７０、複素共役部７２、スイッチ部７６、乗算部７８を含む。
記憶部７４は、図１のバーストフォーマットのプリアンブル領域に対応した既知の信号を記憶し、プリアンブル領域に該当するタイミングで記憶した既知の信号を出力する。
判定部７０は、図１のバーストフォーマットのヘッダの区間において、予め定めた判定のしきい値にもとづいて、復調信号２０４の値を判定する。当該判定は、復調信号２０４の同相成分と直交成分に対してそれぞれ行う。なお、図１のバーストフォーマットのデータ領域の区間では、ヘッダの区間で導出した位相誤差信号２０６を引き続き出力してもよい。

複素共役部７２は、判定部７０で判定した信号の複素共役を計算する。
スイッチ部７６は、プリアンブルの区間で記憶部７４からの信号を参照信号として出力し、複素共役部７２からの信号を参照信号として出力する。
乗算部７８は、スイッチ部７６から出力される参照信号と、復調信号２０４を乗算し、参照信号に対する復調信号２０４の誤差を位相誤差信号２０６として出力する。

図５は、補間フィルタ３３６の構成を示す。補間フィルタ３３６は、遅延部３３８と総称される第１遅延部３３８ａ、第Ｎ遅延部３３８ｎ、第Ｎ＋１遅延部３３８（ｎ＋１）、第Ｎ＋２遅延部３３８（ｎ＋２）、第Ｚ遅延部３３８ｚ、係数乗算部３４０と総称される第１係数乗算部３４０ａ、第２係数乗算部３４０ｂ、第Ｎ＋１係数乗算部３４０（ｎ＋１）、総和部３４２、選択部３４４を含む。

遅延部３３８は、入力した信号を遅延する。ここで、遅延部３３８は、第１遅延部３３８ａから第Ｎ遅延部３３８ｎと、第Ｎ＋１遅延部３３８（ｎ＋１）から第Ｚ遅延部３３８ｚのふたつに大きく分けられ、前者を前段遅延部と総称し、後者を後段遅延部と総称する。前段遅延部、係数乗算部３４０、総和部３４２は、入力したデジタル受信信号２００のタイミングを高速なタイミングに変更する補間フィルタを構成する。前段遅延部は、デジタル受信信号２００を遅延させ、係数乗算部３４０は遅延部３３８からの出力信号とデジタル受信信号２００に対して、予め記憶した係数を乗算し、総和部３４２は係数乗算部３４０で係数を乗算した結果の総和を計算する。これらの構成がデジタル受信信号２００のタイミングを高速なタイミングに変更する機能を有するために、係数乗算部３４０が記憶した係数は、予め計算やシミュレーション等によって規定された係数であって、かつその機能に応じた係数であるものとする。

後段遅延部と選択部３４４は、信号の遅延時間を調節する。後段遅延部は、総和部３４２から総和の結果を入力し、後段遅延部に含まれた第Ｎ＋１遅延部３３８（ｎ＋１）、第Ｎ＋２遅延部３３８（ｎ＋２）、第Ｚ遅延部３３８ｚ単位に入力した総和部３４２から総和の結果を出力する。選択部３４４は、タイミング制御信号２１６にもとづいて、後段遅延部に含まれた各遅延部から入力した総和部３４２から総和の結果のうちのひとつを選択し、選択した信号をフィルタ出力信号２１４として出力する。ここで、選択部３４４は、２１６にもとづいて、第Ｎ＋１遅延部３３８（ｎ＋１）からの総和部３４２から総和の結果を選択したり、第Ｎ＋２遅延部３３８（ｎ＋２）からの総和部３４２から総和の結果を選択したりすることによって、総和部３４２から総和の結果の遅延時間を調節する。

図６は、第２誤差検出部５６の構成を示す図である。第２誤差検出部５６は、検出部３４６、平均部３４８、係数乗算部３５０、加算部３５２、ジッタ計測部３５４、平均部３５６、判定部３５８を含む。
検出部３４６は、回転信号２１８を入力し、回転信号２１８を構成するＣＣＫ変調の信号の位相と当該ＣＣＫ変調の信号が配置されるべき位相、すなわち「π／４」、「３π／４」、「５π／４」、「７π／４」のいずれかとの誤差を検出する。

平均部３４８は、検出部３４６で検出した誤差から誤差の代表値、ここでは平均値を導出する。平均値を導出するのは、検出した誤差に含まれたノイズの影響を低減するためである。係数乗算部３５０は、平均値に予め定めた係数を乗算する。なお、係数は固定の値にかきらず、バースト信号の先頭から徐々に値が変化するようなものであってもよい。加算部３５２は、係数を乗算した平均値をそれまでの値に加算して、位相の誤差を推定する。推定した位相は位相補正信号２２０として出力される。このように、検出部３４６、平均部３４８、係数乗算部３５０、加算部３５２と、図３の第２位相回転部１３２は、フィードバックループを構成しているので、位相の誤差が小さくなる方向に動作する。

ジッタ計測部３５４は、検出部３４６で検出した誤差の散らばりの程度として、検出部３４６で検出した誤差の絶対値を導出する。平均部３５６は、ジッタ計測部３５４で導出した検出部３４６で検出した誤差の絶対値の平均値を導出する。平均値を導出するのは、検出した誤差に含まれたノイズの影響を低減するためである。判定部３５８は、平均部３５６で導出した平均値を予め規定したしきい値と比較し、平均値がしきい値をこえていれば、タイミングの誤差が存在すると判定する。タイミングの誤差が存在すれば、図５の補間フィルタ３３６に含まれた選択部３４４が選択する信号を変更する、すなわち前後にずらすようにタイミング制御信号２１６を設定して、出力する。

以上のごとく、第２誤差検出部５６は、検出部３４６で検出した誤差にもとづいて、タイミングの誤差を推定しているが、これらの関係を説明する。図７（ａ）−（ｆ）は、タイミング誤差の影響を示す。図７（ａ）は、タイミングの誤差がない場合のＣＣＫ変調の信号の同相（Ｉ）成分と直交（Ｑ）成分の波形を示す。図中に示した「１」、「２」、「３」、「４」は、信号をサンプリングするタイミングを示しており、ここでは、それぞれ波形の最大値および最小値でサンプリングしているので、タイミングの誤差がない。図７（ｂ）は、図７（ａ）の波形のコンスタレーションを示す。タイミングの誤差がないので、ＣＣＫ変調の信号はＱＰＳＫの信号点、すなわち「π／４」、「３π／４」、「５π／４」、「７π／４」に配置されている。図７（ｃ）は、図７（ｂ）の位相を「０」から「π／２」の位相に位相縮退させた場合のＣＣＫ変調の信号の配置を示す。図示のごとく、位相「π／４」に縮退して配置される。

図７（ｄ）は、タイミングの誤差がある場合のＣＣＫ変調の信号のＩ成分とＱ成分の波形を示す。図中に示した「１」、「２」、「３」、「４」は、図７（ａ）と異なって波形の最大値および最小値からずれており、このずれに相当したタイミングの誤差がある。図７（ｅ）は、図７（ｄ）の波形のコンスタレーションを示す。タイミングの誤差があるので、ＣＣＫ変調の信号はＱＰＳＫの信号点（図中の「×」印）、すなわち「π／４」、「３π／４」、「５π／４」、「７π／４」からずれた位置に配置されている。

図７（ｆ）は、図７（ｅ）の位相を「０」から「π／２」の位相に位相縮退させた場合のＣＣＫ変調の信号の配置を示す。図示のごとく、それぞれのタイミングの信号は、位相「π／４」に存在せず、その周辺に散らばって配置されている。すなわち、タイミングの誤差が存在すれば、信号点は、ＣＣＫ変調の信号が配置されるべき信号点に存在せず、ＣＣＫ変調の信号が配置されるべき信号点の付近に散らばって存在する。そのため、この散らばりの程度にもとづいて、タイミングの誤差が推定できる。なお、ＣＣＫ変調の信号に位相誤差のみが存在すれば、信号点は、ＣＣＫ変調の信号が配置されるべき信号点に存在しないが、ＣＣＫ変調の信号が配置されるべき信号点の付近に散らばらず、縮退するように存在する。

図８は、判定部３５８の判定原理を示す。図８は、図７（ｆ）に対応し、図中の「×」印はＣＣＫ変調の信号が配置されるべきＱＰＳＫの信号点を示す。また、「１」、「２」、「３」、「４」と示した○印は、それぞれのタイミングでの信号点の配置を示す。前述のごとく、タイミングの誤差が生じれば、それぞれのタイミングでの信号点は、ＣＣＫ変調の信号が配置されるべき信号点から散らばって配置される。そのため、図示のごとく、ＣＣＫ変調の信号が配置されるべき信号点の位相を中心とした角度θをしきい値として設け、それぞれのタイミングでの信号点が角度θを外れた場合に、タイミングの誤差が生じていると判断できる。例えば、タイミング「１」、「２」等をＣＣＫ変調の信号の間隔であるとした場合に、タイミングの誤差が「１／１６チップ」であれば「π／６４」の位相の誤差が生じ、タイミングの誤差が「１／８チップ」であれば「π／３２」の位相の誤差が生じ、タイミングの誤差が「１／４チップ」であれば「π／１６」の位相の誤差が生じる。

判定部３５８は、上記のような判定原理にもとづいてタイミングの誤差の存在を判定しているが、さらにノイズの影響を低減させるため、それぞれのタイミングでの信号点の位相としきい値を直接比較せずに、前述のごとく、それぞれのタイミングでの信号点の誤差の絶対値を平均してから、しきい値と比較している。なお、説明の簡略化のために、図７（ｆ）や図８のように位相を「０」から「π／２」の位相に位相縮退させたが、これに限らず、図７（ｅ）のような状態で、以上の判定原理にもとづいて、タイミングの誤差の存在を判定してもよい。

図９は、ＦＷＴ演算部５０の構成を示す図である。ＦＷＴ演算部５０は、φ２推定部８０と総称される第１φ２推定部８０ａ、第２φ２推定部８０ｂ、第３φ２推定部８０ｃ、第４φ２推定部８０ｄ、φ３推定部８２と総称される第１φ３推定部８２ａ、第２φ３推定部８２ｂ、φ４推定部８４を含む。また信号として、チップ信号Ｘと総称されるＸ０、Ｘ１、Ｘ２、Ｘ３、Ｘ４、Ｘ５、Ｘ６、Ｘ７、第１相関値Ｙと総称されるＹ０−０、Ｙ０−１、Ｙ０−２、Ｙ０−３、Ｙ１−０、Ｙ１−１、Ｙ１−２、Ｙ１−３、Ｙ２−０、Ｙ２−１、Ｙ２−２、Ｙ２−３、Ｙ３−０、Ｙ３−１、Ｙ３−２、Ｙ３−３、第２相関値Ｚと総称されるＺ０、Ｚ１、Ｚ１５、Ｚ１６、Ｚ１７、Ｚ３１、ウォルシュ変換値ＦＷＴと総称されるＦＷＴ０、ＦＷＴ１、ＦＷＴ６３を含む。ここで、チップ信号Ｘは前述の回転信号２１８に相当し、ＣＣＫ変調単位の回転信号２１８をそれに含まれた要素で示した信号である。

φ２推定部８０は、それぞれふたつのチップ信号Ｘ、例えば、Ｘ０とＸ１を入力し、Ｘ０の位相を０、π／２、π、３π／２回転させて、Ｘ１と回転させたＸ０をそれぞれ加算して、Ｙ０−０からＹ０−３をそれぞれ出力する。ここでは、Ｘ０を回転させた位相とφ２の位相が等しい場合に、該当する第１相関値Ｙの大きさが大きくなる。その結果、φ２を推定できる。

φ３推定部８２は、φ２推定部８０と同様に動作し、例えば、Ｙ０−０からＹ０−３とＹ１−０からＹ１−３を入力して、Ｚ０からＺ１５をそれぞれ出力し、第２相関値Ｚの大きさよりφ３を推定できる。φ４推定部８４は、φ２推定部８０と同様に動作し、Ｚ０からＺ３１を入力して、ＦＷＴ０からＦＷＴ６３を出力し、ウォルシュ変換値ＦＷＴの大きさよりφ４、さらにφ１を推定できる。

図１０は、第１φ２推定部８０ａの構成を示す。第１φ２推定部８０ａは、０位相回転部８６、π／２位相回転部８８、π位相回転部９０、３／２π位相回転部９２、加算部９４と総称される第１加算部９４ａ、第２加算部９４ｂ、第３加算部９４ｃ、第４加算部９４ｄを含む。
０位相回転部８６、π／２位相回転部８８、π位相回転部９０、３／２π位相回転部９２は、Ｘ０の位相をそれぞれ０、π／２、π、３π／２回転させる。それらの出力は、加算部９４でＸ１と加算される。

図１１は、最大値検索部５２の構成を示す。最大値検索部５２は、選択部１１０、近似部１１２、比較部１１４と総称される第１比較部１１４ａ、第２比較部１１４ｂ、第３比較部１１４ｃ、第４比較部１１４ｄ、第５比較部１１４ｅ、第６比較部１１４ｆ、第７比較部１１４ｇ、最大値比較部１１６、最大値格納部１１８、最大値Ｉｎｄｅｘ格納部１２０を含む。
選択部１１０は、ＦＷＴ０からＦＷＴ６３の６４個のデータを入力し、８個ずつのデータを出力する。例えば、最初のタイミングでＦＷＴ０からＦＷＴ７を出力し、次のタイミングでＦＷＴ８からＦＷＴ１５を出力する。

近似部１１２は、ウォルシュ変換値ＦＷＴの大きさを近似によって求める。ここでは、ウォルシュ変換値ＦＷＴの同相成分と直交成分をそれぞれＩとＱとすれば、絶対値和によって大きさＲを求める。
（数３）
Ｒ ＝ ｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜
比較部１１４は、８個のＲを比較し、最大の大きさをもつウォルシュ変換値ＦＷＴを選択する。

最大値比較部１１６は、ＦＷＴ０からＦＷＴ６３の中で、前回の８個のウォルシュ変換値ＦＷＴの最大値と比較し、大きいほうを選択する。最終的には、ＦＷＴ０からＦＷＴ６３の中で最大の大きさをもつウォルシュ変換値ＦＷＴを選択する。選択されたウォルシュ変換値ＦＷＴは最大値格納部１１８に格納される。
最大値Ｉｎｄｅｘ格納部１２０は、最大値格納部１１８に最終的に格納された最大のウォルシュ変換値ＦＷＴに対応したφ２からφ４の組合せを出力する。

図１２は、最大値検索部５２で選択されるべきウォルシュ変換した信号のコンスタレーションを示す。図中のＩ軸とＱ軸は、それぞれ同相成分の軸と直交成分の軸を示し、図中の○印は、位相誤差のない場合の理想的なウォルシュ変換値ＦＷＴのコンスタレーションを示す。点線は、ウォルシュ変換値ＦＷＴの大きさを通常の２乗和で求めた場合と同様に一定の大きさを示す。一方、図中に示した正方形は、点線に対応したウォルシュ変換値ＦＷＴを前述の絶対値和で求めた場合の大きさである。なお、図中のＩ軸とＱ軸に示した「１」と「−１」の値は、ウォルシュ変換値ＦＷＴを正規化した場合の値であって、実際のウォルシュ変換値ＦＷＴはこれ以外の値であってもよい。

正方形と点線のずれが、近似による誤差を示し、特にπ／４、３π／４、５π／４、７π／４で大きくなっている。しかしながら、図示のごとく、ウォルシュ変換値ＦＷＴのコンスタレーションが配置されるべき位相で近似した値が大きくなるため、当該ウォルシュ変換値ＦＷＴが選択されやすくなり、受信特性が向上する。一方、位相誤差およびタイミング誤差があれば、ウォルシュ変換値ＦＷＴのコンスタレーションは、図中の×印となるため、当該ウォルシュ変換値ＦＷＴが選択されにくくなり、受信特性の劣化の可能性がある。これを防止するために、本実施例では、補間フィルタ３３６、第１位相回転部１３０、第２位相回転部１３２、第２誤差検出部５６で位相の誤差とタイミングの誤差を補正している。

以上の構成による復調部２６の動作を説明する。プリアンブルとヘッダの区間において、相関器４４は、等化器４２で等化した信号を逆拡散し、ＰＳＫ復調部４６は復調し、それに応じてスイッチ部６０は出力信号２０２を出力する。また、第１誤差検出部４８は、復調信号２０４から位相誤差を検出して、第１位相回転部１３０は検出された位相誤差にもとづいてフィルタ出力信号２１４の位相を補正する。一方、データの区間において、補間フィルタ３３６は、タイミング制御信号２１６にもとづいてデジタル受信信号２００のタイミングの誤差を補正して等化器４２に出力し、第２位相回転部１３２は、位相補正信号２２０にもとづいて等化器４２から入力した信号の位相の誤差を補正する。

第２誤差検出部５６は、第２位相回転部１３２から入力した回転信号２１８にもとづいて、タイミング制御信号２１６と位相補正信号２２０を出力する。ＦＷＴ演算部５０は、第２位相回転部１３２から入力した回転信号２１８をＦＷＴ演算してウォルシュ変換値ＦＷＴを求め、最大値検索部５２は、ウォルシュ変換値ＦＷＴの大きさを絶対値和で求めて、最大のウォルシュ変換値ＦＷＴに対応したφ２からφ４の組合せを出力し、φ１復調部５４はφ１を出力する。

本発明の実施例によれば、受信した信号の絶対的な位相を予め補正しているので、補正した位相と受信した信号が配置されるべき位相の誤差から、受信した信号の位相の誤差とタイミングの誤差を推定できる。また、受信した信号の絶対的な位相を予め補正しているので、補正した位相と受信した信号が配置されるべき位相の誤差の散らばりの程度を統計処理してタイミングの誤差を推定するので、推定精度を高くできる。また、受信した信号の位相の誤差とタイミングの誤差を推定するための処理の一部を共有化できるので、処理量の増大を低減できる。また、タイミングの誤差の補正がフィルタの遅延時間の調整によってなされるので、タイミングの誤差の補正が容易になされる。

以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

本発明の実施例において、復調部２６は、スペクトル拡散した信号を復調し、第２誤差検出部５６は、ＣＣＫ変調の信号の位相の誤差にもとづいて、位相の誤差およびタイミングの誤差を推定した。しかしながらこれに限らず例えば、スペクトル拡散されていないシングルキャリアの信号やマルチキャリアの信号を処理対象にしてもよい。その場合においても、シングルキャリアの信号やマルチキャリアの信号は位相空間の所定の位相に配置されており、第２誤差検出部５６は、実施例と同様に誤差を小さくするように位相の誤差とタイミングの誤差を推定する。本変形例によれば、様々な通信システムに本発明を適用できる。つまり、信号点が所定の位相に配置されていればよい。

本発明の実施例において、第２誤差検出部５６は、検出部３４６で検出した誤差の絶対値の平均値を導出し、導出した平均値を予め規定したしきい値と比較し、タイミングの誤差の存在を判定している。しかしながらこれに限らず例えば、第２誤差検出部５６は、検出部３４６で検出した誤差が所定のしきい値をこえた回数を計算し、計算した回数が所定回数を超えた場合に、タイミングの誤差が存在すると判定してもよい。ここで、しきい値は、図８の角度θのように設けられる。本変形例によれば、カウンタによって処理を行えるので、処理がさらに簡易になる。つまり、検出部３４６で検出した誤差の散らばりの程度が分かればよい。

本発明の実施例において、第２誤差検出部５６は、検出部３４６で検出した誤差の絶対値の平均値を導出し、導出した平均値を予め規定したしきい値と比較し、タイミングの誤差の存在を判定している。しかしながらこれに限らず例えば、第２誤差検出部５６は、検出部３４６で検出した誤差の分散を計算し、計算した分散値を予め規定したしきい値と比較し、タイミングの誤差の存在を判定してもよい。本変形例によれば、検出部３４６で検出した誤差の散らばりの程度を分散によって検出するので、散らばりの程度の把握が正確になる。つまり、検出部３４６で検出した誤差の散らばりの程度が分かればよい。

本発明の実施例において、近似部１１２は、ウォルシュ変換値ＦＷＴの大きさの近似値Ｒを絶対値和によって求めている。しかしこれに限らず例えば、以下の通りにウォルシュ変換値ＦＷＴの大きさの近似値Ｒを求めてもよい。
（数４）
Ｒ ＝ Ｍａｘ｛｜Ｉ｜，｜Ｑ｜｝＋０.５×Ｍｉｎ｛｜Ｉ｜，｜Ｑ｜｝
また、次のように求めてもよい。
（数５）
Ｒ ＝ Ｍａｘ｛｜Ｉ｜，｜Ｑ｜｝＋０.５×Ｍｉｎ｛｜Ｉ｜，｜Ｑ｜｝−Ｋ×（Ｍａｘ｛｜Ｉ｜，｜Ｑ｜｝−Ｍｉｎ｛｜Ｉ｜，｜Ｑ｜｝）
また、ウォルシュ変換値ＦＷＴの位相とウォルシュ符号が配置された位相のいずれかとの誤差を計算し、誤差が小さくなればそれと反対に大きくなるような係数を計算する。ウォルシュ変換値ＦＷＴのＩとＱの２乗和に係数を乗算して、近似値Ｒを求めてもよい。本変形例によれば、受信特性をより向上できる。つまり、ウォルシュ変換値ＦＷＴの位相が、ウォルシュ符号が配置された位相のいずれかに近づくほど、近似値Ｒの大きさが大きくなればよい。

本発明の実施例において、第１位相回転部１３０と第２位相回転部１３２は、受信した信号の位相誤差のみを補正している。しかしこれに限らず例えば、位相誤差とは別に周波数誤差を補正してもよい。本変形例によれば、位相誤差の検出範囲を狭くでき、それに応じて位相誤差の検出精度を高くできるため、受信特性を向上できる。すなわち、受信した信号の位相誤差が補正されていればよい。

実施例に係る通信システムのバーストフォーマットを示す図である。 実施例に係る無線装置の構成を示す図である。 図２の復調部の構成を示す図である。 図３の第１誤差検出部の構成を示す図である。 図３の補間フィルタの構成を示す図である。 図３の第２誤差検出部の構成を示す図である。 図７（ａ）−（ｆ）は、タイミング誤差の影響を示した図である。 図６の判定部の判定原理を示す図である。 図３のＦＷＴ演算部の構成を示す図である。 図９の第１φ２推定部の構成を示す図である。 図３の最大値検索部の構成を示す図である。 図３の最大値検索部で選択されるべきウォルシュ変換した信号のコンスタレーションを示す図である。

符号の説明

２６ 復調部、 ４２ 等化器、 ４４ 相関器、 ４６ ＰＳＫ復調部、 ４８ 第１誤差検出部、 ５０ ＦＷＴ演算部、 ５２ 最大値検索部、 ５４ φ１復調部、 ５６ 第２誤差検出部、 ６０ スイッチ部、 ７０ 判定部、 ７２ 複素共役部、 ７４ 記憶部、 ７６ スイッチ部、 ７８ 乗算部、 ８０ φ２推定部、 ８２ φ３推定部、 ８４ φ４推定部、 ８６ ０位相回転部、 ８８ π／２位相回転部、 ９０ π位相回転部、 ９２ ３／２π位相回転部、 ９４ 加算部、 １００ 無線装置、 １１０ 選択部、 １１２ 近似部、 １１４ 比較部、 １１６ 最大値比較部、 １１８ 最大値格納部、 １２０ 最大値Ｉｎｄｅｘ格納部、 １３０ 第１位相回転部、 １３２ 第２位相回転部、 ２００ デジタル受信信号、 ２０２ 出力信号、 ２０４ 復調信号、 ２０６ 位相誤差信号、 ２０８ φ１信号、 ２１０ φ成分信号、 ２１４ フィルタ出力信号、 ２１６ タイミング制御信号、 ２１８ 回転信号、 ２２０ 位相補正信号、 ３００ アンテナ、 ３０２ スイッチ部、 ３０４ 直交変調部、 ３０６ 直交検波部、 ３０８ 発振器、 ３１０ ゲインアンプ、 ３１２ ベースバンド処理部、 ３１４ ＤＡ部、 ３１６ 送信フィルタ部、 ３１８ 変調部、 ３２０ スクランブル部、 ３２２ バースト組立部、 ３２４ ＡＤ部、 ３２６ ＡＧＣ部、 ３２８ デスクランブル部、 ３３０ バースト分解部、 ３３２ ＭＡＣインターフェース部、 ３３４ 制御部、 ３３６ 補間フィルタ、 ３３８ 遅延部、 ３４０ 係数乗算部、 ３４２ 総和部、 ３４４ 選択部、 ３４６ 検出部、 ３４８ 平均部、 ３５０ 係数乗算部、 ３５２ 加算部、 ３５４ ジッタ計測部、 ３５６ 平均部、 ３５８ 判定部、 ＦＷＴ ウォルシュ変換値、 Ｘ チップ信号、 Ｙ 第１相関値、 Ｚ 第２相関値。

Claims (7)

1. 受信した信号の位相が、前記受信した信号が配置されるべき位相に近づくように、前記受信した信号の位相の誤差とタイミングの誤差をそれぞれ補正する補正部と、
   前記位相の誤差とタイミングの誤差をそれぞれ補正した信号と前記受信した信号が配置されるべき位相との誤差を検出する検出部と、
   前記検出した誤差から誤差の代表値を導出し、前記導出した誤差の代表値にもとづいて推定した位相の誤差を前記補正部に帰還する位相誤差推定部と、
   前記検出した誤差から誤差の散らばりの程度を導出し、前記導出した誤差の散らばりの程度にもとづいて推定したタイミングの誤差を前記補正部に帰還するタイミング誤差推定部と、
   前記位相の誤差とタイミングの誤差をそれぞれ補正した信号を復調する復調部と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
2. 前記補正部は、信号の位相の回転量を調節する回転部と、信号の遅延時間を調節するフィルタとを備え、
   前記回転部は、前記位相誤差推定部から帰還された位相の誤差にもとづいて、信号の位相の回転量を調節し、
   前記フィルタは、前記タイミング誤差推定部から帰還されたタイミングの誤差にもとづいて、信号の遅延時間を調節することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 前記タイミング誤差推定部は、前記検出した誤差の絶対値の平均を計算し、計算した平均値にもとづいて、前記タイミングの誤差を推定することを特徴とする請求項１または２に記載の受信装置。
4. 前記タイミング誤差推定部は、前記検出した誤差が所定のしきい値をこえた回数を計算し、計算した回数にもとづいて、前記タイミングの誤差を推定することを特徴とする請求項１または２に記載の受信装置。
5. 前記タイミング誤差推定部は、前記検出した誤差の分散を計算し、計算した分散値にもとづいて、前記タイミングの誤差を推定することを特徴とする請求項１または２に記載の受信装置。
6. 前記補正部で補正の対象となるべき受信した信号は、複数の位相信号からそれぞれ生成された複数チップのウォルシュ符号をひとつのシンボルとした信号であり、
   前記検出部は、前記受信した信号が配置されるべき位相を前記複数チップのウォルシュ符号が配置された位相のいずれかに設定し、
   前記復調部は、前記位相の誤差とタイミングの誤差をそれぞれ補正した信号をひとつのシンボル単位でウォルシュ変換して、複数の相関値をそれぞれ生成し、前記生成した複数の相関値にもとづいて複数の位相信号を出力することを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の受信装置。
7. 受信した信号の位相の誤差とタイミングの誤差をそれぞれ補正し、前記位相の誤差とタイミングの誤差をそれぞれ補正した信号と前記受信した信号が配置されるべき位相との誤差を検出し、前記検出した誤差の代表値にもとづいて位相の誤差の残留成分を推定し、前記検出した誤差の散らばりの程度にもとづいてタイミングの誤差の残留成分を推定し、推定した位相の誤差の残留成分とタイミングの誤差の残留成分を補正に反映させることを特徴とする受信方法。

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