JP4148880B2 - 受信方法および装置 - Google Patents

Description

本発明は、受信技術に関し、特にスペクトル拡散された信号を受信するための受信方法および装置に関する。

２．４ＧＨｚ帯の無線周波数を使用したスペクトル拡散通信システムとして、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ規格の無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）が実用化されている。当該無線ＬＡＮは、ＣＣＫ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ Ｃｏｄｅ Ｋｅｙｉｎｇ）変調によって、１１Ｍｂｐｓの最大伝送速度を実現する。一方、無線ＬＡＮの帯域幅は、電波法によって２６ＭＨｚと定められているため、直接拡散方式におけるチップレートの上限も２６Ｍｃｐｓとなる。ただし、チップレート２６Ｍｃｐｓを理想ナイキストフィルタで帯域制限した場合、Ｄ／Ａ変換器のサンプリング周波数が４０ＭＨｚとなり、さらにＤ／Ａ変換後の急峻な帯域制限も必要となるためあまり現実的でない。そのため、実際にはナイキストフィルタによる帯域制限でなく、Ｄ／Ａ変換後のアナログフィルタでベースバンドの帯域制限を行っているため、最大１１Ｍｃｐｓ程度のチップレートとなっている。このようなＣＣＫ変調に対応した受信装置は、一般的に、送信された信号の波形のパターンを予め複数用意しており、受信した信号の波形に最も近い波形の送信信号を復調結果としている（例えば、特許文献１参照。）。
特開２００３−１６８９９９号公報

受信装置は、複数の信号からなる組合せがＣＣＫ変調された信号を受信し、受信した信号にＦＷＴ（Ｆａｓｔ Ｗａｌｓｈ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）演算を行って、複数の相関値を導出する。さらに、複数の相関値から値の最も大きい相関値を選択し、選択された相関値に対応した信号の組合せを再生する。しかしながら、ノイズやマルチパス伝送路の影響によって、ＦＷＴ演算によって得られた相関値に誤差が含まれると、複数の信号からなる組合せが誤って選択される場合もある。本発明者はこうした状況下、以下の課題を認識するに至った。複数の信号からなる組合せが誤って選択される状況下において、相関値の大きさが２番目の複数の信号からなる組合せが正しい組合せとなる場合がある。すなわち、本来相関値の大きさが１番大きくなるべき複数の信号からなる組合せが、２番目に大きくなる場合がある。

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、ウォルシュ変換した結果から、高精度に送信された信号を推定する受信技術を提供することにある。

本発明のある態様は、受信装置である。この装置は、差動符号化された位相信号を含んだ複数の位相信号からなる組合せにもとづいて、複数のウォルシュ符号が生成されており、当該生成された複数のウォルシュ符号をひとつのシンボルとした信号を受信する受信部と、受信した信号をひとつのシンボル単位でウォルシュ変換して、複数の相関値をそれぞれ生成するウォルシュ変換部と、生成した複数の相関値の大きさにもとづいて、ひとつの相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した複数の位相信号からなる組合せを第１位相信号として導出する第１導出部と、生成した複数の相関値の大きさにもとづいて、第１位相信号に対応した複数の位相信号からなる組合せ以外の複数の位相信号からなる組合せを第２位相信号として導出する第２導出部と、導出した第１位相信号と導出した第２位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された位相信号にもとづいて、第１位相信号と第２位相信号のいずれかに対応した複数の位相信号を出力する出力部とを備える。

以上の装置により、導出した第１位相信号と導出した第２位相信号は、複数の相関処理を繰り返して生成されているために、信号の電力が増幅されており、当該電力が増幅された状態で遅延検波して、その結果得られた相対的な値によって、第１位相信号あるいは第２位相信号を選択しているために、位相信号の選択の精度が向上する。

第１導出部は、生成した複数の相関値のうち、最大の大きさの相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した複数の位相信号からなる組合せを第１位相信号として導出し、第２導出部は、生成した複数の相関値のうち、第１導出部で選択した相関値の次に大きい相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した複数の位相信号からなる組合せを第２位相信号として導出してもよい。第２導出部は、生成した複数の相関値のうち、予め定めたしきい値以上の大きさとなった相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した複数の位相信号からなる組合せを第２位相信号として導出してもよい。出力部は、導出した第１位相信号に対応した相関値の大きさと導出した第２位相信号に対応した相関値の大きさの差が予め定めたしきい値以上の場合に、第１位相信号に対応した複数の位相信号を出力してもよい。

出力部は、導出した第１位相信号と導出した第２位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された位相信号に対して、過去に出力部から出力した複数の位相信号の中の差動符号化された位相信号をそれぞれ遅延検波する遅延検波部と、導出した第１位相信号と導出した第２位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された位相信号に対してそれぞれ遅延検波した結果を比較して、第１位相信号と第２位相信号のいずれかを選択する比較部とを備えてもよい。比較部は、導出した第１位相信号と導出した第２位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された位相信号に対してそれぞれ遅延検波した結果と、差動符号化された信号に含まれる可能性のある位相をそれぞれ比較して、第１位相信号と第２位相信号のいずれかを選択してもよい。

本発明の別の態様は、受信方法である。この方法は、差動符号化された位相信号を含んだ複数の位相信号からなる組合せにもとづいて、複数のウォルシュ符号が生成されており、当該生成された複数のウォルシュ符号をひとつのシンボルとした信号を受信するステップと、受信した信号をひとつのシンボル単位でウォルシュ変換して、複数の相関値をそれぞれ生成するステップと、生成した複数の相関値の大きさにもとづいて、ひとつの相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した複数の位相信号からなる組合せを第１位相信号として導出するステップと、生成した複数の相関値の大きさにもとづいて、第１位相信号に対応した複数の位相信号からなる組合せ以外の複数の位相信号からなる組合せを第２位相信号として導出するステップと、導出した第１位相信号と導出した第２位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された位相信号にもとづいて、第１位相信号と第２位相信号のいずれかに対応した複数の位相信号を出力するステップと、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法、装置、システム、記録媒体、コンピュータプログラムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、ウォルシュ変換した結果から、高精度に送信された信号を推定できる。

（実施例１）
本発明を具体的に説明する前に、概要を述べる。本発明の実施例１は、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ規格に準拠した無線ＬＡＮシステムの受信装置に関する。本実施例に係る受信装置は、複数の位相信号からなる組合せがＣＣＫ変調された信号を受信してから、ＦＷＴ演算によって複数の相関値を導出する。さらに受信装置は、複数の相関値の中から大きさが最大の相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した位相信号の組合せ（以下、選択した位相信号の組合せを「第１位相信号」という）を導出する。当該位相信号の組合せの中には、４つの位相信号が含まれており、さらにそのうちのひとつが差動符号化されており、残りの位相信号（以下、これらの位相信号をまとめて、あるいはこれらの位相信号のうちのひとつを「拡散符号信号」という）は、それぞれＱＰＳＫ変調されている。これに加えて、受信装置は、複数の相関値の中から２番目の大きさの相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した位相信号の組合せ（以下、選択した位相信号の組合せを「第２位相信号」という）を導出する。

第１位相信号に対応した相関値の大きさと第２位相信号に対応した相関値の大きさの差がしきい値以上であれば、第１位相信号に含まれた差動符号化された信号を遅延検波し、当該遅延検波した信号と、第１位相信号に含まれた拡散符号信号を出力する。一方、第１位相信号に対応した相関値の大きさと第２位相信号に対応した相関値の大きさの差がしきい値より小さければ、第１位相信号と第２位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された信号をそれぞれ遅延検波し、２種類の遅延検波結果を得る。遅延検波結果が配置される可能性のある位相、例えば差動符号化として差動ＱＰＳＫ変調が使用される場合には０、π／２、π、３π／２のいずれか（以下、これらの位相を「差動符号化前位相」という）に対する前述の２種類の遅延検波結果の誤差をそれぞれ計算する。さらに、計算した２種類の誤差のうち、誤差が小さい方に対応した第１位相信号あるいは第２位相信号を選択する。最終的に、選択した方に対応した拡散符号信号と遅延検波した信号を出力する。

本実施例の前提として、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ規格におけるＣＣＫ変調の概略を説明する。ＣＣＫ変調は、８ビットをひとつの単位（以下、この単位を「ＣＣＫ変調単位」とする）とし、この８ビットを上位からｄ１、ｄ２、・・・ｄ８と名づける。ＣＣＫ単位のうち、下位６ビットは、［ｄ３，ｄ４］、［ｄ５，ｄ６］、［ｄ７，ｄ８］単位でそれぞれＱＰＳＫの信号点配置にマッピングされる。また、マッピングした位相をそれぞれ（φ２、φ３、φ４）とする。さらに、位相φ２、φ３、φ４から８種類の拡散符号Ｐ１からＰ８を以下の通り生成する。

一方、ＣＣＫ変調単位のうち、上位２ビットの［ｄ１，ｄ２］は、ＤＱＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｅｎｃｏｄｉｎｇ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）の信号点配置にマッピングされ、ここではマッピングした位相をφ１とする。さらに、φ１と拡散符号Ｐ１からＰ８より、以下の通り８通りのチップ信号Ｘ０からＸ７を生成する。

送信装置は、チップ信号Ｘ０からＸ７の順に送信する（以下、チップ信号Ｘ０からＸ７によって構成される時系列の単位も「ＣＣＫ変調単位」という）。
なお、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ規格ではＣＣＫ変調の他に、ＤＢＰＳＫやＤＱＰＳＫの位相変調した信号が既知の拡散符号によって拡散されて送信される。

図１は、実施例１に係る通信システムのバーストフォーマットを示す。このバーストフォーマットは、ＩＥＥＥ８０２.１１ｂ規格のＳｈｏｒｔＰＬＣＰに相当する。バースト信号は、図示のごとくプリアンブル、ヘッダ、データの領域を含む。さらに、プリアンブルは、ＤＢＰＳＫの変調方式で伝送速度１Ｍｂｐｓで通信され、ヘッダは、ＤＱＰＳＫの変調方式で伝送速度２Ｍｂｐｓで通信され、データは、ＣＣＫの変調方式で伝送速度１１Ｍｂｐｓで通信される。また、プリアンブルは、５６ビットのＳＹＮＣ、１６ビットのＳＦＤを含み、ヘッダは、８ビットのＳＩＧＮＡＬ、８ビットのＳＥＲＶＩＣＥ、１６ビットのＬＥＮＧＴＨ、１６ビットのＣＲＣを含む。一方、データに対応したＰＳＤＵの長さは、可変である。

図２は、実施例１に係る通信システム１００の構成を示す。通信システム１００は、受信装置１０、送信装置１２を含む。さらに、受信装置１０は、受信用アンテナ１４、無線部１８、直交検波部２０、ＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）２２、ＡＤ変換部２４、ベースバンド処理部２６、制御部２８を含み、送信装置１２は、送信用アンテナ１６、無線部３０、変調部３２を含む。また信号としてデジタル受信信号２００、出力信号２０２を含む。

変調部３２は、送信すべき情報をＣＣＫ変調処理し、あるいは位相変調した信号を拡散処理する。無線部３０は、変調部３２から出力されるベースバンドの信号と無線周波数の信号間の周波数変換、増幅処理を行う。送信用アンテナ１６は、無線周波数の信号を送信し、受信用アンテナ１４は、無線周波数の信号を受信する。

無線部１８は、受信した無線周波数の信号を中間周波数の信号に周波数変換する。直交検波部２０は、中間周波数の信号を直交検波し、ベースバンドの信号を出力する。一般にベースバンドの信号は、同相成分と直交成分のふたつの成分によって示されるが、ここではそれらをまとめた形で図示する。ＡＧＣ２２は、ベースバンドの信号の振幅を後述のＡＤ変換部２４のダイナミックレンジ内の振幅にするために、利得を自動的に制御する。ＡＤ変換部２４は、ベースバンドのアナログ信号をデジタル信号に変換し、複数ビットで構成されたデジタル受信信号２００を出力する。ベースバンド処理部２６は、デジタル受信信号２００を逆拡散や復調して、出力信号２０２を出力する。制御部２８は、受信装置１０のタイミング等を制御する。

図３は、ベースバンド処理部２６の構成を示す。ベースバンド処理部２６は、等化器４２、相関器４４、復調部４６、ＦＷＴ演算部５０、最大値検索部５２、φ１復調部５４と総称される第１φ１復調部５４ａ、第２φ１復調部５４ｂ、第２最大値検索部１５０、レベル比較部１５２、決定部１５４、スイッチ部６０を含む。また信号として、逆拡散信号２０４、第１位相相関値信号２０８、第１位相インデックス信号２１０、第２位相相関値信号２１２、第２位相インデックス信号２１４、第１遅延検波信号２１６、第２遅延検波信号２１８、ウォルシュ変換値ＦＷＴを含む。

等化器４２は、デジタル受信信号２００に含まれたマルチパス伝送路の影響を除去する。等化器４２は、トランスバーサル型のフィルタによって構成される。なお、トランスバーサル型のフィルタにＤＦＥが付加された構成であってもよい。
相関器４４は、図１のバーストフォーマットのプリアンブルとヘッダ領域のような所定の拡散符号で拡散された位相変調信号を逆拡散するために、等化器４２から出力された信号を当該拡散符号で相関処理する。相関処理は、スライディング型の相関処理であってもよいし、マッチドフィルタ型の相関処理であってもよい。相関器４４は、前述のごとく図１のバーストフォーマットにおいて、プリアンブルとヘッダでのみ動作するが、データが所定の拡散符号で拡散した位相変調信号である場合には、データの部分でも動作する。

復調部４６は、相関器４４で逆拡散した逆拡散信号２０４を復調する。逆拡散信号２０４の変調方式は、ＤＢＰＳＫあるいはＤＱＰＳＫのため、復調は遅延検波で実行される。
ＦＷＴ演算部５０は、図１のバーストフォーマットのデータ領域のようなＣＣＫ変調された信号をＦＷＴ演算し、ウォルシュ変換値ＦＷＴを出力する。具体的には、ＣＣＫ変調単位のチップ信号を入力して、チップ信号間の相関処理によって、６４個のウォルシュ変換値ＦＷＴ、すなわち相関値を出力する。

最大値検索部５２は、６４個のウォルシュ変換値ＦＷＴを入力し、ウォルシュ変換値ＦＷＴの大きさが最大となるひとつのウォルシュ変換値ＦＷＴを選択する。さらに、選択したひとつのウォルシュ変換値ＦＷＴである第１位相相関値信号２０８と、当該ウォルシュ変換値ＦＷＴに対応した位相φ２からφ４の組合せをＩｎｄｅｘ番号で示した第１位相インデックス信号２１０を出力する。第１位相インデックス信号２１０が、第１位相信号中の拡散符号信号に相当し、第１位相相関値信号２０８が、第１位相信号中の差動符号化された信号に相当する。

第２最大値検索部１５０は、６４個のウォルシュ変換値ＦＷＴを入力し、ウォルシュ変換値ＦＷＴの大きさが２番目となるひとつのウォルシュ変換値ＦＷＴを選択する。さらに、選択したひとつのウォルシュ変換値ＦＷＴである第２位相相関値信号２１２と、当該ウォルシュ変換値ＦＷＴに対応した位相φ２からφ４の組合せをＩｎｄｅｘ番号で示した第２位相インデックス信号２１４を出力する。第２位相インデックス信号２１４が、第１位相信号中の拡散符号信号に相当し、第２位相相関値信号２１２が、第１位相信号中の差動符号化された信号に相当する。ここで、図示しない信号線によって、最大値検索部５２から第１位相信号に関する情報が第２最大値検索部１５０に伝送され、第１位相信号に対応したウォルシュ変換値ＦＷＴを除いた６３個のウォルシュ変換値ＦＷＴから、ウォルシュ変換値ＦＷＴの大きさが最大となるひとつのウォルシュ変換値ＦＷＴが選択されてもよい。

レベル比較部１５２は、最大値検索部５２から出力された第１位相相関値信号２０８と、第２最大値検索部１５０から出力された第２位相相関値信号２１２の大きさの差を予め定めたしきい値と比較する。当該差がしきい値以上であれば、第１位相信号に含まれたＣＣＫ変調単位の８ビット信号が出力されるように、第２φ１復調部５４ｂの動作を停止させる。一方、当該差がしきい値より小さければ、決定部１５４で第１位相信号と第２位相信号のいずれか一方を選択させるために、第２φ１復調部５４ｂを動作させる。

第１φ１復調部５４ａは、既に決定部１５４で選択された過去の位相φ１と第１位相相関値信号２０８を遅延検波する。そのため、図示しない信号線によって、決定部１５４から第１φ１復調部５４ａに過去の位相φ１が入力されている。遅延検波の結果は、第１遅延検波信号２１６として出力される。ここで、位相φ１は、前述のごとくＤＱＰＳＫ変調されているため、雑音等の影響がなければ、第１遅延検波信号２１６の位相は、０、π／２、π、３π／２のいずれかになる。なお、第１位相インデックス信号２１０も入力されるが、そのまま出力される。

第２φ１復調部５４ｂは、既に決定部１５４で選択された過去の位相φ１と第２位相相関値信号２１２を遅延検波する。そのため、図示しない信号線によって、決定部１５４から第２φ１復調部５４ｂに過去の位相φ１が入力されている。遅延検波の結果は、第２遅延検波信号２１８として出力される。第２遅延検波信号２１８の位相は、第１遅延検波信号２１６と同様に雑音等の影響がなければ、０、π／２、π、３π／２のいずれかになる。なお、第２位相インデックス信号２１４も入力されるが、そのまま出力される。

決定部１５４は、第１遅延検波信号２１６と第２遅延検波信号２１８にもとづいて、第１位相信号と第２位相信号のいずれか一方を選択する。当該選択の処理を図４に示した比較部１６６の動作概要にもとづいて説明する。図中には、遅延検波されたφ１が配置されるべき位相０、π／２、π、３π／２を○印で示し、第１遅延検波信号２１６と第２遅延検波信号２１８の信号点も示してある。第１遅延検波信号２１６に最も近接した位相０、π／２、π、３π／２のいずれかと、第１遅延検波信号２１６の間の位相誤差をθ１と示し、第２遅延検波信号２１８に最も近接した位相０、π／２、π、３π／２のいずれかと、第１遅延検波信号２１６の間の位相誤差をθ２と示す。さらに、位相誤差θ１とθ２を比較し、位相誤差θ１が小さければ第１遅延検波信号２１６を選択し、位相誤差θ２が小さければ第２遅延検波信号２１８を選択する。詳細は後述するが、ウォルシュ変換値ＦＷＴは３回の相関値の結果として得られるため、その電力値はチップ信号の電力値より増幅されている。このように増幅されたウォルシュ変換値ＦＷＴを遅延検波して求めた位相は、正確であるために以上の処理を実行する。

さらに決定部１５４は、選択された第１遅延検波信号２１６あるいは第２遅延検波信号２１８に応じて、対応した信号を出力する。すなわち、第１遅延検波信号２１６を選択した場合、第１遅延検波信号２１６を判定した［ｄ１，ｄ２］と、第１位相インデックス信号２１０にもとづいた［ｄ３，ｄ４］、［ｄ５，ｄ６］、［ｄ７，ｄ８］とを組み合わせて、［ｄ１〜ｄ８］を出力する。一方、第２遅延検波信号２１８を選択した場合、第２遅延検波信号２１８を判定した［ｄ１，ｄ２］と、第２位相インデックス信号２１４にもとづいた［ｄ３，ｄ４］、［ｄ５，ｄ６］、［ｄ７，ｄ８］とを組み合わせて、［ｄ１〜ｄ８］を出力する。

スイッチ部６０は、復調部４６から出力された信号と決定部１５４から出力された信号のいずれかを選択し、出力信号２０２として出力する。例えば、図１のバーストフォーマットのプリアンブルとヘッダ領域の区間では、復調部４６から出力された信号を選択し、バーストフォーマットのデータ領域の区間では、決定部１５４から出力された信号を選択し、選択した信号の反転信号を出力する。

この構成は、ハードウエア的には、任意のコンピュータのＣＰＵ、メモリ、その他のＬＳＩで実現でき、ソフトウエア的にはメモリのロードされた予約管理機能のあるプログラムなどによって実現されるが、ここではそれらの連携によって実現される機能ブロックを描いている。したがって、これらの機能ブロックがハードウエアのみ、ソフトウエアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは、当業者には理解されるところである。

図５は、ＦＷＴ演算部５０の構成を示す。ＦＷＴ演算部５０は、φ２推定部８０と総称される第１φ２推定部８０ａ、第２φ２推定部８０ｂ、第３φ２推定部８０ｃ、第４φ２推定部８０ｄ、φ３推定部８２と総称される第１φ３推定部８２ａ、第２φ３推定部８２ｂ、φ４推定部８４を含む。また信号として、第１相関値Ｙと総称されるＹ０−０、Ｙ０−１、Ｙ０−２、Ｙ０−３、Ｙ１−０、Ｙ１−１、Ｙ１−２、Ｙ１−３、Ｙ２−０、Ｙ２−１、Ｙ２−２、Ｙ２−３、Ｙ３−０、Ｙ３−１、Ｙ３−２、Ｙ３−３、第２相関値Ｚと総称されるＺ０、Ｚ１、Ｚ１５、Ｚ１６、Ｚ１７、Ｚ３１、ウォルシュ変換値ＦＷＴと総称されるＦＷＴ０、ＦＷＴ１、ＦＷＴ６３を含む。

φ２推定部８０は、それぞれふたつのチップ信号Ｘ、例えば、Ｘ０とＸ１を入力し、Ｘ０の位相を０、π／２、π、３π／２回転させて、Ｘ１と回転させたＸ０をそれぞれ加算して、Ｙ０−０からＹ０−３をそれぞれ出力する。ここでは、Ｘ０を回転させた位相とφ２の位相が等しい場合に、該当する第１相関値Ｙの大きさが大きくなる。その結果、φ２を推定できる。

φ３推定部８２は、φ２推定部８０と同様に動作し、例えば、Ｙ０−０からＹ０−３とＹ１−０からＹ１−３を入力して、Ｚ０からＺ１５をそれぞれ出力し、第２相関値Ｚの大きさよりφ３を推定できる。φ４推定部８４は、φ２推定部８０と同様に動作し、Ｚ０からＺ３１を入力して、ＦＷＴ０からＦＷＴ６３を出力し、ウォルシュ変換値ＦＷＴの大きさよりφ４を推定できる。

図６は、第１φ２推定部８０ａの構成を示す。第１φ２推定部８０ａは、０位相回転部８６、π／２位相回転部８８、π位相回転部９０、３／２π位相回転部９２、加算部９４と総称される第１加算部９４ａ、第２加算部９４ｂ、第３加算部９４ｃ、第４加算部９４ｄを含む。
０位相回転部８６、π／２位相回転部８８、π位相回転部９０、３／２π位相回転部９２は、Ｘ０の位相をそれぞれ０、π／２、π、３π／２回転させる。それらの出力は、加算部９４でＸ１とそれぞれ加算される。

図７は、最大値検索部５２の構成を示す。最大値検索部５２は、選択部１１０、計算部１１２、比較部１１４と総称される第１比較部１１４ａ、第２比較部１１４ｂ、第３比較部１１４ｃ、第４比較部１１４ｄ、第５比較部１１４ｅ、第６比較部１１４ｆ、第７比較部１１４ｇ、最大値比較部１１６、最大値格納部１１８、最大値Ｉｎｄｅｘ格納部１２０を含む。なお、図３の第２最大値検索部１５０も最大値検索部５２と同様に構成されており、最大値検索部５２から通知された第１位相信号を除外して、同様に動作する。
選択部１１０は、ＦＷＴ０からＦＷＴ６３の６４個のデータを入力し、８個ずつのデータを出力する。例えば、最初のタイミングでＦＷＴ０からＦＷＴ７を出力し、次のタイミングでＦＷＴ８からＦＷＴ１５を出力する。

計算部１１２は、ウォルシュ変換値ＦＷＴ、すなわちＦＷＴ０からＦＷＴ６３の大きさを計算する。ここでは、ウォルシュ変換値ＦＷＴの同相成分と直交成分をそれぞれＩとＱとすれば、以下の通りに大きさＲを求める。
（数３）
Ｒ ＝ Ｉ^２＋Ｑ^２
比較部１１４は、８個のＲを比較し、最大の大きさをもつウォルシュ変換値ＦＷＴをそれぞれ選択する。

最大値比較部１１６は、第７比較部１１４ｇから出力される８個の単位のウォルシュ変換値ＦＷＴの最大値と、それまでのウォルシュ変換値ＦＷＴの最大値を比較し、大きい方のウォルシュ変換値ＦＷＴを選択する。このような動作をＣＣＫ変調単位の中で実行して、最終的には、ＦＷＴ０からＦＷＴ６３の中で最大の大きさをもつウォルシュ変換値ＦＷＴを選択する。選択されたウォルシュ変換値ＦＷＴは、最大値格納部１１８に格納される。

最大値Ｉｎｄｅｘ格納部１２０は、最大値格納部１１８に最終的に格納されたウォルシュ変換値ＦＷＴに対応したＩｎｄｅｘ番号を選択し、第１位相インデックス信号２１０として出力する。図８は、最大値Ｉｎｄｅｘ格納部１２０に予め設定されたＩｎｄｅｘのデータ構造を示す。Ｉｎｄｅｘとして「０」から「６３」が定義されており、位相φ２からφ４の組合せにそれぞれ対応する。

以上の構成による受信装置１０の動作を説明する。プリアンブルとヘッダ領域の区間において、相関器４４は、等化器４２で等化した信号を逆拡散し、復調部４６は復調して出力信号２０２を出力する。一方、データの区間において、ＦＷＴ演算部５０は、等化器４２で等化した信号をＦＷＴ演算してウォルシュ変換値ＦＷＴを求め、最大値検索部５２は、ウォルシュ変換値ＦＷＴの大きさから、最大のウォルシュ変換値ＦＷＴに対応した第１位相信号として、第１位相相関値信号２０８と第１位相インデックス信号２１０を出力する。第２最大値検索部１５０は、２番目に大きいウォルシュ変換値ＦＷＴに対応した第２位相信号として、第１位相相関値信号２０８と第１位相インデックス信号２１０を出力する。

レベル比較部１５２は、第１位相相関値信号２０８と第２位相相関値信号２１２の大きさを比較し、しきい値より小さい場合に、第１φ１復調部５４ａと第２φ１復調部５４ｂを共に動作させる。第１φ１復調部５４ａは、第１位相相関値信号２０８を遅延検波して第１遅延検波信号２１６を出力し、第２φ１復調部５４ｂは、第２位相相関値信号２１２を遅延検波して第２遅延検波信号２１８を出力する。決定部１５４は、第１遅延検波信号２１６と第２遅延検波信号２１８の位相を０、π／２、π、３π／２のいずれかとそれぞれ比較して、誤差を求める。第２遅延検波信号２１８の誤差が小さい場合に、第２位相信号に対応した信号の組合せを出力する。

本発明の実施例１によれば、ＦＷＴ演算結果の大きさだけでなく、ＦＷＴ演算結果を遅延検波した位相も考慮して、位相信号の組合せを選択するために、位相信号の組合せの選択が正確になり、受信特性が向上する。また、ＦＷＴ演算結果によって２番目の大きさを持った第２位相信号を処理の対象に加え、第２位相信号はノイズ等の影響で第１位相信号と反転される可能性が高いため、位相信号の組合せの選択が正確になる。

（実施例２）
本発明の実施例２は、実施例１と同様に、ＦＷＴ演算によって得られた複数の相関値から、それらの大きさにもとづいて、第１位相信号と第２位相信号を選択する。実施例１では、相関値の大きさが最大のものを第１位相信号に、相関値の大きさが２番目のものを第２位相信号に選択していた。しかしながら、実施例２では、相関値の大きさが所定のしきい値以上のものを第２位相信号に選択する。すなわち第２位相信号の数がひとつに限られず、複数になる場合もある。

図９は、実施例２のベースバンド処理部２６の構成を示す図である。図９のベースバンド処理部２６は、図３のベースバンド処理部２６に比較部１５６、しきい値保持部１５８が付加され、最大値検索部５２、第２最大値検索部１５０、レベル比較部１５２が除去される。
比較部１５６は、最大値検索部５２と同様の構成によって、ＦＷＴ演算部５０から出力された６４個のウォルシュ変換値ＦＷＴの中から大きさが最大のウォルシュ変換値ＦＷＴを選択し、それに対応した第１位相信号を導出する。さらに、残りの６３個のウォルシュ変換値ＦＷＴの大きさと、しきい値保持部１５８に予め保持したしきい値を比較して、しきい値以上の大きさを持ったウォルシュ変換値ＦＷＴを選択し、それに対応した第２位相信号を選択する。なお、複数のウォルシュ変換値ＦＷＴの大きさがしきい値以上である場合、第２位相信号は複数存在する。

φ１復調部５４、決定部１５４は、前述のごとく、第１位相信号と第２位相信号から、複数の信号からなるひとつの組合せを選択する。しかしながら、実施例１と異なって第２位相信号は複数存在する場合もあるため、φ１復調部５４、決定部１５４はそれに対応する構成になっているものとする。

本発明の実施例２によれば、ＦＷＴ演算結果の大きさだけでなく、ＦＷＴ演算結果を遅延検波した位相も考慮して、位相信号の組合せを選択するために、位相信号の組合せの選択が正確になり、受信特性が向上する。また、ＦＷＴ演算結果によって所定のしきい値以上の大きさを持ったすべての第２位相信号を処理の対象に加えるため、位相信号の組合せの選択が正確になる。

以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

本発明の実施例１と２において、計算部１１２は、ウォルシュ変換値ＦＷＴの大きさＲを計算している。しかしこれに限らず例えば、絶対値和によって求めてもよく、あるいは以下の通りにウォルシュ変換値ＦＷＴの大きさの近似値Ｒを求めてもよい。
（数４）
Ｒ ＝ Ｍａｘ｛｜Ｉ｜，｜Ｑ｜｝＋０.５×Ｍｉｎ｛｜Ｉ｜，｜Ｑ｜｝
また、次のように求めてもよい。
（数５）
Ｒ ＝ Ｍａｘ｛｜Ｉ｜，｜Ｑ｜｝＋０.５×Ｍｉｎ｛｜Ｉ｜，｜Ｑ｜｝−Ｋ×（Ｍａｘ｛｜Ｉ｜，｜Ｑ｜｝−Ｍｉｎ｛｜Ｉ｜，｜Ｑ｜｝）
また、ウォルシュ変換値ＦＷＴの位相とウォルシュ符号が配置された位相のいずれかとの誤差を計算し、誤差が小さくなればそれと反対に大きくなるような係数を計算する。ウォルシュ変換値ＦＷＴのＩとＱの２乗和に係数を乗算して、近似値Ｒを求めてもよい。なお、これらの場合には、ベースバンド処理部２６にデジタル受信信号２００や等化器４２の出力信号の絶対位相を補正する位相補正回路を付加してもよい。
本変形例によれば、受信特性をより向上できる。つまり、ウォルシュ変換値ＦＷＴの位相が、ウォルシュ符号が配置された位相のいずれかに近づくほど、近似値Ｒの大きさが大きくなればよい。

実施例１に係る通信システムのバーストフォーマットを示す図である。 実施例１に係る通信システムの構成を示す図である。 図２のベースバンド処理部の構成を示す図である。 図３の決定部の動作概要を示す図である。 図３のＦＷＴ演算部の構成を示す図である。 図５の第１φ１推定部の構成を示す図である。 図３の最大値検索部の構成を示す図である。 図７の最大値Ｉｎｄｅｘ格納部に予め設定されたＩｎｄｅｘのデータ構造を示す図である。 実施例２のベースバンド処理部の構成を示す図である。

符号の説明

１０ 受信装置、 １２ 送信装置、 １４ 受信用アンテナ、 １６ 送信用アンテナ、 １８ 無線部、 ２０ 直交検波部、 ２２ ＡＧＣ、 ２４ ＡＤ変換部、 ２６ ベースバンド処理部、 ２８ 制御部、 ３０ 無線部、 ３２ 変調部、 ４２ 等化器、 ４４ 相関器、 ４６ 復調部、 ５０ ＦＷＴ演算部、 ５２ 最大値検索部、 ５４ φ１復調部、 ６０ スイッチ部、 ８０ φ２推定部、 ８２ φ３推定部、 ８４ φ４推定部、 ８６ ０位相回転部、 ８８ π／２位相回転部、 ９０ π位相回転部、 ９２ ３／２π位相回転部、 ９４ 加算部、 １００ 通信システム、 １１０ 選択部、 １１２ 計算部、 １１４ 比較部、 １１６ 最大値比較部、 １１８ 最大値格納部、 １２０ 最大値Ｉｎｄｅｘ格納部、 １５０ 第２最大値検索部、 １５２ レベル比較部、 １５４ 決定部、 １５６ 比較部、 １５８ しきい値保持部、 ２００ デジタル受信信号、 ２０２ 出力信号、 ２０４ 逆拡散信号、 ２０８ 第１位相相関値信号、 ２１０ 第１位相インデックス信号、 ２１２ 第２位相相関値信号、 ２１４ 第２位相インデックス信号、 ２１６ 第１遅延検波信号、 ２１８ 第２遅延検波信号、 ＦＷＴ ウォルシュ変換値、 Ｘ チップ信号、 Ｙ 第１相関値、 Ｚ 第２相関値。

Claims (7)

1. 差動符号化された位相信号を含んだ複数の位相信号からなる組合せにもとづいて、複数のウォルシュ符号が生成されており、当該生成された複数のウォルシュ符号をひとつのシンボルとした信号を受信する受信部と、
   前記受信した信号をひとつのシンボル単位でウォルシュ変換して、複数の相関値をそれぞれ生成するウォルシュ変換部と、
   前記生成した複数の相関値の大きさにもとづいて、ひとつの相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した複数の位相信号からなる組合せを第１位相信号として導出する第１導出部と、
   前記生成した複数の相関値の大きさにもとづいて、前記第１位相信号に対応した複数の位相信号からなる組合せ以外の複数の位相信号からなる組合せを第２位相信号として導出する第２導出部と、
   前記導出した第１位相信号と前記導出した第２位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された位相信号にもとづいて、前記第１位相信号と前記第２位相信号のいずれかに対応した複数の位相信号を出力する出力部と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
2. 前記第１導出部は、前記生成した複数の相関値のうち、最大の大きさの相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した複数の位相信号からなる組合せを第１位相信号として導出し、
   前記第２導出部は、前記生成した複数の相関値のうち、前記第１導出部で選択した相関値の次に大きい相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した複数の位相信号からなる組合せを前記第２位相信号として導出することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 前記第２導出部は、前記生成した複数の相関値のうち、予め定めたしきい値以上の大きさとなった相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した複数の位相信号からなる組合せを前記第２位相信号として導出することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
4. 前記出力部は、前記導出した第１位相信号に対応した相関値の大きさと前記導出した第２位相信号に対応した相関値の大きさの差が予め定めたしきい値以上の場合に、前記第１位相信号に対応した複数の位相信号を出力することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の受信装置。
5. 前記出力部は、
   前記導出した第１位相信号と前記導出した第２位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された位相信号に対して、過去に前記出力部から出力した複数の位相信号の中の差動符号化された位相信号をそれぞれ遅延検波する遅延検波部と、
   前記導出した第１位相信号と前記導出した第２位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された位相信号に対してそれぞれ遅延検波した結果を比較して、前記第１位相信号と前記第２位相信号のいずれかを選択する比較部と、
   を含むことを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の受信装置。
6. 前記比較部は、前記導出した第１位相信号と前記導出した第２位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された位相信号に対してそれぞれ遅延検波した結果と、差動符号化された信号に含まれる可能性のある位相をそれぞれ比較して、前記第１位相信号と前記第２位相信号のいずれかを選択することを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
7. 差動符号化された位相信号を含んだ複数の位相信号からなる組合せにもとづいて、複数のウォルシュ符号が生成されており、当該生成された複数のウォルシュ符号をひとつのシンボルとした信号を受信するステップと、
   前記受信した信号をひとつのシンボル単位でウォルシュ変換して、複数の相関値をそれぞれ生成するステップと、
   前記生成した複数の相関値の大きさにもとづいて、ひとつの相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した複数の位相信号からなる組合せを第１位相信号として導出するステップと、
   前記生成した複数の相関値の大きさにもとづいて、前記第１位相信号に対応した複数の位相信号からなる組合せ以外の複数の位相信号からなる組合せを第２位相信号として導出するステップと、
   前記導出した第１位相信号と前記導出した第２位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された位相信号にもとづいて、前記第１位相信号と前記第２位相信号のいずれかに対応した複数の位相信号を出力するステップと、
   を備えることを特徴とする受信方法。

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