WO2005050858A1 - 受信方法および装置 - Google Patents

受信方法および装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2005050858A1
WO2005050858A1 PCT/JP2004/016757 JP2004016757W WO2005050858A1 WO 2005050858 A1 WO2005050858 A1 WO 2005050858A1 JP 2004016757 W JP2004016757 W JP 2004016757W WO 2005050858 A1 WO2005050858 A1 WO 2005050858A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
phase
signal
phase signal
unit
derived
Prior art date
Application number
PCT/JP2004/016757
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Shinsuke Moriai
Original Assignee
Sanyo Electric Co., Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from JP2003391294A external-priority patent/JP4148880B2/ja
Priority claimed from JP2003391293A external-priority patent/JP4148879B2/ja
Application filed by Sanyo Electric Co., Ltd filed Critical Sanyo Electric Co., Ltd
Publication of WO2005050858A1 publication Critical patent/WO2005050858A1/ja
Priority to US11/204,172 priority Critical patent/US20060008036A1/en

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation

Definitions

  • the present invention relates to a receiving technique, and more particularly, to a receiving method and apparatus for receiving a spread spectrum signal.
  • a wireless LAN Local Area Network
  • the wireless LAN achieves a maximum transmission speed of 11 Mbps by CCK (Complementary Code Keying) modulation.
  • the bandwidth of the wireless LAN is set at 26 MHz by the Radio Law, so the upper limit of the chip rate in the direct spreading method is also 26 Mcps.
  • the chip rate of 26 Mcps is band-limited by an ideal Nyquist filter, the sampling frequency of DZA conversion is 40 MHz, and a sharp band limit after DZA conversion is also required, which is not very realistic.
  • the chip rate is not more than the Nyquist filter, but the baseband band is limited by the analog filter after DZA conversion!
  • a receiving apparatus that supports such CCK modulation prepares a plurality of transmitted signal waveform patterns in advance, and uses a transmission signal having a waveform closest to the received signal waveform as a demodulation result (for example, see Patent Document 1.).
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2003-168999
  • a receiving apparatus receives a signal in which a plurality of combinations of signal powers are CCK-modulated, and performs an FWT (Fast Walsh Transformation) operation on the received signal to derive a plurality of correlation values. Further, a plurality of correlation values are selected with the largest correlation value, and a combination of signals corresponding to the selected correlation value is reproduced.
  • the correlation value obtained by the FWT calculation includes an error due to the influence of noise or a multipath transmission path, multiple signals may be generated. In some cases, a combination of symbols is selected by mistake. Under such circumstances, the inventor has come to recognize the following problems.
  • one of the plurality of phase signals included in the combination of the signals may be incorrect.
  • a plurality of phase signals included in the signal combination are each phase-modulated.
  • the phase modulation method is QPSK (Quadrature Phase Shift Keying)
  • QPSK Quadrature Phase Shift Keying
  • the phase force of the phase signal may be incorrect by ⁇ ⁇ 2 from the phase of the correct phase signal.
  • a combination composed of a plurality of signals having the second correlation value may be a correct combination. In other words, a combination of a plurality of signal powers that should have the largest correlation value may become the second largest.
  • the present invention has been made in view of such a situation, and an object of the present invention is to provide a receiving technique for estimating a signal transmitted with high accuracy from a result of Walsh transform. Means for solving the problem
  • One embodiment of the present invention relates to a receiving device.
  • a plurality of Walsh codes are generated based on a combination of a plurality of phase signal powers including a differentially coded phase signal, and the generated plurality of Walsh codes are combined into one.
  • a receiving unit that receives a signal that is a symbol of the symbol, a Walsh transform unit that performs a Walsh transform on the received signal in units of one symbol, and generates a plurality of correlation values, respectively.
  • a first derivation unit that selects one correlation value and derives a combination of a plurality of phase signals corresponding to the selected correlation value as a first phase signal, and a plurality of phases corresponding to the first phase signal
  • a second deriving unit that derives a combination of a plurality of phase signals other than the combination of the signal powers as a second phase signal, and the differential included in the derived first phase signal and the derived second phase signal, respectively.
  • the derived first phase signal and the derived second phase signal are generated by repeating a plurality of correlation processes, so that the power of the signal is amplified, and the power is amplified. And delay detection, and the first phase is determined by the resulting relative value. Since the signal or the second phase signal is selected, the accuracy of selecting the phase signal is improved.
  • Another embodiment of the present invention also relates to a receiving device.
  • a plurality of Walsh codes are generated based on a combination of a plurality of phase signal powers including a differentially coded phase signal, and the generated plurality of Walsh codes are combined into one.
  • a receiving unit that receives a signal that is a symbol of the symbol, a Walsh transform unit that performs a Walsh transform on the received signal in units of one symbol, and generates a plurality of correlation values, respectively.
  • a first derivation unit that selects one correlation value and derives a plurality of combinations of phase signal powers corresponding to the selected correlation value as a first phase signal, and a first derivation unit that derives a first phase signal based on the derived first phase signal.
  • a second deriving unit for deriving a combination of a plurality of phase signals other than a combination of a plurality of phase signals corresponding to the first phase signal as a second phase signal; and deriving the derived first phase signal. did Based on each contain a differentially encoded phase signals to two phase signals, and a first phase signal and an output unit for outputting a plurality of phase signals corresponding to one of the second phase signal.
  • the derived first phase signal and the derived second phase signal are generated by repeating a plurality of correlation processes, so that the power of the signal is amplified, and the power is amplified. Since the first phase signal or the second phase signal is selected based on the relative value obtained as a result of the delay detection in the state where the phase detection is performed, the accuracy of the phase signal selection is improved.
  • the second deriving unit is configured to recover the phase of the shift force of the plurality of phase signals other than the differentially encoded phase signal among the plurality of phase signal forces corresponding to the derived first phase signal. And a plurality of second phase signal candidates generated by changing the phase signal whose phase is to be further rotated among the plurality of phase signals to generate a plurality of second phase signal candidates.
  • a selection unit that selects the second phase signal based on the magnitude of the corresponding correlation value.
  • the candidate generation unit should rotate the phase up to the phase adjacent to the phase where the phase signal whose phase is to be rotated is originally arranged, among a plurality of phases in which the phase signal may be arranged.
  • the phase of the phase signal may be rotated to generate a second phase signal candidate.
  • the “original arranged phase” corresponds to, for example, in the case of QPSK, 0, ⁇ 2, ⁇ , 3 ⁇ 2, that is, corresponds to the phase in which the signal is arranged on the transmission side.
  • the first deriving unit further derives an identification number corresponding to the first phase signal
  • the second deriving unit further manages a plurality of combinations of the phase signal powers based on the identification numbers.
  • the unit may derive the identification number of the second phase signal from the management unit based on the derived identification number of the first phase signal.
  • the output unit outputs the first phase signal when the difference between the magnitude of the correlation value corresponding to the derived first phase signal and the magnitude of the correlation value corresponding to the derived second phase signal is equal to or greater than a predetermined threshold. May be output.
  • the output unit is configured to output a plurality of phase signals among the plurality of phase signals that also output the output unit power in the past with respect to the differentially encoded phase signals included in the derived first phase signal and the derived second phase signal.
  • a delay detection unit for delay-detecting the differentially coded phase signals of the differential phase encoding, respectively, and the differentially encoded phase signals included in the derived first phase signal and the derived second phase signal, respectively.
  • a comparison unit that compares the result of the delay detection and selects one of the first phase signal and the second phase signal may be included.
  • the comparison unit performs differential detection on the differentially encoded phase signals included in the derived first phase signal and the derived second phase signal, respectively, and includes the result of the differential detection. You can compare each possible phase and select the difference between the first and second phase signals! / ⁇ .
  • Still another embodiment of the present invention also relates to a receiving device.
  • a plurality of Walsh codes are generated based on a combination of a plurality of phase signal powers including a differentially encoded phase signal, and the generated Walsh codes are combined into one.
  • a receiving unit that receives a signal as a symbol, a Walsh transform unit that performs a Walsh transform on the received signal in units of one symbol to generate a plurality of correlation values, and a Walsh transform unit that generates a plurality of correlation values based on the magnitude of the plurality of generated correlation values.
  • a first derivation unit that selects one correlation value and derives a combination of a plurality of phase signals corresponding to the selected correlation value as a first phase signal, and a first derivation unit based on the magnitude of the plurality of generated correlation values.
  • a second deriving unit for deriving a combination of a plurality of phase signal colors other than a combination of a plurality of phase signals corresponding to the first phase signal as a second phase signal; and a deriving first phase signal. Based on the differential encoding phase signal included respectively in the second phase signal derived as pairs to either the first phase signal and a second phase signal And an output unit for outputting a plurality of corresponding phase signals.
  • the derived first phase signal and the derived second phase signal are generated by repeating a plurality of correlation processes, so that the signal power is amplified, and the power is amplified. Since the first phase signal or the second phase signal is selected based on the relative value obtained as a result of the delay detection in the state where the phase detection is performed, the accuracy of the phase signal selection is improved.
  • the first derivation unit selects a correlation value having the largest magnitude from among the plurality of generated correlation values, and determines a combination of a plurality of phase signal colors corresponding to the selected correlation value as a first combination.
  • the second derivation unit selects a correlation value next to the correlation value selected by the first derivation unit from among the plurality of generated correlation values, and generates a plurality of correlation values corresponding to the selected correlation value.
  • a combination of the phase signals may be derived as the second phase signal.
  • the second derivation unit selects a correlation value having a magnitude equal to or larger than a predetermined threshold value from the plurality of generated correlation values, and selects a plurality of phase signal curves corresponding to the selected correlation value.
  • the output unit outputs the first phase signal when the difference between the magnitude of the correlation value corresponding to the derived first phase signal and the magnitude of the correlation value corresponding to the derived second phase signal is equal to or greater than a predetermined threshold. May be output.
  • the output unit is configured to output a plurality of phase signals output in the past with respect to the differentially coded phase signals included in the derived first phase signal and the derived second phase signal, respectively.
  • a delay detection unit for delay-detecting the differentially coded phase signals of the differential phase encoding, respectively, and the differentially encoded phase signals included in the derived first phase signal and the derived second phase signal, respectively.
  • a comparison unit that compares the result of the delay detection and selects one of the first phase signal and the second phase signal may be provided.
  • the comparison unit performs differential detection on the differentially coded phase signals included in the derived first phase signal and the derived second phase signal, respectively, and compares the differentially coded signal with the differentially coded signal. May be compared with each other to select the difference between the first phase signal and the second phase signal! / ⁇ .
  • Still another embodiment of the present invention relates to a receiving method.
  • a plurality of Walsh codes are generated based on a combination of a plurality of phase signal forces including differentially encoded phase signals, and the generated plurality of Walsh codes are combined into one.
  • Deriving a combination of signal powers as a second phase signal and, based on the differentially encoded phase signals included in the derived first phase signal and the derived second phase signal, respectively! Outputting a plurality of phase signals corresponding to any one of the first phase signal and the second phase signal.
  • Still another embodiment of the present invention relates to a receiving method.
  • a plurality of Walsh codes are generated based on a combination of a plurality of phase signal forces including differentially encoded phase signals, and the generated plurality of Walsh codes are combined into one.
  • Receiving a signal as a symbol performing a Walsh transform on the received signal in units of one symbol to generate a plurality of correlation values, and generating one correlation value based on the magnitude of the plurality of generated correlation values.
  • Selecting a correlation value deriving a plurality of combinations of phase signals corresponding to the selected correlation value as a first phase signal, and generating a first phase signal based on the derived first phase signal.
  • Still another embodiment of the present invention also relates to a receiving method.
  • a plurality of Walsh codes are generated based on a combination of a plurality of phase signal forces including differentially encoded phase signals, and the generated plurality of Walsh codes are combined into one.
  • Receiving a signal as a symbol performing a Walsh transform on the received signal in units of one symbol to generate a plurality of correlation values, and generating one correlation value based on the magnitude of the plurality of generated correlation values.
  • Selecting a correlation value deriving a plurality of combinations of phase signals corresponding to the selected correlation value as a first phase signal, and generating a first phase signal based on the magnitudes of the plurality of generated correlation values.
  • Combination that also has multiple phase signal power corresponding to the signal Deriving a combination of a plurality of phase signals other than the set as a second phase signal, and based on the differentially encoded phase signals included in the derived first phase signal and the derived second phase signal, respectively. And outputting a plurality of phase signals corresponding to the difference between the first phase signal and the second phase signal.
  • a signal transmitted with high accuracy can be estimated from the result of the Walsh transform.
  • FIG. 1 is a diagram showing a burst format of a communication system according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a communication system according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration of a baseband processing unit in FIG. 2.
  • FIG. 4 is a diagram showing a configuration of an FWT calculation unit in FIG. 3.
  • FIG. 5 is a diagram showing a configuration of a first ⁇ 2 estimator in FIG. 4.
  • FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a maximum value search unit in FIG. 3.
  • FIG. 7 is a diagram showing a data structure of an index preset in a maximum value index storage unit in FIG. 6;
  • FIG. 8 is a diagram showing a configuration of a second phase signal deriving unit in FIG. 3.
  • FIG. 9 is a diagram showing a first candidate force sixth candidate generated by the candidate generation unit in FIG. 8.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration of a phase signal determining unit in FIG. 3.
  • FIG. 11 is a diagram showing an outline of the operation of a comparison unit in FIG. 10.
  • FIG. 12 is a diagram showing a configuration of a baseband processing unit according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 13 is a diagram showing an outline of the operation of a determining unit in FIG. 12.
  • FIG. 14 is a diagram showing a configuration of a baseband processing unit according to Embodiment 3 of the present invention.
  • Embodiment 1 of the present invention relates to a receiving device of a wireless LAN system conforming to the IEEE802.11 standard.
  • the receiving apparatus derives a plurality of correlation values by FWT calculation after receiving a signal in which a combination of a plurality of phase signals is CCK-modulated. Further, the receiving apparatus selects the correlation value having the largest magnitude from the plurality of correlation values, and selects a combination of phase signals corresponding to the selected correlation value (hereinafter, the combination of the selected phase signals is referred to as a ⁇ first phase signal ").
  • the phase signal combination includes four phase signals, and one of them is differentially coded.
  • phase signals (hereinafter, collectively these phase signals, or one of these phase signals is referred to as a “spreading code signal”) are each subjected to QP SK modulation. Then, one of the spread code signals included in the first phase signal is rotated by + ⁇ ⁇ 2 or ⁇ ⁇ 2, and further, the signal to be rotated is changed in the spread code signal, and a combination of six types of phase signals ( Hereafter, a combination of the six types of phase signals is generated from a “first candidate” to a “sixth candidate”, respectively, and the one having the largest correlation value is selected (hereinafter, the six types of phase combinations). Signal combination selected One combination is called "second phase signal.”
  • the differentially encoded signal included in the first phase signal is delayed. Detected, and outputs the delayed detected signal and the spread code signal included in the first phase signal.
  • the differential code included in the first phase signal and the second phase signal respectively. The resulting signals are differentially detected, and two types of delayed detection results are obtained.
  • the phase where the delay detection result may be placed, for example, 0, ⁇ / 2, ⁇ , or 3 ⁇ 2 when differential QPSK modulation is used as differential coding (hereinafter these phases are referred to as Calculate the error between the above two types of differential detection results for the “phase before differential encoding”. Further, the first phase signal or the second phase signal corresponding to the smaller one of the two calculated errors is selected. Finally, a spread code signal corresponding to the selected one and a signal subjected to delay detection are output.
  • CCK modulation unit 8 bits are defined as one unit (hereinafter, this unit is referred to as “CCK modulation unit”), and these 8 bits are named dl, d2,.
  • the lower 6 bits of the CCK unit are mapped to the QPSK constellation in [d3, d4], [d5, d6], and [d7, d8] units, respectively.
  • the mapped phases are respectively ( ⁇ 2, ⁇ 3, ⁇ 4).
  • ⁇ 8 is generated from the eight types of spreading codes PI from the phases ⁇ 2, ⁇ 3, and ⁇ 4 as follows.
  • the upper two bits [dl, d2] of the CCK modulation unit are mapped to a signal point constellation of DQPSK (Differential encoding Quadrature Phase Shift Keying).
  • the mapped phase is ⁇ 1.
  • eight kinds of chip signals X0 to X7 are generated as follows.
  • the transmitting device transmits the chip signals in the order of # 0 to # 7 (hereinafter, the time-series unit composed of chip signals # 0 to # 7 is also referred to as“ CCK modulation unit ”and ⁇ ⁇ ) .
  • a signal obtained by modulating the phase of DBPSK or DQPSK is spread by a known spreading code and transmitted.
  • FIG. 1 shows a burst format of the communication system according to the first embodiment.
  • This burst format corresponds to ShortPLCP of the IEEE802.11b standard.
  • the burst signal includes a preamble, a header, and a data area as shown. Furthermore, the preamble is transmitted at a transmission rate of 1 Mbps using the DBP SK modulation method, the header is transmitted at a transmission rate of 2 Mbps using the DQPSK modulation method, and the data is transmitted at a transmission rate of 11 Mbps using the CCK modulation method.
  • the preamble includes 56-bit SYNC and 16-bit SFD, and the header includes 8-bit SIGNAL, 8-bit SERVICE, 16-bit LENGTH, and 16-bit CRC.
  • the length of the PSDU corresponding to the data is variable.
  • FIG. 2 shows a configuration of the communication system 100 according to the first embodiment.
  • the communication system 100 includes a receiving device 10 and a transmitting device 12. Further, the receiving device 10 includes a receiving antenna 14, a radio Unit 18, quadrature detection unit 20, AGC (Automatic Gain Control) 22, AZD conversion unit 24, baseband processing unit 26, and control unit 28.
  • Transmission device 12 includes transmission antenna 16, radio unit 30, modulation unit Including 32.
  • the signal includes a digital reception signal 200 and an output signal 202.
  • Modulation section 32 performs CCK modulation processing on information to be transmitted, or spread processing on a phase-modulated signal.
  • the radio unit 30 performs frequency conversion and amplification between a baseband signal output from the modulation unit 32 and a radio frequency signal.
  • the transmitting antenna 16 transmits a radio frequency signal, and the receiving antenna 14 receives a radio frequency signal.
  • the radio unit 18 converts the frequency of the received radio frequency signal into an intermediate frequency signal.
  • the quadrature detection section 20 performs quadrature detection on the intermediate frequency signal and outputs a baseband signal.
  • a baseband signal is represented by two components, an in-phase component and a quadrature component.
  • the AGC 22 automatically controls the gain so that the amplitude of the baseband signal falls within the dynamic range of the AZD converter 24 described later.
  • the AZD converter 24 converts a baseband analog signal into a digital signal, and outputs a digital received signal 200 composed of a plurality of bits.
  • Baseband processing section 26 despreads and demodulates digital received signal 200 and outputs output signal 202.
  • the control unit 28 controls the timing and the like of the receiving device 10.
  • FIG. 3 shows a configuration of the baseband processing unit 26.
  • the baseband processing unit 26 includes an equalizer 42, a correlator 44, a demodulation unit 46, an FWT calculation unit 50, a maximum value search unit 52, a holding unit 150, a second phase signal derivation unit 152, and a phase signal determination unit 154. , Including the switch section 60.
  • the signals include a despread signal 204, a first phase correlation value signal 208, a first phase index signal 210, a second phase correlation value signal 212, a second phase index signal 214, and a Walsh transform value FWT.
  • the equalizer 42 removes the effect of the multipath transmission path included in the digital reception signal 200.
  • the equalizer 42 is constituted by a transversal type filter. It should be noted that a configuration in which a DFE is added to a transversal filter may be employed.
  • the correlator 44 despreads the signal output from the equalizer 42 in order to despread the preamble of the burst format in FIG. 1 and the phase modulation signal spread by a predetermined spreading code such as a header area.
  • a predetermined spreading code such as a header area.
  • Correlation processing is a sliding type correlation processing. Or a matched filter type correlation process.
  • the correlator 44 also operates in the burst format of FIG. 1 when the power data that operates only with the preamble and the header is a phase modulated signal spread with a predetermined spreading code.
  • Demodulation section 46 demodulates despread signal 204 despread by correlator 44. Since the modulation scheme of the despread signal 204 is DBPSK or DQPSK, demodulation is performed by differential detection.
  • the FWT calculation unit 50 performs a FWT calculation on a CCK-modulated signal such as the data area of the burst format in FIG. 1, and outputs a Walsh transform value FWT. More specifically, a chip signal in units of CCK modulation is input, and 64 Poorsh transform values FWT, that is, correlation values are output by correlation processing between chip signals.
  • the maximum value search unit 52 inputs 64 Walsh transform values FWT and selects one Walsh transform value FWT based on their magnitudes. Further, a first phase correlation signal 208, which is a selected Walsh transform value FWT, and a first phase index signal indicating a combination of phases ⁇ 2 to ⁇ 4 corresponding to the Walsh transform value FWT by an index number. The signal 210 is output. The first phase index signal 210 corresponds to a spread code signal in the first phase signal, and the first phase correlation value signal 208 corresponds to a differentially coded signal in the first phase signal.
  • the holding unit 150 holds the Walsh transform values FWT output from the FWT calculation unit 50 in units of 64.
  • Second phase signal deriving section 152 receives first phase index signal 210, and generates a second phase signal.
  • the second phase signal is generated based on the index number indicated in the first phase index signal 210.
  • the index number of the corresponding spread code signal is generated as the second phase index signal 214.
  • Walsh transform value FWT corresponding to the second phase signal is selected from Walsh transform values FWT held in holding section 150, and is output as second phase correlation value signal 212.
  • the phase signal determination unit 154 selects one of the first phase signal and the second phase signal. That is, the difference between the magnitudes of the first phase correlation value signal 208 and the second phase correlation value signal 212 is predicted. If the threshold value is equal to or greater than the predetermined threshold value, the first phase signal is selected. On the other hand, if the difference between the magnitudes of the first phase correlation value signal 208 and the second phase correlation value signal 212 is smaller than a predetermined threshold value, the first phase correlation value signal 208 And the second phase correlation signal 212 are differentially detected. The result of differential detection is compared with the phase before differential encoding, and the error is small! , The first phase signal or the second phase signal corresponding to the one selected.
  • the first phase signal when the first phase signal is selected, a combination of a plurality of signals corresponding to the first phase index signal 210 and a signal obtained by delay-detecting the first phase correlation value signal 208 are used. Output.
  • the second phase signal if the second phase signal is selected, a combination of a plurality of signals corresponding to the second phase index signal 214 and a signal obtained by delay detection of the second phase correlation value signal 212 are output. .
  • the switch unit 60 selects one of the signal output from the demodulation unit 46 and the signal output from the phase signal determination unit 154, and outputs it as an output signal 202.
  • the signal output from the demodulation section 46 is selected in the section of the burst format preamble and the header area in FIG. 1, and the signal output from the phase signal determination section 154 is selected in the section of the burst format data area. And outputs an inverted signal of the selected signal.
  • This configuration can be realized in hardware by a CPU, a memory, or another LSI of an arbitrary computer, and is realized in software by a program having a reservation management function loaded into the memory.
  • the functional blocks realized by their cooperation are drawn. Therefore, it is understood by those skilled in the art that these functional blocks can be realized in various forms by hardware only, software only, or a combination thereof.
  • FIG. 4 shows a configuration of the FWT calculation unit 50.
  • the FWT calculation unit 50 includes a first ⁇ 2 estimation unit 80a, a second ⁇ 2 estimation unit 80b, a third ⁇ 2 estimation unit 80c, and a fourth ⁇ 2 estimation unit 80d, ⁇ 3 It includes a first ⁇ 3 estimator 82a, a second ⁇ 3 estimator 82b, and a ⁇ 4 estimator 84 collectively referred to as an estimator 82.
  • the first correlation value ⁇ is generally referred to as ⁇ 0-0, ⁇ 0-1, ⁇ 0-2, ⁇ 0-3, Y1-0, Y1-1, Y1-2, Y1-3, ⁇ 2-0, ⁇ 2 — 1, ⁇ 2—2, ⁇ 2—3, ⁇ 3—0, ⁇ 3—1, ⁇ 3—2, ⁇ 3—3, the second correlation value ⁇ ⁇ 0, ⁇ 1, ⁇ 15, ⁇ 16, ⁇ 17, ⁇ 31, ⁇ onoresh Includes FWT0, FWT1, and FWT63, which are collectively called converted values FWT.
  • the ⁇ 2 estimating unit 80 receives two chip signals X, for example, ⁇ and XI, respectively, rotates the phase of ⁇ by 0, ⁇ ⁇ 2, ⁇ , 3 ⁇ ⁇ 2, and rotates ⁇ by XI. Are added, and ⁇ ⁇ -0 force ⁇ -3 is output.
  • ⁇ ⁇ -0 force ⁇ -3 is output.
  • the phase obtained by rotating ⁇ is equal to the phase of ⁇ 2
  • the magnitude of the corresponding first correlation value ⁇ becomes large.
  • ⁇ 2 can be estimated.
  • the ⁇ 3 estimation unit 82 operates in the same manner as the ⁇ 2 estimation unit 80. For example, ⁇ -0 to ⁇ -3 and Y1-0 to Y1-3 are input, and Z15 is output from ⁇ . Then, ⁇ 3 can be estimated from the magnitude of the second correlation value ⁇ .
  • the ⁇ 4 estimating section 84 operates in the same manner as the ⁇ 2 estimating section 80, inputs Z31 from ⁇ , outputs FWT63 from FWTO, and can estimate ⁇ 4 from the magnitude of the Walsh transform value FWT.
  • FIG. 5 shows a configuration of the first ⁇ 2 estimation unit 80a.
  • the first ⁇ 2 estimator 80a includes a first adder 94a collectively referred to as a 0 phase rotator 86, a ⁇ 2 phase rotator 88, a ⁇ phase rotator 90, a 3/2 ⁇ phase rotator 92, and an adder 94.
  • a second addition unit 94b, a third addition unit 94c, and a fourth addition unit 94d is referred to as a 0 phase rotator 86, a ⁇ 2 phase rotator 88, a ⁇ phase rotator 90, a 3/2 ⁇ phase rotator 92, and an adder 94.
  • a second addition unit 94b, a third addition unit 94c, and a fourth addition unit 94d is referred to as a 0 phase rotator 86, a ⁇ 2 phase rotator 88, a ⁇ phase rotator 90, a 3/2
  • the 0 phase rotation unit 86, the ⁇ ⁇ 2 phase rotation unit 88, the ⁇ phase rotation unit 90, and the 3/2 ⁇ phase rotation unit 92 rotate the phase of ⁇ by 0, ⁇ / 2 ⁇ , and 3 ⁇ 2, respectively. These outputs are each added to XI in the calorie calculator 94.
  • FIG. 6 shows a configuration of the maximum value search unit 52.
  • the maximum value searching unit 52 includes a first comparing unit 114a, a second comparing unit 114b, a third comparing unit 114c, a fourth comparing unit 114d, and a fifth comparing unit collectively referred to as a selecting unit 110, a calculating unit 112, and a comparing unit 114.
  • the selection unit 110 inputs 64 data of FWT63 from the FWTO and outputs 8 data at a time. For example, FWTO output FWT7 at the first timing, and output FWT8 to FWT15 at the next timing.
  • the calculator 112 calculates the Walsh transform value FWT, that is, the magnitude of the FWT 63 from the FWTO.
  • the magnitude R is obtained as follows.
  • the comparing unit 114 compares the eight Rs and selects each of the Walsh transform values FWT having the largest magnitude.
  • the maximum value comparing unit 116 compares the maximum value of the Walsh transform values FWT in eight units output from the seventh comparing unit 114g with the maximum value of the Walsh transform values FWT up to then, and calculates Select one of the Walsh transform values FWT. Such an operation is performed in the CCK modulation unit, and finally, the Walsh transform value FWT having the largest size in the FWT63 is selected from the FWTO. The selected Walsh transform value FWT is stored in the maximum value storage unit 118.
  • Maximum value Index storage section 120 selects an Index number corresponding to Walsh transform value FWT finally stored in maximum value storage section 118, and outputs it as first phase index signal 210.
  • FIG. 7 shows a data structure of the Index preset in the maximum value Index storage unit 120. “0” to “63” are defined as Indexes, which correspond to combinations of phases ⁇ 2 to ⁇ 4, respectively.
  • FIG. 8 shows a configuration of second phase signal deriving section 152.
  • Second phase signal deriving section 152 includes candidate generating section 156, FWT acquiring section 158, and second phase signal determining section 160.
  • the candidate generation unit 156 receives the first phase index signal 210, and generates a second phase signal candidate, that is, a sixth candidate from the first candidate, from a combination of phases corresponding to the first phase index signal 210.
  • FIG. 9 shows the first candidate sixth candidate generated by the candidate generator 156.
  • “6” is input as the first phase index signal 210, and the corresponding values of ⁇ 2, ⁇ 3, and ⁇ 4 are “0”, “ ⁇ / 2”, and “ ⁇ ”, respectively. I have.
  • the candidate generation unit 156 rotates one of the phases of ⁇ 2, ⁇ 3, and () 4 by + vortex 72 and vortex 72, and applies the rotation to all of ⁇ 2, ⁇ 3, and ⁇ 4.
  • To generate a combination of six types of phases that is, a first candidate to a sixth candidate. For example, for ⁇ 2, a first candidate and a second candidate are generated from “3 ⁇ 2” and “ ⁇ / 2j”.
  • the FWT acquisition unit 158 acquires the Walsh transform value FWT corresponding to the first candidate force generated by the candidate generation unit 156 and corresponding to the sixth candidate.
  • Second phase signal determination section 160 compares the magnitude of Walsh transform value FWT corresponding to the first candidate force sixth candidate and selects the largest Walsh transform value FWT. Furthermore, the second corresponding to the selected Walsh transform value FWT One of the sixth candidates is determined as the second phase signal.
  • the magnitude of the Walsh transform value FWT corresponding to the second phase signal is output as a second phase correlation value signal 212, and the Index number corresponding to the second phase signal is output as a second phase index signal 214.
  • FIG. 10 shows a configuration of the phase signal determination unit 154.
  • Phase signal determining section 154 includes a first delay detecting section 162, a second delay detecting section 164, a comparing section 166, a threshold holding section 168, and a selecting section 170.
  • the signal includes a first differential detection signal 216 and a second differential detection signal 218.
  • the first delay detection section 162 delay-detects the past phase ⁇ 1 and the first phase correlation value signal 208 already selected by the comparison section 166. Therefore, the past phase ⁇ 1 is input from the comparison unit 166 to the first delay detection unit 162 via a signal line (not shown).
  • the result of the differential detection is output as a first differential detection signal 216.
  • the phase ⁇ 1 is DQPSK-modulated as described above, the phase of the first differential detection signal 216 is 0, ⁇ / 2, ⁇ , 3 ⁇ / 2 if there is no influence of noise or the like. ⁇ !
  • the second delay detector 164 performs delay detection on the past phase ⁇ 1 and the second phase correlation value signal 212 already selected by the comparator 166. Therefore, the past phase ⁇ 1 is input from the comparison unit 166 to the second delay detection unit 164 via a signal line (not shown). The result of the differential detection is output as a second differential detection signal 218.
  • the phase of the second differential detection signal 218 is one of 0, ⁇ / 2, ⁇ , and 3 ⁇ 2 if there is no influence of noise or the like as in the case of the first differential detection signal 216.
  • the comparing section 166 subtracts the magnitude of the second phase correlation value signal 212 from the magnitude of the first phase correlation value signal 208, and when the subtraction result is equal to or larger than the threshold value held in the threshold value holding section 168, If so, the first phase signal is selected, and as a result, the first differential detection signal 216 is output. On the other hand, if the subtraction result is smaller than the threshold value, the following processing is executed. This processing will be described based on an outline of the operation of the comparing unit 166 shown in FIG. In the figure, the phases 0, ⁇ / 2, ⁇ , and 3 ⁇ 2 where the delay detection ⁇ 1 is to be placed are indicated by ⁇ , and the signals of the first delay detection signal 216 and the second delay detection signal 218 are shown.
  • phase error between any one of the phases 0, ⁇ 2, ⁇ , and 3 ⁇ 2 closest to the first delay detection signal 216 and the phase difference between the first delay detection signal 216 is denoted by 0 1
  • phase error between the second delay detection signal 218 and The phase error between any of the close phases 0, ⁇ 2, ⁇ , 3 ⁇ 2 and the second differential detection signal 218 is denoted by ⁇ 2.
  • the phase error ⁇ 1 is compared with ⁇ 2, and if the phase error ⁇ 1 is small, the first differential detection signal 216 is selected, and if the phase error ⁇ 2 is small, the second differential detection signal 218 is selected. Further, the selected first delay detection signal 216 or second delay detection signal 218 is output to selection section 170.
  • the power value is amplified from the power value of the chip signal.
  • the above processing is executed because the phase obtained by delay detection of the Walsh transform value FWT thus amplified is accurate.
  • Selection section 170 outputs a corresponding signal according to first delayed detection signal 216 or second delayed detection signal 218 input from comparison section 166. That is, when the first differential detection signal 216 is input, based on [dl, d2], which has determined the first differential detection signal 216, and the first phase index signal 210! /, [D3, d4 ], [D5, d6], and [d7, d8], and outputs [dl-d8].
  • the correlator 44 despreads the signal equalized by the equalizer 42, and the demodulator 46 demodulates and outputs the output signal 202.
  • the FWT calculation unit 50 calculates the Walsh transform value FWT by performing the FWT calculation on the signal equalized by the equalizer 42, and the maximum value search unit 52 calculates the Walsh transform value FWT from the magnitude of the Walsh transform value FWT.
  • the first phase correlation value signal 208 and the first phase index signal 210 are output as the first phase signal corresponding to the largest Walsh transform value FWT.
  • the second phase signal deriving unit 152 Based on the first phase index signal 210, the second phase signal deriving unit 152 generates the first candidate force obtained by rotating V, ⁇ 2 to ⁇ 4 !, or the deviation by + ⁇ 2 or 1 ⁇ 2. One of the candidates is generated as a second phase signal.
  • the first delay detection section 162 delay-detects the first phase correlation value signal 208 and outputs a first delay detection signal 216
  • the second delay detection section 164 delay-detects the second phase correlation value signal 212.
  • the second delay detection signal 218 is output.
  • the comparing section 166 stores the difference between the magnitudes of the first phase correlation value signal 208 and the second phase correlation value signal 212 in the threshold value retaining section 168.
  • the phase of the first differential detection signal 216 and the phase of the second differential detection signal 218 are compared with any one of 0, ⁇ 2, ⁇ , and 3 ⁇ 2, respectively, to obtain an error.
  • the error of the second differential detection signal 218 is small, a combination of signals corresponding to the second phase signal is output.
  • the phase signal combination is selected in order to select the phase signal combination.
  • the selection is accurate and the reception characteristics are improved.
  • the second phase signal for comparing with the first phase signal having the largest FWT calculation result can be generated by rotating any of the plurality of phase signals included in the first phase signal, It can be realized by simple processing.
  • the second embodiment of the present invention relates to a receiving device of a wireless LAN system conforming to the 802.11b standard.
  • the receiving apparatus derives a plurality of correlation values by FWT calculation after receiving a signal in which a combination of a plurality of phase signals is CCK-modulated. Further, the receiving apparatus selects a correlation value having the largest intermediate magnitude of a plurality of correlation values, and selects a combination of phase signals corresponding to the selected correlation value (hereinafter, the combination of the selected phase signals is referred to as a “first phase Signal ⁇ ).
  • the combination of the phase signals includes four phase signals, one of which is differentially encoded, and the remaining phase signals (hereinafter, these phase signals are collectively or One of these phase signals is called “spreading code signal”), and each is QPSK modulated.
  • the receiving apparatus selects a correlation value of the second magnitude from the plurality of correlation values, and selects a combination of phase signals corresponding to the selected correlation value (hereinafter, a combination of the selected phase signals). Is derived as "second phase signal” and ⁇ ⁇ )
  • the difference between the magnitude of the correlation value corresponding to the first phase signal and the magnitude of the correlation value corresponding to the second phase signal is a threshold! /
  • the coded signal is subjected to delay detection, and the delay-detected signal and the spread code signal included in the first phase signal are output.
  • the difference between the magnitude of the correlation value corresponding to the first phase signal and the magnitude of the correlation value corresponding to the second phase signal is smaller than the threshold, the difference is included in the first phase signal and the second phase signal, respectively.
  • Differential coded signals are differentially detected, and two types of differential detection results are obtained.
  • phase before differential encoding any of 0, ⁇ / 2, ⁇ , and 3 ⁇ 2 Calculate the error of the above two types of differential detection results with respect to the phase (referred to as “phase before differential encoding”). Further, a first phase signal or a second phase signal corresponding to the smaller one of the two calculated errors is selected. Finally, a spread code signal corresponding to the selected one and a signal subjected to delay detection are output.
  • FIG. 12 shows the configuration of the baseband processing unit 26.
  • the baseband processing unit 26 includes an equalizer 42, a correlator 44, a demodulation unit 46, an FWT calculation unit 50, a maximum value search unit 52, a first ⁇ 1 demodulation unit 54a collectively called a ⁇ 1 demodulation unit 54, and a second It includes a ⁇ 1 demodulation unit 54b, a second maximum value search unit 180, a level comparison unit 182, a determination unit 184, and a switch unit 60.
  • the signals include a despread signal 204, a first phase correlation value signal 208, a first phase index signal 210, a second phase correlation value signal 212, a second phase index signal 214, a first delay detection signal 216, and a second delay detection.
  • the equalizer 42 removes the influence of the multipath transmission path included in the digital reception signal 200.
  • the equalizer 42 is constituted by a transversal type filter. It should be noted that a configuration in which a DFE is added to a transversal filter may be employed.
  • the correlator 44 despreads the signal output from the equalizer 42 in order to despread the preamble of the burst format in FIG. 1 and the phase modulation signal spread by a predetermined spreading code such as a header area.
  • a predetermined spreading code such as a header area.
  • the correlation process may be a sliding type correlation process or a matched filter type correlation process.
  • the correlator 44 also operates in the burst format of FIG. 1 when the power data that operates only with the preamble and the header is a phase modulated signal spread with a predetermined spreading code.
  • Demodulation section 46 demodulates despread signal 204 despread by correlator 44. Since the modulation scheme of the despread signal 204 is DBPSK or DQPSK, demodulation is performed by differential detection.
  • the FWT calculation unit 50 performs a FWT calculation on a CCK-modulated signal such as the data area of the burst format in FIG. 1, and outputs a Walsh transform value FWT.
  • CCK modulation A chip signal is input as a unit, and 64 Pokesh transform values FWT, that is, correlation values are output by correlation processing between chip signals.
  • the maximum value search unit 52 receives the 64 Walsh transform values FWT and selects one Walsh transform value FWT that maximizes the Walsh transform value FWT. Further, a first phase correlation signal 208, which is one selected Walsh transform value FWT, and a first phase index signal 210, which indicates the combination of the phases ⁇ 2 to ⁇ 4 corresponding to the corresponding Walsh transform value FWT by an index number, Is output.
  • the first phase index signal 210 corresponds to a spread code signal in the first phase signal, and the first phase correlation value signal 208 corresponds to a differentially coded signal in the first phase signal.
  • the second maximum value search unit 180 receives the 64 Walsh transform values FWT and selects one Walsh transform value FWT having the second Walsh transform value FWT. Further, a second phase correlation signal 212, which is a selected Walsh transform value FWT, and a second phase index signal 214 indicating a combination of the phases ⁇ 2 to ⁇ 4 corresponding to the Walsh transform value FWT by an index number. Is output.
  • the second phase index signal 214 corresponds to a spread code signal in the second phase signal, and the second phase correlation value signal 212 corresponds to a differentially coded signal in the second phase signal.
  • information relating to the first phase signal is transmitted from the maximum value searching unit 52 to the second maximum value searching unit 180 via a signal line (not shown), and the 63 signals excluding the Walsh transform value FWT corresponding to the first phase signal are transmitted.
  • One Walsh transform value FWT that maximizes the Walsh transform value FWT may be selected from the Walsh transform value FWT.
  • the level comparing section 182 calculates the difference between the magnitude of the first phase correlation value signal 208 output from the maximum value searching section 52 and the magnitude of the second phase correlation value signal 212 output from the second maximum value searching section 180. Is compared with a predetermined threshold. If the difference is equal to or larger than the threshold, the operation of the second ⁇ 1 demodulation unit 54b is stopped so that the 8-bit signal in the CCK modulation unit included in the first phase signal is output. On the other hand, if the difference is smaller than the threshold value, the second ⁇ 1 demodulation unit 54b is operated so that the decision unit 184 selects either the first phase signal or the second phase signal.
  • the first ⁇ 1 demodulation unit 54a includes the past phase ⁇ 1 already selected by the decision unit 184 and the first phase phase Delay detection of the function signal 208 is performed. Therefore, the past phase ⁇ 1 is input to the first ⁇ 1 demodulation unit 54a by the signal line (not shown). The result of the differential detection is output as a first differential detection signal 216.
  • the phase ⁇ 1 is DQPSK-modulated as described above, if there is no influence of noise or the like, the phase of the first differential detection signal 216 is 0, ⁇ ⁇ 2, ⁇ , or 3 ⁇ ⁇ 2. become.
  • the first phase index signal 210 is also output as it is.
  • the second ⁇ 1 demodulation unit 54b performs delay detection of the past phase ⁇ 1 already selected by the determination unit 184 and the second phase correlation value signal 212. Therefore, the past phase ⁇ 1 is also input to the second ⁇ 1 demodulation unit 54b by the signal line (not shown).
  • the result of the differential detection is output as a second differential detection signal 218.
  • the phase of the second differential detection signal 218 is 0, ⁇ 2, ⁇ , or 3 ⁇ 2 if there is no influence of noise or the like as in the first differential detection signal 216.
  • the second phase index signal 214 is also input, it is output as it is.
  • the determination unit 184 selects one of the first and second phase signals based on the first and second delayed detection signals 216 and 218.
  • the selection process will be described based on the outline of the operation of the comparing unit 166 shown in FIG.
  • the phases 0, ⁇ / 2, ⁇ , 3 ⁇ 2 where ⁇ 1 detected by delay detection should be arranged are indicated by ⁇ , and the signal points of the first delay detection signal 216 and the second delay detection signal 218 Are also shown.
  • the phase error between any one of the phases 0, ⁇ / 2, ⁇ , and 3 ⁇ 2 closest to the first delay detection signal 216 and the phase difference between the first delay detection signal 216 is denoted by ⁇ 1, and the second delay detection signal is denoted by ⁇ 1.
  • phase error between any one of the phases 0, ⁇ 2, ⁇ , and 3 ⁇ 2 closest to 218 and the second differential detection signal 218 is denoted by ⁇ 2. Further, the phase error ⁇ 1 and ⁇ 2 are compared, and if the phase error ⁇ 1 is small, the first delay detection signal 216 is selected, and if the phase error ⁇ 2 is small, the second delay detection signal 218 is selected. Although the details will be described later, since the ⁇ -Orche transform value FWT is obtained as a result of three correlation values, its power value is amplified from the power value of the chip signal. The above-described processing is executed because the phase obtained by delay detection of the Walsh transform value FWT thus amplified is accurate.
  • determining section 184 outputs a corresponding signal in accordance with selected first differential detection signal 216 or second differential detection signal 218. That is, when the first differential detection signal 216 is selected, [dl, d2] that determined the first differential detection signal 216 and the first phase index signal Based on 210! / [D3, d4], [d5, d6], [d7, d8] are combined to output [dl-d8]. On the other hand, when the second delay detection signal 218 is selected, [dl, d2] that determines the second delay detection signal 218 and [d3, d4], [d5, d6] based on the second phase index signal 214 , [D7, d8] and output [dl—d8].
  • the switch unit 60 selects one of the signal output from the demodulation unit 46 and the signal output from the determination unit 184, and outputs it as an output signal 202. For example, in the section of the preamble and the header area of the burst format in FIG. 1, the signal output from the demodulation section 46 is selected, and in the section of the data area of the burst format, the signal output from the decision section 184 is selected. And outputs an inverted signal of the selected signal.
  • the FWT calculation unit 50, the first ⁇ 2 estimation unit 80a, and the maximum value search unit 52 according to the second embodiment are the same type of the FWT calculation unit 50 and the first ⁇ 2 This is indicated by the estimating section 80a and the maximum value searching section 52.
  • the second maximum value search unit 180 in FIG. 12 is configured similarly to the maximum value search unit 52, and operates similarly except for the first phase signal notified from the maximum value search unit 52.
  • the correlator 44 despreads the signal equalized by the equalizer 42, and the demodulator 46 demodulates and outputs the output signal 202.
  • the FWT calculation unit 50 calculates the Walsh transform value FWT by performing FWT calculation on the signal equalized by the equalizer 42, and the maximum value search unit 52 calculates the Walsh transform value FWT
  • the first phase correlation value signal 208 and the first phase index signal 210 are output as the first phase signal corresponding to the largest Walsh transform value FWT.
  • Second maximum value searching section 180 outputs second phase correlation value signal 210 and second phase index signal 214 as second phase signals corresponding to the second largest Walsh transform value FWT.
  • Level comparing section 182 compares the magnitudes of first phase correlation value signal 208 and second phase correlation value signal 212, and, if smaller than a threshold value, outputs first ⁇ 1 demodulating section 54a and second ⁇ 2 demodulating section 54a. 1 Operate the demodulation unit 54b together.
  • the first ⁇ 1 demodulation section 54a delay-detects the first phase correlation value signal 208 and outputs a first delay detection signal 216
  • the second ⁇ 1 demodulation section 54b delays the second phase correlation value signal 212. Detects and outputs the second delayed detection signal 218.
  • the decision unit 184 determines the first differential detection signal 21 6 and the phase of the second delayed detection signal 218 are compared with any one of 0, ⁇ / 2, ⁇ , and 3 ⁇ 2 to determine the error.
  • the error of the second differential detection signal 218 is small, a signal combination corresponding to the second phase signal is output.
  • the phase signal combination is selected in order to select the phase signal combination.
  • the selection is accurate and the reception characteristics are improved.
  • the second phase signal having the second magnitude is added to the processing target according to the result of the FWT calculation, and the second phase signal is highly likely to be inverted with the second phase signal due to noise or the like.
  • the selection of the combination of the phase signals becomes accurate.
  • a first phase signal and a second phase signal are selected from a plurality of correlation values obtained by the FWT calculation based on their magnitudes.
  • the signal having the largest correlation value is selected as the first phase signal
  • the signal having the second correlation value is selected as the second phase signal.
  • the second phase signal is selected. That is, the number of the second phase signals is not limited to one, and may be plural.
  • FIG. 14 shows a configuration of the baseband processing unit 26 according to the third embodiment.
  • the baseband processing unit 26 in FIG. 14 has a comparison unit 186 and a threshold holding unit 188 added to the baseband processing unit 26 in FIG. 12, and the maximum value search unit 52, the second maximum value search unit 180, and the level Comparison section 182 removed
  • the comparison unit 186 selects the Walsh transform value FW T having the largest neutral strength of the 64 Walsh transform values FWT output from the FWT calculation unit 50 in the same configuration as the maximum value search unit 52. , And derive a corresponding first phase signal. Further, the magnitude of the remaining 63 Walsh transform values FWT is compared with the threshold value held in advance in the threshold value holding unit 188, and the Walsh transform value FWT having a magnitude greater than or equal to the threshold value! And selects the corresponding second phase signal. When the magnitudes of the plurality of Walsh transform values FWT are equal to or larger than the threshold, there are a plurality of second phase signals.
  • the ⁇ 1 demodulation unit 54 and the determination unit 184 form a duplicate from the first phase signal and the second phase signal as described above. Choose one combination that is number signal strength. However, unlike in the second embodiment, there may be a plurality of second phase signals, so that the ⁇ 1 demodulation unit 54 and the determination unit 184 have configurations corresponding thereto.
  • the combination of the phase signals is selected in order to select the combination of the phase signals.
  • the selection is accurate and the reception characteristics are improved.
  • the selection of the combination of the phase signals becomes accurate.
  • the calculation unit 112 calculates the magnitude R of the Walsh transform value FWT.
  • the present invention is not limited to this.
  • it may be obtained by the sum of absolute values, or the approximate value R of the magnitude of the Walsh transform value FWT may be obtained as follows!
  • A1 and A2 are arbitrary values.
  • the error between the phase of the Walsh transform value FWT and the phase where the Walsh code is arranged is calculated with respect to the deviation force, and the coefficient is calculated so that the smaller the error is, the larger it becomes.
  • the approximate value R may be obtained by multiplying the sum of squares of I and Q of the Walsh transform value FWT by a coefficient.
  • a phase correction circuit for correcting the absolute phase of the digital reception signal 200 or the output signal of the equalizer 42 may be added to the baseband processing unit 26. According to this modification, the reception characteristics can be further improved. In other words, the closer the phase of the Walsh transform value FWT is to any of the phases in which the Walsh codes are arranged, the larger the magnitude of the approximate value R should be.
  • a signal transmitted with high accuracy can be estimated from the result of the Walsh transform.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

　ウォルシュ変換した複数の相関値からひとつを高い精度で選択する。ＦＷＴ演算部５０は、ＣＣＫ変調された信号をＦＷＴ演算し、６４個のウォルシュ変換値ＦＷＴを出力する。最大値検索部５２は、６４個のウォルシュ変換値ＦＷＴを入力し、それらの大きさにもとづいて、ひとつのウォルシュ変換値ＦＷＴに対応した第１位相相関値信号２０８と第１位相インデックス信号２１０を出力する。第２位相信号導出部１５２は、第１位相インデックス信号２１０を入力し、第２位相インデックス信号２１４と第２位相相関値信号２１２として出力する。位相信号決定部１５４は、既に出力した信号に対して、第１位相相関値信号２０８と第２位相相関値信号２１２をそれぞれ遅延検波する。遅延検波した結果を差動符号化前位相とそれぞれ比較し、誤差が小さい方を選択する。

Description

明 細 書
受信方法および装置
技術分野
[0001] 本発明は、受信技術に関し、特にスペクトル拡散された信号を受信するための受信 方法および装置に関する。
背景技術
[0002] 2. 4GHz帯の無線周波数を使用したスペクトル拡散通信システムとして、 IEEE80 2. l ib規格の無線 LAN (Local Area Network)が実用化されている。当該無線 LANは、 CCK (Complementary Code Keying)変調によって、 11Mbpsの最大 伝送速度を実現する。一方、無線 LANの帯域幅は、電波法によって 26MHzと定め られているため、直接拡散方式におけるチップレートの上限も 26Mcpsとなる。ただし 、チップレート 26Mcpsを理想ナイキストフィルタで帯域制限した場合、 DZA変翻 のサンプリング周波数が 40MHzとなり、さらに DZA変換後の急峻な帯域制限も必 要となるためあまり現実的でない。そのため、実際にはナイキストフィルタによる帯域 制限でなく、 DZA変換後のアナログフィルタでベースバンドの帯域制限を行って!/ヽ るため、最大 l lMcps程度のチップレートとなっている。このような CCK変調に対応 した受信装置は、一般的に、送信された信号の波形のパターンを予め複数用意して おり、受信した信号の波形に最も近い波形の送信信号を復調結果としている（例えば 、特許文献 1参照。）。
特許文献 1：特開 2003— 168999号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0003] 受信装置は、複数の信号力 なる組合せが CCK変調された信号を受信し、受信し た信号に FWT(Fast Walsh Transformation)演算を行って、複数の相関値を 導出する。さらに、複数の相関値力も値の最も大きい相関値を選択し、選択された相 関値に対応した信号の組合せを再生する。しカゝしながら、ノイズやマルチパス伝送路 の影響によって、 FWT演算によって得られた相関値に誤差が含まれると、複数の信 号からなる組合せが誤って選択される場合もある。本発明者はこうした状況下、以下 の課題を認識するに至った。複数の信号力 なる組合せが誤って選択される状況下 にお 、て、信号の組合せに含まれた複数の位相信号のうちのひとつの位相信号が 誤っている場合がある。さら〖こ、信号の組合せに含まれた複数の位相信号が、それぞ れ位相変調されており、例えば、位相変調方式が QPSK (Quadrature Phase Sh ift Keying)であれば、前述の誤ったひとつの位相信号の位相力 正しい位相信号 の位相から士 π Ζ2だけ誤っている場合がある。また、複数の信号力もなる組合せが 誤って選択される状況下において、相関値の大きさが 2番目の複数の信号からなる 組合せが正しい組合せとなる場合がある。すなわち、本来相関値の大きさが 1番大き くなるべき複数の信号力もなる組合せが、 2番目に大きくなる場合がある。
[0004] 本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、ウオルシュ変換し た結果から、高精度に送信された信号を推定する受信技術を提供することにある。 課題を解決するための手段
[0005] 本発明のある態様は、受信装置である。この装置は、差動符号化された位相信号 を含んだ複数の位相信号力もなる組合せにもとづ 、て、複数のウオルシュ符号が生 成されており、当該生成された複数のウオルシュ符号をひとつのシンボルとした信号 を受信する受信部と、受信した信号をひとつのシンボル単位でウオルシュ変換して、 複数の相関値をそれぞれ生成するウオルシュ変換部と、生成した複数の相関値の大 きさにもとづいて、ひとつの相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した複数の 位相信号からなる組合せを第 1位相信号として導出する第 1導出部と、第 1位相信号 に対応した複数の位相信号力 なる組合せ以外の複数の位相信号力 なる組合せ を第 2位相信号として導出する第 2導出部と、導出した第 1位相信号と導出した第 2位 相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された位相信号にもとづ!/ヽて、第 1位相信号 と第 2位相信号のいずれかに対応した複数の位相信号を出力する出力部とを備える
[0006] 以上の装置により、導出した第 1位相信号と導出した第 2位相信号は、複数の相関 処理を繰り返して生成されているために、信号の電力が増幅されており、当該電力が 増幅された状態で遅延検波して、その結果得られた相対的な値によって、第 1位相 信号あるいは第 2位相信号を選択しているために、位相信号の選択の精度が向上す る。
[0007] 本発明の別の態様も、受信装置である。この装置は、差動符号化された位相信号 を含んだ複数の位相信号力もなる組合せにもとづ 、て、複数のウオルシュ符号が生 成されており、当該生成された複数のウオルシュ符号をひとつのシンボルとした信号 を受信する受信部と、受信した信号をひとつのシンボル単位でウオルシュ変換して、 複数の相関値をそれぞれ生成するウオルシュ変換部と、生成した複数の相関値の大 きさにもとづいて、ひとつの相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した複数の 位相信号力 なる組合せを第 1位相信号として導出する第 1導出部と、導出した第 1 位相信号にもとづ 、て、第 1位相信号に対応した複数の位相信号からなる組合せ以 外の複数の位相信号力 なる組合せを第 2位相信号として導出する第 2導出部と、導 出した第 1位相信号と導出した第 2位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された 位相信号にもとづいて、第 1位相信号と第 2位相信号のいずれかに対応した複数の 位相信号を出力する出力部とを備える。
[0008] 以上の装置により、導出した第 1位相信号と導出した第 2位相信号は、複数の相関 処理を繰り返して生成されているために、信号の電力が増幅されており、当該電力が 増幅された状態で遅延検波して、その結果得られた相対的な値によって、第 1位相 信号あるいは第 2位相信号を選択しているために、位相信号の選択の精度が向上す る。
[0009] 第 2導出部は、導出した第 1位相信号に対応した複数の位相信号力もなる組合せ のうち、差動符号化された位相信号以外の複数の位相信号の 、ずれ力の位相を回 転させ、さらに位相を回転すべき位相信号を複数の位相信号の中で変更して複数の 第 2位相信号の候補を生成する候補生成部と、生成した複数の第 2位相信号の候補 にそれぞれ対応した相関値の大きさにもとづいて、第 2位相信号を選択する選択部と を備えてもよい。
[0010] 候補生成部は、位相信号が配置される可能性のある複数の位相のうち、位相を回 転すべき位相信号が本来配置された位相に隣接した位相まで、当該位相を回転す べき位相信号の位相を回転させて、第 2位相信号の候補を生成してもよ ヽ。 「本来配置された位相」とは、例えば、 QPSKの場合〖こ、 0、 π Ζ2、 π、 3 π Ζ2に 対応し、すなわち、送信側で信号を配置した位相に相当する。
[0011] また、複数の位相信号力 なる組合せを識別番号によって管理する管理部をさらに 含み、第 1導出部は、管理部力も第 1位相信号に対応した識別番号を導出し、第 2導 出部は、導出した第 1位相信号の識別番号にもとづいて、管理部から第 2位相信号 の識別番号を導出してもよい。出力部は、導出した第 1位相信号に対応した相関値 の大きさと導出した第 2位相信号に対応した相関値の大きさの差が予め定めたしきい 値以上の場合に、第 1位相信号に対応した複数の位相信号を出力してもよい。
[0012] 出力部は、導出した第 1位相信号と導出した第 2位相信号にそれぞれ含まれた差 動符号化された位相信号に対して、過去に出力部力も出力した複数の位相信号の 中の差動符号化された位相信号をそれぞれ遅延検波する遅延検波部と、導出した 第 1位相信号と導出した第 2位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された位相信 号に対してそれぞれ遅延検波した結果を比較して第 1位相信号と第 2位相信号のい ずれかを選択する比較部とを含んでもよい。比較部は、導出した第 1位相信号と導出 した第 2位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された位相信号に対してそれぞれ 遅延検波した結果と、差動符号化された信号に含まれる可能性のある位相をそれぞ れ比較して、第 1位相信号と第 2位相信号の 、ずれかを選択してもよ！/ヽ。
[0013] 本発明のさらに別の態様も、受信装置である。この装置は、差動符号化された位相 信号を含んだ複数の位相信号力もなる組合せにもとづ 、て、複数のウオルシュ符号 が生成されており、当該生成された複数のウオルシュ符号をひとつのシンボルとした 信号を受信する受信部と、受信した信号をひとつのシンボル単位でウオルシュ変換し て、複数の相関値をそれぞれ生成するウオルシュ変換部と、生成した複数の相関値 の大きさにもとづいて、ひとつの相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した複 数の位相信号からなる組合せを第 1位相信号として導出する第 1導出部と、生成した 複数の相関値の大きさにもとづいて、第 1位相信号に対応した複数の位相信号から なる組合せ以外の複数の位相信号カゝらなる組合せを第 2位相信号として導出する第 2導出部と、導出した第 1位相信号と導出した第 2位相信号にそれぞれ含まれた差動 符号化された位相信号にもとづいて、第 1位相信号と第 2位相信号のいずれかに対 応した複数の位相信号を出力する出力部とを備える。
[0014] 以上の装置により、導出した第 1位相信号と導出した第 2位相信号は、複数の相関 処理を繰り返して生成されているために、信号の電力が増幅されており、当該電力が 増幅された状態で遅延検波して、その結果得られた相対的な値によって、第 1位相 信号あるいは第 2位相信号を選択しているために、位相信号の選択の精度が向上す る。
[0015] 第 1導出部は、生成した複数の相関値のうち、最大の大きさの相関値を選択し、当 該選択した相関値に対応した複数の位相信号カゝらなる組合せを第 1位相信号として 導出し、第 2導出部は、生成した複数の相関値のうち、第 1導出部で選択した相関値 の次に大きい相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した複数の位相信号から なる組合せを第 2位相信号として導出してもよい。第 2導出部は、生成した複数の相 関値のうち、予め定めたしきい値以上の大きさとなった相関値を選択し、当該選択し た相関値に対応した複数の位相信号カゝらなる組合せを第 2位相信号として導出して もよい。出力部は、導出した第 1位相信号に対応した相関値の大きさと導出した第 2 位相信号に対応した相関値の大きさの差が予め定めたしきい値以上の場合に、第 1 位相信号に対応した複数の位相信号を出力してもよい。
[0016] 出力部は、導出した第 1位相信号と導出した第 2位相信号にそれぞれ含まれた差 動符号化された位相信号に対して、過去に出力部力も出力した複数の位相信号の 中の差動符号化された位相信号をそれぞれ遅延検波する遅延検波部と、導出した 第 1位相信号と導出した第 2位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された位相信 号に対してそれぞれ遅延検波した結果を比較して、第 1位相信号と第 2位相信号の いずれかを選択する比較部とを備えてもよい。比較部は、導出した第 1位相信号と導 出した第 2位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された位相信号に対してそれぞ れ遅延検波した結果と、差動符号化された信号に含まれる可能性のある位相をそれ ぞれ比較して、第 1位相信号と第 2位相信号の 、ずれかを選択してもよ!/ヽ。
[0017] 本発明のさらに別の態様は、受信方法である。この方法は、差動符号化された位相 信号を含んだ複数の位相信号力もなる組合せにもとづ 、て、複数のウオルシュ符号 が生成されており、当該生成された複数のウオルシュ符号をひとつのシンボルとした 信号を受信するステップと、受信した信号をひとつのシンボル単位でウオルシュ変換 して、複数の相関値をそれぞれ生成するステップと、生成した複数の相関値の大きさ にもとづいて、ひとつの相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した複数の位 相信号力 なる組合せを第 1位相信号として導出するステップと、第 1位相信号に対 応した複数の位相信号力 なる組合せ以外の複数の位相信号力 なる組合せを第 2 位相信号として導出するステップと、導出した第 1位相信号と導出した第 2位相信号 にそれぞれ含まれた差動符号化された位相信号にもとづ!/、て、第 1位相信号と第2 位相信号のいずれか〖こ対応した複数の位相信号を出力するステップとを備える。
[0018] 本発明のさらに別の態様も、受信方法である。この方法は、差動符号化された位相 信号を含んだ複数の位相信号力もなる組合せにもとづ 、て、複数のウオルシュ符号 が生成されており、当該生成された複数のウオルシュ符号をひとつのシンボルとした 信号を受信するステップと、受信した信号をひとつのシンボル単位でウオルシュ変換 して、複数の相関値をそれぞれ生成するステップと、生成した複数の相関値の大きさ にもとづいて、ひとつの相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した複数の位 相信号力 なる組合せを第 1位相信号として導出するステップと、導出した第 1位相 信号にもとづ 、て、第 1位相信号に対応した複数の位相信号からなる組合せ以外の 複数の位相信号力 なる組合せを第 2位相信号として導出するステップと、導出した 第 1位相信号と導出した第 2位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された位相信 号にもとづいて、第 1位相信号と第 2位相信号のいずれかに対応した複数の位相信 号を出力するステップとを備える。
[0019] 本発明のさらに別の態様も、受信方法である。この方法は、差動符号化された位相 信号を含んだ複数の位相信号力もなる組合せにもとづ 、て、複数のウオルシュ符号 が生成されており、当該生成された複数のウオルシュ符号をひとつのシンボルとした 信号を受信するステップと、受信した信号をひとつのシンボル単位でウオルシュ変換 して、複数の相関値をそれぞれ生成するステップと、生成した複数の相関値の大きさ にもとづいて、ひとつの相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した複数の位 相信号力 なる組合せを第 1位相信号として導出するステップと、生成した複数の相 関値の大きさにもとづいて、第 1位相信号に対応した複数の位相信号力もなる組合 せ以外の複数の位相信号力 なる組合せを第 2位相信号として導出するステップと、 導出した第 1位相信号と導出した第 2位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化され た位相信号にもとづ 、て、第 1位相信号と第 2位相信号の 、ずれかに対応した複数 の位相信号を出力するステップと、を備える。
[0020] なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法、装置、システム、 記録媒体、コンピュータプログラムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様とし て有効である。
発明の効果
[0021] 本発明によれば、ウオルシュ変換した結果から、高精度に送信された信号を推定で きる。
図面の簡単な説明
[0022] [図 1]本発明の実施例 1に係る通信システムのバーストフォーマットを示す図である。
[図 2]本発明の実施例 1に係る通信システムの構成を示す図である。
[図 3]図 2のベースバンド処理部の構成を示す図である。
[図 4]図 3の FWT演算部の構成を示す図である。
[図 5]図 4の第 1 φ 2推定部の構成を示す図である。
[図 6]図 3の最大値検索部の構成を示す図である。
[図 7]図 6の最大値 Index格納部に予め設定された Indexのデータ構造を示す図で める。
[図 8]図 3の第 2位相信号導出部の構成を示す図である。
[図 9]図 8の候補生成部で生成される第 1候補力 第 6候補を示す図である。
[図 10]図 3の位相信号決定部の構成を示す図である。
[図 11]図 10の比較部の動作概要を示す図である。
[図 12]本発明の実施例 2に係るベースバンド処理部の構成を示す図である。
[図 13]図 12の決定部の動作概要を示す図である。
[図 14]本発明の実施例 3に係るベースバンド処理部の構成を示す図である。
符号の説明
[0023] 10 受信装置、 12 送信装置、 14 受信用アンテナ、 16 送信用アンテナ、 18 無線部、 20 直交検波部、 22 AGC、 24 AZD変換部、 26 ベースバ ンド処理部、 28 制御部、 30 無線部、 32 変調部、 42 等化器、 44 相関 器、 46 復調部、 50 FWT演算部、 52 最大値検索部、 54 φ 1復調部、 6 0 スィッチ部、 80 φ 2推定部、 82 φ 3推定部、 84 φ 4推定部、 86 0位 相回転部、 88 π Ζ2位相回転部、 90 π位相回転部、 92 3/2 π位相回転 部、 94 加算部、 100 通信システム、 110 選択部、 112 計算部、 114 比較部、 116 最大値比較部、 118 最大値格納部、 120 最大値 Index格納 部、 150 保持部、 152 第 2位相信号導出部、 154 位相信号決定部、 156 候補生成部、 158 FWT取得部、 160 第 2位相信号決定部、 162 第 1遅延 検波部、 164 第 2遅延検波部、 166 比較部、 168 しきい値保持部、 170 選択部、 180 第 2最大値検索部、 182 レベル比較部、 184 決定部、 186 比較部、 188 しきい値保持部。
発明を実施するための最良の形態
(実施例 1)
本発明を具体的に説明する前に、概要を述べる。本発明の実施例 1は、 IEEE802 . l ib規格に準拠した無線 LANシステムの受信装置に関する。本実施例に係る受 信装置は、複数の位相信号力 なる組合せが CCK変調された信号を受信してから、 FWT演算によって複数の相関値を導出する。さらに受信装置は、複数の相関値の 中から大きさが最大の相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した位相信号の 組合せ (以下、選択した位相信号の組合せを「第 1位相信号」という）を導出する。当 該位相信号の組合せの中には、 4つの位相信号が含まれており、さらにそのうちのひ とつが差動符号化されている。残りの位相信号 (以下、これらの位相信号をまとめて、 あるいはこれらの位相信号のうちのひとつを「拡散符号信号」という）は、それぞれ QP SK変調されており、本実施例に係る受信装置は、第 1位相信号に含まれた拡散符 号信号のうちのひとつを + π Ζ2あるいは π Ζ2回転させ、さらに当該回転させる信 号を拡散符号信号の中で変えながら 6種類の位相信号の組合せ (以下、 6種類の位 相信号の組合せをそれぞれ「第 1候補」から「第 6候補」 、う）を生成し、その中で相 関値が最も大きいものを選択する（以下、 6種類の位相信号の組合せカゝら選択された ひとつの組合せを「第 2位相信号」という）。
[0025] 第 1位相信号に対応した相関値と第 2位相信号に対応した相関値の差がしきい値 以上であれば、第 1位相信号に含まれた差動符号化された信号を遅延検波し、当該 遅延検波した信号と、第 1位相信号に含まれた拡散符号信号を出力する。一方、第 1 位相信号に対応した相関値と第 2位相信号に対応した相関値の差がしきい値より小 さければ、第 1位相信号と第 2位相信号にそれぞれ含まれた差動符号化された信号 をそれぞれ遅延検波し、 2種類の遅延検波結果を得る。遅延検波結果が配置される 可能性のある位相、例えば差動符号化として差動 QPSK変調が使用される場合に は 0、 π/2、 π、 3πΖ2のいずれか (以下、これらの位相を「差動符号化前位相」と いう）に対する前述の 2種類の遅延検波結果の誤差をそれぞれ計算する。さらに、計 算した 2種類の誤差のうち、誤差が小さい方に対応した第 1位相信号あるいは第 2位 相信号を選択する。最終的に、選択した方に対応した拡散符号信号と遅延検波した 信号を出力する。
[0026] 本実施例の前提として、 ΙΕΕΕ802. lib規格における CCK変調の概略を説明す る。 CCK変調は、 8ビットをひとつの単位（以下、この単位を「CCK変調単位」とする） とし、この 8ビットを上位力ら dl、 d2、 · · 'd8と名づける。 CCK単位のうち、下位 6ビット は、 [d3, d4]、 [d5, d6]、 [d7, d8]単位でそれぞれ QPSKの信号点配置にマツピ ングされる。また、マッピングした位相をそれぞれ（ φ 2、 φ 3、 φ 4)とする。さらに、位 相 φ2、 φ3、 φ 4から 8種類の拡散符号 PIから Ρ8を以下の通り生成する。
[0027] [数 1]
Ρ1= 02+ 03+ 04
Ρ2二 03+ 04
Ρ3二 02+ 04
Ρ4二 04
Ρ5= 02+ φ3
Ρ6= 03
?Ί二 φ2
Ρ8=0 一方、 CCK変調単位のうち、上位 2ビットの [dl, d2]は、 DQPSK (Differential encoding Quadrature Phase Shift Keying)の信号点配置にマッピングされ 、ここではマッピングした位相を φ 1とする。さらに、 φ 1と拡散符号 P1から P8より、以 下の通り 8通りのチップ信号 X0から X7を生成する。
[0028] [数 2]
X0=e」（ 1十 P 1 )
Χ1 =β] ( 1 ÷Ρ2)
X2=e」 （ 0 1十 Ρ3)
Χ3:- e」（ 1十 Ρ4)
X4=e」（ 1十 ρ5)
Χ5:。」（Φ 1 +Ρ6)
X6=- e」（ 1十 ）
X7=e」（ 1十 Ρ8) 送信装置は、チップ信号 Χ0カゝら Χ7の順に送信する（以下、チップ信号 Χ0から Χ7 によって構成される時系列の単位も「CCK変調単位」と ヽぅ）。
なお、 IEEE802. l ib規格では CCK変調の他に、 DBPSKや DQPSKの位相変 調した信号が既知の拡散符号によって拡散されて送信される。
[0029] 図 1は、実施例 1に係る通信システムのバーストフォーマットを示す。このバーストフ ォーマットは、 IEEE802.11b規格の ShortPLCPに相当する。バースト信号は、図 示のごとくプリアンブル、ヘッダ、データの領域を含む。さらに、プリアンブルは、 DBP SKの変調方式で伝送速度 1Mbpsで通信され、ヘッダは、 DQPSKの変調方式で伝 送速度 2Mbpsで通信され、データは、 CCKの変調方式で伝送速度 11Mbpsで通 信される。また、プリアンブルは、 56ビットの SYNC、 16ビットの SFDを含み、ヘッダ は、 8ビットの SIGNAL, 8ビットの SERVICE、 16ビットの LENGTH, 16ビットの CR Cを含む。一方、データに対応した PSDUの長さは、可変である。
[0030] 図 2は、実施例 1に係る通信システム 100の構成を示す。通信システム 100は、受 信装置 10、送信装置 12を含む。さらに、受信装置 10は、受信用アンテナ 14、無線 部 18、直交検波部 20、 AGC (Automatic Gain Control) 22、 AZD変換部 24、 ベースバンド処理部 26、制御部 28を含み、送信装置 12は、送信用アンテナ 16、無 線部 30、変調部 32を含む。また信号としてデジタル受信信号 200、出力信号 202を 含む。
[0031] 変調部 32は、送信すべき情報を CCK変調処理し、あるいは位相変調した信号を 拡散処理する。無線部 30は、変調部 32から出力されるベースバンドの信号と無線周 波数の信号間の周波数変換、増幅処理を行う。送信用アンテナ 16は、無線周波数 の信号を送信し、受信用アンテナ 14は、無線周波数の信号を受信する。
[0032] 無線部 18は、受信した無線周波数の信号を中間周波数の信号に周波数変換する 。直交検波部 20は、中間周波数の信号を直交検波し、ベースバンドの信号を出力す る。一般にベースバンドの信号は、同相成分と直交成分のふたつの成分によって示 される力 ここではそれらをまとめた形で図示する。 AGC22は、ベースバンドの信号 の振幅を後述の AZD変換部 24のダイナミックレンジ内の振幅にするために、利得を 自動的に制御する。 AZD変換部 24は、ベースバンドのアナログ信号をデジタル信 号に変換し、複数ビットで構成されたデジタル受信信号 200を出力する。ベースバン ド処理部 26は、デジタル受信信号 200を逆拡散や復調して、出力信号 202を出力 する。制御部 28は、受信装置 10のタイミング等を制御する。
[0033] 図 3は、ベースバンド処理部 26の構成を示す。ベースバンド処理部 26は、等化器 4 2、相関器 44、復調部 46、 FWT演算部 50、最大値検索部 52、保持部 150、第 2位 相信号導出部 152、位相信号決定部 154、スィッチ部 60を含む。また信号として、逆 拡散信号 204、第 1位相相関値信号 208、第 1位相インデックス信号 210、第 2位相 相関値信号 212、第 2位相インデックス信号 214、ウオルシュ変換値 FWTを含む。
[0034] 等化器 42は、デジタル受信信号 200に含まれたマルチパス伝送路の影響を除去 する。等化器 42は、トランスバーサル型のフィルタによって構成される。なお、トランス バーサル型のフィルタに DFEが付カ卩された構成であってもよい。
相関器 44は、図 1のバーストフォーマットのプリアンブルとヘッダ領域のような所定 の拡散符号で拡散された位相変調信号を逆拡散するために、等化器 42から出力さ れた信号を当該拡散符号で相関処理する。相関処理は、スライディング型の相関処 理であってもよいし、マッチドフィルタ型の相関処理であってもよい。相関器 44は、前 述のごとく図 1のバーストフォーマットにおいて、プリアンブルとヘッダでのみ動作する 力 データが所定の拡散符号で拡散した位相変調信号である場合には、データの部 分でも動作する。
[0035] 復調部 46は、相関器 44で逆拡散した逆拡散信号 204を復調する。逆拡散信号 20 4の変調方式は、 DBPSKあるいは DQPSKのため、復調は遅延検波で実行される。
FWT演算部 50は、図 1のバーストフォーマットのデータ領域のような CCK変調され た信号を FWT演算し、ウオルシュ変換値 FWTを出力する。具体的には、 CCK変調 単位のチップ信号を入力して、チップ信号間の相関処理によって、 64個のゥオルシ ュ変換値 FWT、すなわち相関値を出力する。
[0036] 最大値検索部 52は、 64個のウオルシュ変換値 FWTを入力し、それらの大きさにも とづいて、ひとつのウオルシュ変換値 FWTを選択する。さらに、選択したひとつのゥォ ルシュ変換値 FWTである第 1位相相関値信号 208と、当該ウオルシュ変換値 FWT に対応した位相 φ 2から φ 4の組合せを Index番号で示した第 1位相インデックス信 号 210を出力する。第 1位相インデックス信号 210が、第 1位相信号中の拡散符号信 号に相当し、第 1位相相関値信号 208が、第 1位相信号中の差動符号化された信号 に相当する。
保持部 150は、 FWT演算部 50から出力されたウオルシュ変換値 FWTを 64個単位 で保持する。
[0037] 第 2位相信号導出部 152は、第 1位相インデックス信号 210を入力し、第 2位相信 号を生成する。ここで、第 1位相インデックス信号 210にもとづく第 2位相信号の具体 的な生成方法は後述するが、第 1位相インデックス信号 210に示された Index番号に もとづ 、て、第 2位相信号に対応した拡散符号信号の Index番号を第 2位相インデッ タス信号 214として生成する。また、第 2位相信号に対応したウオルシュ変換値 FWT を保持部 150に保持されたウオルシュ変換値 FWTの中から選択し、第 2位相相関値 信号 212として出力する。
[0038] 位相信号決定部 154は、第 1位相信号と第 2位相信号のいずれか一方を選択する 。すなわち、第 1位相相関値信号 208と第 2位相相関値信号 212の大きさの差が、予 め定めたしきい値以上であれば、第 1位相信号を選択する。一方、第 1位相相関値 信号 208と第 2位相相関値信号 212の大きさの差が、予め定めたしきい値より小さい 場合は、既に出力した信号に対して、第 1位相相関値信号 208と第 2位相相関値信 号 212をそれぞれ遅延検波する。遅延検波した結果を差動符号化前位相とそれぞ れ比較し、誤差が小さ！、方に対応した第 1位相信号あるいは第 2位相信号を選択す る。ここで、第 1位相信号が選択された場合には、第 1位相インデックス信号 210に対 応した複数の信号の組合せと、第 1位相相関値信号 208を遅延検波して得られた信 号を出力する。一方、第 2位相信号が選択された場合には、第 2位相インデックス信 号 214に対応した複数の信号の組合せと、第 2位相相関値信号 212を遅延検波して 得られた信号を出力する。
[0039] スィッチ部 60は、復調部 46から出力された信号と位相信号決定部 154から出力さ れた信号のいずれかを選択し、出力信号 202として出力する。例えば、図 1のバース トフォーマットのプリアンブルとヘッダ領域の区間では、復調部 46から出力された信 号を選択し、バーストフォーマットのデータ領域の区間では、位相信号決定部 154か ら出力された信号を選択し、選択した信号の反転信号を出力する。
[0040] この構成は、ハードウェア的には、任意のコンピュータの CPU、メモリ、その他の LS Iで実現でき、ソフトウェア的にはメモリのロードされた予約管理機能のあるプログラム などによって実現されるが、ここではそれらの連携によって実現される機能ブロックを 描いている。したがって、これらの機能ブロックがハードウェアのみ、ソフトウェアのみ 、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは、当業者には理解 されるところである。
[0041] 図 4は、 FWT演算部 50の構成を示す。 FWT演算部 50は、 φ 2推定部 80と総称さ れる第 1 φ 2推定部 80a、第 2 φ 2推定部 80b、第 3 φ 2推定部 80c、第 4 φ 2推定部 8 0d、 φ 3推定部 82と総称される第 1 φ 3推定部 82a、第 2 φ 3推定部 82b、 φ 4推定 部 84を含む。また信号として、第 1相関値 Υと総称される Υ0— 0、 Υ0—1、 Υ0— 2、 Υ0 —3、 Y1— 0、 Y1— 1、 Y1— 2、 Y1— 3、 Υ2— 0、 Υ2— 1、 Υ2— 2、 Υ2— 3、 Υ3— 0、 Υ3— 1 、 Υ3— 2、 Υ3— 3、第 2相関値 Ζと総称される Ζ0、 Ζ1、 Ζ15、 Ζ16、 Ζ17、 Ζ31、ゥォノレ シュ変換値 FWTと総称される FWT0、 FWT1、 FWT63を含む。 [0042] φ 2推定部 80は、それぞれふたつのチップ信号 X、例えば、 ΧΟと XIを入力し、 ΧΟ の位相を 0、 π Ζ2、 π、 3 π Ζ2回転させて、 XIと回転させた ΧΟをそれぞれ加算し て、 ΥΟ— 0力 ΥΟ— 3をそれぞれ出力する。ここでは、 ΧΟを回転させた位相と φ 2の 位相が等しい場合に、該当する第 1相関値 Υの大きさが大きくなる。その結果、 φ 2を 推定できる。
[0043] φ 3推定部 82は、 φ 2推定部 80と同様に動作し、例えば、 ΥΟ— 0から ΥΟ— 3と Y1— 0から Y1— 3を入力して、 ΖΟから Z15をそれぞれ出力し、第 2相関値 Ζの大きさより φ 3を推定できる。 φ 4推定部 84は、 φ 2推定部 80と同様に動作し、 ΖΟから Z31を入力 して、 FWTOから FWT63を出力し、ウオルシュ変換値 FWTの大きさより φ 4を推定 できる。
[0044] 図 5は、第 1 φ 2推定部 80aの構成を示す。第 1 φ 2推定部 80aは、 0位相回転部 86 、 π Ζ2位相回転部 88、 π位相回転部 90、 3/2 π位相回転部 92、加算部 94と総 称される第 1加算部 94a、第 2加算部 94b、第 3加算部 94c、第 4加算部 94dを含む。
0位相回転部 86、 π Ζ2位相回転部 88、 π位相回転部 90、 3/2 π位相回転部 9 2は、 ΧΟの位相をそれぞれ 0、 π /2 π、 3 π Ζ2回転させる。それらの出力は、カロ 算部 94で XIとそれぞれ加算される。
[0045] 図 6は、最大値検索部 52の構成を示す。最大値検索部 52は、選択部 110、計算 部 112、比較部 114と総称される第 1比較部 114a、第 2比較部 114b、第 3比較部 11 4c、第 4比較部 114d、第 5比較部 114e、第 6比較部 114f、第 7比較部 114g、最大 値比較部 116、最大値格納部 118、最大値 Index格納部 120を含む。
選択部 110は、 FWTOから FWT63の 64個のデータを入力し、 8個ずつのデータを 出力する。例えば、最初のタイミングで FWTO力も FWT7を出力し、次のタイミングで FWT8から FWT15を出力する。
[0046] 計算部 112は、ウオルシュ変換値 FWT、すなわち FWTOから FWT63の大きさを計 算する。ここでは、ウオルシュ変換値 FWTの同相成分と直交成分をそれぞれ Iと Qと すれば、以下の通りに大きさ Rを求める。
(数 3)
R = I2 + Q2 比較部 114は、 8個の Rを比較し、最大の大きさをもつウオルシュ変換値 FWTをそ れぞれ選択する。
[0047] 最大値比較部 116は、第 7比較部 114gから出力される 8個の単位のウオルシュ変 換値 FWTの最大値と、それまでのウオルシュ変換値 FWTの最大値を比較し、大き Vヽ方のウオルシュ変換値 FWTを選択する。このような動作を CCK変調単位の中で実 行して、最終的には、 FWTOから FWT63の中で最大の大きさをもつウオルシュ変換 値 FWTを選択する。選択されたウオルシュ変換値 FWTは、最大値格納部 118に格 納される。
[0048] 最大値 Index格納部 120は、最大値格納部 118に最終的に格納されたウオルシュ 変換値 FWTに対応した Index番号を選択し、第 1位相インデックス信号 210として出 力する。図 7は、最大値 Index格納部 120に予め設定された Indexのデータ構造を 示す。 Indexとして「0」から「63」が定義されており、位相 φ 2から φ 4の組合せにそれ ぞれ対応する。
[0049] 図 8は、第 2位相信号導出部 152の構成を示す。第 2位相信号導出部 152は、候 補生成部 156、 FWT取得部 158、第 2位相信号決定部 160を含む。
候補生成部 156は、第 1位相インデックス信号 210を入力し、第 1位相インデックス 信号 210に対応した位相の組合せから、第 2位相信号の候補、すなわち第 1候補か ら第 6候補を生成する。図 9に、候補生成部 156で生成される第 1候補力 第 6候補 を示す。ここでは、第 1位相インデックス信号 210として「6」が入力されており、それに 対応した φ 2、 φ 3、 φ 4の値はそれぞれ「0」、 「π /2」、 「 π」になっている。候補生 成部 156は、 φ 2、 φ 3、 （) 4のぅちのひとっの位相を+ 兀 72、 一兀 72回転させ、当 該回転を φ 2、 φ 3、 φ 4のすべてに対して適用して、 6種類の位相の組合せ、すなわ ち第 1候補から第 6候補を生成する。例えば、 φ 2に対しては、「3 π Ζ2」と「 π /2j から第 1候補と第 2候補を生成する。
[0050] 図 8に戻る。 FWT取得部 158は、候補生成部 156で生成した第 1候補力も第 6候 補に対応したウオルシュ変換値 FWTを取得する。第 2位相信号決定部 160は、第 1 候補力 第 6候補に対応したウオルシュ変換値 FWTの大きさを比較し、最大のゥオル シュ変換値 FWTを選択する。さらに、選択したウオルシュ変換値 FWTに対応した第 1候補力ゝら第 6候補の ヽずれかを第 2位相信号と決定する。第 2位相信号に対応した ウオルシュ変換値 FWTの大きさを第 2位相相関値信号 212として出力し、第 2位相信 号に対応した Index番号を第 2位相インデックス信号 214として出力する。
[0051] 図 10は、位相信号決定部 154の構成を示す。位相信号決定部 154は、第 1遅延 検波部 162、第 2遅延検波部 164、比較部 166、しきい値保持部 168、選択部 170 を含む。また信号として、第 1遅延検波信号 216、第 2遅延検波信号 218を含む。 第 1遅延検波部 162は、既に比較部 166で選択された過去の位相 φ 1と第 1位相 相関値信号 208を遅延検波する。そのため、図示しない信号線によって、比較部 16 6から第 1遅延検波部 162に過去の位相 φ 1が入力されている。遅延検波の結果は、 第 1遅延検波信号 216として出力される。ここで、位相 φ 1は、前述のごとぐ DQPS K変調されているため、雑音等の影響がなければ、第 1遅延検波信号 216の位相は 、0、 π /2、 π、 3 π /2の!ヽずれ力になる。
[0052] 第 2遅延検波部 164は、既に比較部 166で選択された過去の位相 φ 1と第 2位相 相関値信号 212を遅延検波する。そのため、図示しない信号線によって、比較部 16 6から第 2遅延検波部 164に過去の位相 φ 1が入力されている。遅延検波の結果は、 第 2遅延検波信号 218として出力される。第 2遅延検波信号 218の位相は、第 1遅延 検波信号 216と同様に雑音等の影響がなければ、 0、 π /2、 π、3 π Ζ2のいずれ かになる。
[0053] 比較部 166は、第 1位相相関値信号 208の大きさから第 2位相相関値信号 212の 大きさを減算し、減算結果がしきい値保持部 168に保持したしきい値以上であれば、 第 1位相信号を選択し、その結果第 1遅延検波信号 216を出力する。一方、減算結 果がしきい値より小さければ、以下の処理を実行する。当該処理を図 11に示した比 較部 166の動作概要にもとづいて説明する。図中には、遅延検波された φ 1が配置 されるべき位相 0、 π /2、 π、 3 π Ζ2を〇印で示し、第 1遅延検波信号 216と第 2遅 延検波信号 218の信号点も示してある。第 1遅延検波信号 216に最も近接した位相 0、 π Ζ2、 π、 3 π Ζ2のいずれかと、第 1遅延検波信号 216の間の位相誤差を 0 1 と示し、第 2遅延検波信号 218に最も近接した位相 0、 π Ζ2、 π、 3 π Ζ2のいずれ かと、第 2遅延検波信号 218の間の位相誤差を Θ 2と示す。 [0054] さらに、位相誤差 θ 1と Θ 2を比較し、位相誤差 θ 1が小さければ第 1遅延検波信号 216を選択し、位相誤差 Θ 2が小さければ第 2遅延検波信号 218を選択する。さらに 、選択された第 1遅延検波信号 216あるいは第 2遅延検波信号 218を選択部 170に 出力する。図 4に示した FWT演算部 50のごとぐウオルシュ変換値 FWTは 3回の相 関値の結果として得られるため、その電力値はチップ信号の電力値より増幅されてい る。このように増幅されたウオルシュ変換値 FWTを遅延検波して求めた位相は、正確 であるために以上の処理を実行する。
[0055] 選択部 170は、比較部 166から入力される第 1遅延検波信号 216あるいは第 2遅 延検波信号 218に応じて、対応した信号を出力する。すなわち、第 1遅延検波信号 2 16が入力された場合、第 1遅延検波信号 216を判定した [dl, d2]と、第 1位相イン デッタス信号 210にもとづ! /、た [d3, d4]、 [d5, d6]、 [d7, d8]とを糸且み合わせて、 [ dl— d8]を出力する。一方、第 2遅延検波信号 218が入力された場合、第 2遅延検 波信号 218を判定した [dl, d2]と、第 2位相インデックス信号 214にもとづいた [d3, d4]、 [d5, d6]、 [d7, d8]とを組み合わせて、 [dl— d8]を出力する。
[0056] 以上の構成による受信装置 10の動作を説明する。プリアンブルとヘッダ領域の区 間において、相関器 44は、等化器 42で等化した信号を逆拡散し、復調部 46は復調 して出力信号 202を出力する。一方、データの区間において、 FWT演算部 50は、 等化器 42で等化した信号を FWT演算してウオルシュ変換値 FWTを求め、最大値検 索部 52は、ウオルシュ変換値 FWTの大きさから、最大のウオルシュ変換値 FWTに 対応した第 1位相信号として、第 1位相相関値信号 208と第 1位相インデックス信号 2 10を出力する。第 2位相信号導出部 152は、第 1位相インデックス信号 210にもとづ V、て、 φ 2から φ 4の!、ずれかを + π Ζ2あるいは一 π Ζ2回転させた第 1候補力 第 6候補のうちのひとつを第 2位相信号として生成する。
[0057] さらに、第 2信号に対応した第 2位相相関値信号 212と第 2位相インデックス信号 2 14を出力する。第 1遅延検波部 162は、第 1位相相関値信号 208を遅延検波して第 1遅延検波信号 216を出力し、第 2遅延検波部 164は、第 2位相相関値信号 212を 遅延検波して第 2遅延検波信号 218を出力する。比較部 166は、第 1位相相関値信 号 208と第 2位相相関値信号 212の大きさの差がしきい値保持部 168に保持したし きい値より小さいので、第 1遅延検波信号 216と第 2遅延検波信号 218の位相を 0、 π Ζ2、 π、 3 π Ζ2のいずれかとそれぞれ比較して、誤差を求める。第 2遅延検波信 号 218の誤差が小さい場合に、第 2位相信号に対応した信号の組合せを出力する。
[0058] 本発明の実施例によれば、 FWT演算結果の大きさだけでなぐ FWT演算結果を 遅延検波した位相も考慮して、位相信号の組合せを選択するために、位相信号の組 合せの選択が正確になり、受信特性が向上する。また、 FWT演算結果が最大の第 1 位相信号と比較するための第 2位相信号は、第 1位相信号に含まれた複数の位相信 号のうちのいずれかを回転させて生成できるために、簡易な処理で実現可能である。
[0059] (実施例 2)
本発明を具体的に説明する前に、概要を述べる。本発明の実施例 2は、実施例 1と 同様に、 ΙΕΕΕ802. l ib規格に準拠した無線 LANシステムの受信装置に関する。 本実施例に係る受信装置は、複数の位相信号からなる組合せが CCK変調された信 号を受信してから、 FWT演算によって複数の相関値を導出する。さらに受信装置は 、複数の相関値の中力 大きさが最大の相関値を選択し、当該選択した相関値に対 応した位相信号の組合せ (以下、選択した位相信号の組合せを「第 1位相信号」 t ヽ う）を導出する。当該位相信号の組合せの中には、 4つの位相信号が含まれており、 さらにそのうちのひとつが差動符号化されており、残りの位相信号 (以下、これらの位 相信号をまとめて、あるいはこれらの位相信号のうちのひとつを「拡散符号信号」とい う）は、それぞれ QPSK変調されている。これに加えて、受信装置は、複数の相関値 の中から 2番目の大きさの相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した位相信 号の組合せ (以下、選択した位相信号の組合せを「第 2位相信号」と ヽぅ）を導出する
[0060] 第 1位相信号に対応した相関値の大きさと第 2位相信号に対応した相関値の大きさ の差がしき!/、値以上であれば、第 1位相信号に含まれた差動符号化された信号を遅 延検波し、当該遅延検波した信号と、第 1位相信号に含まれた拡散符号信号を出力 する。一方、第 1位相信号に対応した相関値の大きさと第 2位相信号に対応した相関 値の大きさの差がしきい値より小さければ、第 1位相信号と第 2位相信号にそれぞれ 含まれた差動符号化された信号をそれぞれ遅延検波し、 2種類の遅延検波結果を得 る。遅延検波結果が配置される可能性のある位相、例えば差動符号化として差動 Q PSK変調が使用される場合には 0、 π /2、 π、 3 π Ζ2のいずれ力 （以下、これらの 位相を「差動符号化前位相」という）に対する前述の 2種類の遅延検波結果の誤差を それぞれ計算する。さらに、計算した 2種類の誤差のうち、誤差が小さい方に対応し た第 1位相信号あるいは第 2位相信号を選択する。最終的に、選択した方に対応し た拡散符号信号と遅延検波した信号を出力する。
[0061] 実施例 2に係る通信システム 100は、図 2と同一のタイプの通信システム 100によつ て示される。ここでは、説明を省略する。図 12は、ベースバンド処理部 26の構成を示 す。ベースバンド処理部 26は、等化器 42、相関器 44、復調部 46、 FWT演算部 50、 最大値検索部 52、 φ 1復調部 54と総称される第 1 φ 1復調部 54a、第 2 φ 1復調部 5 4b、第 2最大値検索部 180、レベル比較部 182、決定部 184、スィッチ部 60を含む。 また信号として、逆拡散信号 204、第 1位相相関値信号 208、第 1位相インデックス 信号 210、第 2位相相関値信号 212、第 2位相インデックス信号 214、第 1遅延検波 信号 216、第 2遅延検波信号 218、ウオルシュ変換値 FWTを含む。
[0062] 等化器 42は、デジタル受信信号 200に含まれたマルチパス伝送路の影響を除去 する。等化器 42は、トランスバーサル型のフィルタによって構成される。なお、トランス バーサル型のフィルタに DFEが付カ卩された構成であってもよい。
相関器 44は、図 1のバーストフォーマットのプリアンブルとヘッダ領域のような所定 の拡散符号で拡散された位相変調信号を逆拡散するために、等化器 42から出力さ れた信号を当該拡散符号で相関処理する。相関処理は、スライディング型の相関処 理であってもよいし、マッチドフィルタ型の相関処理であってもよい。相関器 44は、前 述のごとく図 1のバーストフォーマットにおいて、プリアンブルとヘッダでのみ動作する 力 データが所定の拡散符号で拡散した位相変調信号である場合には、データの部 分でも動作する。
[0063] 復調部 46は、相関器 44で逆拡散した逆拡散信号 204を復調する。逆拡散信号 20 4の変調方式は、 DBPSKあるいは DQPSKのため、復調は遅延検波で実行される。
FWT演算部 50は、図 1のバーストフォーマットのデータ領域のような CCK変調され た信号を FWT演算し、ウオルシュ変換値 FWTを出力する。具体的には、 CCK変調 単位のチップ信号を入力して、チップ信号間の相関処理によって、 64個のゥオルシ ュ変換値 FWT、すなわち相関値を出力する。
[0064] 最大値検索部 52は、 64個のウオルシュ変換値 FWTを入力し、ウオルシュ変換値 F WTの大きさが最大となるひとつのウオルシュ変換値 FWTを選択する。さらに、選択 したひとつのウオルシュ変換値 FWTである第 1位相相関値信号 208と、当該ゥオルシ ュ変換値 FWTに対応した位相 φ 2から φ 4の組合せを Index番号で示した第 1位相 インデックス信号 210を出力する。第 1位相インデックス信号 210が、第 1位相信号中 の拡散符号信号に相当し、第 1位相相関値信号 208が、第 1位相信号中の差動符 号化された信号に相当する。
[0065] 第 2最大値検索部 180は、 64個のウオルシュ変換値 FWTを入力し、ウオルシュ変 換値 FWTの大きさが 2番目となるひとつのウオルシュ変換値 FWTを選択する。さらに 、選択したひとつのウオルシュ変換値 FWTである第 2位相相関値信号 212と、当該ゥ オルシュ変換値 FWTに対応した位相 φ 2から φ 4の組合せを Index番号で示した第 2位相インデックス信号 214を出力する。第 2位相インデックス信号 214が、第 2位相 信号中の拡散符号信号に相当し、第 2位相相関値信号 212が、第 2位相信号中の 差動符号化された信号に相当する。ここで、図示しない信号線によって、最大値検索 部 52から第 1位相信号に関する情報が第 2最大値検索部 180に伝送され、第 1位相 信号に対応したウオルシュ変換値 FWTを除いた 63個のウオルシュ変換値 FWTから 、ウオルシュ変換値 FWTの大きさが最大となるひとつのウオルシュ変換値 FWTが選 択されてもよい。
[0066] レベル比較部 182は、最大値検索部 52から出力された第 1位相相関値信号 208と 、第 2最大値検索部 180から出力された第 2位相相関値信号 212の大きさの差を予 め定めたしきい値と比較する。当該差がしきい値以上であれば、第 1位相信号に含ま れた CCK変調単位の 8ビット信号が出力されるように、第 2 φ 1復調部 54bの動作を 停止させる。一方、当該差がしきい値より小さければ、決定部 184で第 1位相信号と 第 2位相信号のいずれか一方を選択させるために、第 2 φ 1復調部 54bを動作させる
[0067] 第 1 φ 1復調部 54aは、既に決定部 184で選択された過去の位相 φ 1と第 1位相相 関値信号 208を遅延検波する。そのため、図示しない信号線によって、決定部 184 力も第 1 φ 1復調部 54aに過去の位相 φ 1が入力されている。遅延検波の結果は、第 1遅延検波信号 216として出力される。ここで、位相 φ 1は、前述のごとぐ DQPSK 変調されているため、雑音等の影響がなければ、第 1遅延検波信号 216の位相は、 0 、 π Ζ2、 π、 3 π Ζ2のいずれかになる。なお、第 1位相インデックス信号 210も入力 される力 そのまま出力される。
[0068] 第 2 φ 1復調部 54bは、既に決定部 184で選択された過去の位相 φ 1と第 2位相相 関値信号 212を遅延検波する。そのため、図示しない信号線によって、決定部 184 力も第 2 φ 1復調部 54bに過去の位相 φ 1が入力されている。遅延検波の結果は、第 2遅延検波信号 218として出力される。第 2遅延検波信号 218の位相は、第 1遅延検 波信号 216と同様に雑音等の影響がなければ、 0、 π Ζ2、 π、3 π Ζ2のいずれか になる。なお、第 2位相インデックス信号 214も入力されるが、そのまま出力される。
[0069] 決定部 184は、第 1遅延検波信号 216と第 2遅延検波信号 218にもとづいて、第 1 位相信号と第 2位相信号のいずれか一方を選択する。当該選択の処理を図 13に示 した比較部 166の動作概要にもとづいて説明する。図中には、遅延検波された φ 1 が配置されるべき位相 0、 π /2、 π、 3 π Ζ2を〇印で示し、第 1遅延検波信号 216 と第 2遅延検波信号 218の信号点も示してある。第 1遅延検波信号 216に最も近接し た位相 0、 π /2、 π、 3 π Ζ2のいずれかと、第 1遅延検波信号 216の間の位相誤 差を θ 1と示し、第 2遅延検波信号 218に最も近接した位相 0、 π Ζ2、 π、 3 π Ζ2の いずれかと、第 2遅延検波信号 218の間の位相誤差を Θ 2と示す。さらに、位相誤差 θ 1と Θ 2を比較し、位相誤差 θ 1が小さければ第 1遅延検波信号 216を選択し、位 相誤差 Θ 2が小さければ第 2遅延検波信号 218を選択する。詳細は後述するが、ゥ オルシュ変換値 FWTは 3回の相関値の結果として得られるため、その電力値はチッ プ信号の電力値より増幅されて 、る。このように増幅されたウオルシュ変換値 FWTを 遅延検波して求めた位相は、正確であるために以上の処理を実行する。
[0070] さらに決定部 184は、選択された第 1遅延検波信号 216あるいは第 2遅延検波信 号 218に応じて、対応した信号を出力する。すなわち、第 1遅延検波信号 216を選択 した場合、第 1遅延検波信号 216を判定した [dl, d2]と、第 1位相インデックス信号 210にもとづ! /、た [d3, d4]、 [d5, d6]、 [d7, d8]とを糸且み合わせて、 [dl— d8]を出 力する。一方、第 2遅延検波信号 218を選択した場合、第 2遅延検波信号 218を判 定した [dl, d2]と、第 2位相インデックス信号 214にもとづいた [d3, d4]、 [d5, d6] 、 [d7, d8]とを組み合わせて、 [dl— d8]を出力する。
[0071] スィッチ部 60は、復調部 46から出力された信号と決定部 184から出力された信号 のいずれかを選択し、出力信号 202として出力する。例えば、図 1のバーストフォーマ ットのプリアンブルとヘッダ領域の区間では、復調部 46から出力された信号を選択し 、バーストフォーマットのデータ領域の区間では、決定部 184から出力された信号を 選択し、選択した信号の反転信号を出力する。
[0072] 実施例 2に係る FWT演算部 50、第 1 φ 2推定部 80a、最大値検索部 52は、図 4、 図 5、図 6と同一のタイプの FWT演算部 50、第 1 φ 2推定部 80a、最大値検索部 52 によって示される。なお、図 12の第 2最大値検索部 180も最大値検索部 52と同様に 構成されており、最大値検索部 52から通知された第 1位相信号を除外して、同様に 動作する。
[0073] 以上の構成による受信装置 10の動作を説明する。プリアンブルとヘッダ領域の区 間において、相関器 44は、等化器 42で等化した信号を逆拡散し、復調部 46は復調 して出力信号 202を出力する。一方、データの区間において、 FWT演算部 50は、 等化器 42で等化した信号を FWT演算してウオルシュ変換値 FWTを求め、最大値検 索部 52は、ウオルシュ変換値 FWTの大きさから、最大のウオルシュ変換値 FWTに 対応した第 1位相信号として、第 1位相相関値信号 208と第 1位相インデックス信号 2 10を出力する。第 2最大値検索部 180は、 2番目に大きいウオルシュ変換値 FWTに 対応した第 2位相信号として、第 2位相相関値信号 210と第 2位相インデックス信号 2 14を出力する。
[0074] レベル比較部 182は、第 1位相相関値信号 208と第 2位相相関値信号 212の大き さを比較し、しきい値より小さい場合に、第 1 φ 1復調部 54aと第 2 φ 1復調部 54bを共 に動作させる。第 1 φ 1復調部 54aは、第 1位相相関値信号 208を遅延検波して第 1 遅延検波信号 216を出力し、第 2 φ 1復調部 54bは、第 2位相相関値信号 212を遅 延検波して第 2遅延検波信号 218を出力する。決定部 184は、第 1遅延検波信号 21 6と第 2遅延検波信号 218の位相を 0、 π /2、 π、 3 π Ζ2のいずれかとそれぞれ比 較して、誤差を求める。第 2遅延検波信号 218の誤差が小さい場合に、第 2位相信号 に対応した信号の組合せを出力する。
[0075] 本発明の実施例によれば、 FWT演算結果の大きさだけでなぐ FWT演算結果を 遅延検波した位相も考慮して、位相信号の組合せを選択するために、位相信号の組 合せの選択が正確になり、受信特性が向上する。また、 FWT演算結果によって 2番 目の大きさを持った第 2位相信号を処理の対象に加え、第 2位相信号はノイズ等の 影響で第丄位相信号と反転される可能性が高 、ため、位相信号の組合せの選択が 正確になる。
[0076] (実施例 3)
本発明の実施例 3は、実施例 2と同様に、 FWT演算によって得られた複数の相関 値から、それらの大きさにもとづいて、第 1位相信号と第 2位相信号を選択する。実施 例 2では、相関値の大きさが最大のものを第 1位相信号に、相関値の大きさが 2番目 のものを第 2位相信号に選択していた。し力しながら、実施例 3では、相関値の大きさ が所定のしき 、値以上のものを第 2位相信号に選択する。すなわち第 2位相信号の 数がひとつに限られず、複数になる場合もある。
[0077] 図 14は、実施例 3のベースバンド処理部 26の構成を示す。図 14のベースバンド処 理部 26は、図 12のベースバンド処理部 26に比較部 186、しきい値保持部 188が付 加され、最大値検索部 52、第 2最大値検索部 180、レベル比較部 182が除去される
[0078] 比較部 186は、最大値検索部 52と同様の構成によって、 FWT演算部 50から出力 された 64個のウオルシュ変換値 FWTの中力 大きさが最大のウオルシュ変換値 FW Tを選択し、それに対応した第 1位相信号を導出する。さらに、残りの 63個のゥオルシ ュ変換値 FWTの大きさと、しきい値保持部 188に予め保持したしきい値を比較して、 しき!/、値以上の大きさを持ったウオルシュ変換値 FWTを選択し、それに対応した第 2 位相信号を選択する。なお、複数のウオルシュ変換値 FWTの大きさがしきい値以上 である場合、第 2位相信号は複数存在する。
[0079] φ 1復調部 54、決定部 184は、前述のごとぐ第 1位相信号と第 2位相信号から、複 数の信号力 なるひとつの組合せを選択する。しかしながら、実施例 2と異なって第 2 位相信号は複数存在する場合もあるため、 φ 1復調部 54、決定部 184はそれに対応 する構成になって ヽるものとする。
[0080] 本発明の実施例によれば、 FWT演算結果の大きさだけでなぐ FWT演算結果を 遅延検波した位相も考慮して、位相信号の組合せを選択するために、位相信号の組 合せの選択が正確になり、受信特性が向上する。また、 FWT演算結果によって所定 のしきい値以上の大きさを持ったすべての第 2位相信号を処理の対象にカ卩えるため 、位相信号の組合せの選択が正確になる。
[0081] 以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それ らの各構成要素や各処理プロセスの組合せに 、ろ 、ろな変形例が可能なこと、また そうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
[0082] 本発明の実施例 1から 3において、計算部 112は、ウオルシュ変換値 FWTの大きさ Rを計算している。し力しこれに限らず例えば、絶対値和によって求めてもよぐある いは以下の通りにウオルシュ変換値 FWTの大きさの近似値 Rを求めてもよ!、。
(数 4)
R = Al X Max{ | I | , | Q | } +A2 X Min{ | I | , | Q | }
なお、 A1と A2は、任意の値である。
また、ウオルシュ変換値 FWTの位相とウオルシュ符号が配置された位相の 、ずれ 力との誤差を計算し、誤差が小さくなればそれと反対に大きくなるような係数を計算 する。ウオルシュ変換値 FWTの Iと Qの 2乗和に係数を乗算して、近似値 Rを求めても よい。なお、これらの場合には、ベースバンド処理部 26にデジタル受信信号 200や 等化器 42の出力信号の絶対位相を補正する位相補正回路を付加してもよい。 本変形例によれば、受信特性をより向上できる。つまり、ウオルシュ変換値 FWTの 位相が、ウオルシュ符号が配置された位相のいずれか〖こ近づくほど、近似値 Rの大き さが大きくなればよい。
産業上の利用可能性
[0083] 本発明によれば、ウオルシュ変換した結果から、高精度に送信された信号を推定で きる。

Claims

請求の範囲
[1] 差動符号化された位相信号を含んだ複数の位相信号カゝらなる組合せにもとづいて
、複数のウオルシュ符号が生成されており、当該生成された複数のウオルシュ符号を ひとつのシンボルとした信号を受信する受信部と、
前記受信した信号をひとつのシンボル単位でウオルシュ変換して、複数の相関値を それぞれ生成するウオルシュ変換部と、
前記生成した複数の相関値の大きさにもとづいて、ひとつの相関値を選択し、当該 選択した相関値に対応した複数の位相信号カゝらなる組合せを第 1位相信号として導 出する第 1導出部と、
前記第 1位相信号に対応した複数の位相信号からなる組合せ以外の複数の位相 信号からなる組合せを第 2位相信号として導出する第 2導出部と、
前記導出した第 1位相信号と前記導出した第 2位相信号にそれぞれ含まれた差動 符号化された位相信号にもとづ!/、て、前記第 1位相信号と前記第 2位相信号の ヽず れかに対応した複数の位相信号を出力する出力部と、
を備えることを特徴とする受信装置。
[2] 差動符号化された位相信号を含んだ複数の位相信号カゝらなる組合せにもとづいて 、複数のウオルシュ符号が生成されており、当該生成された複数のウオルシュ符号を ひとつのシンボルとした信号を受信する受信部と、
前記受信した信号をひとつのシンボル単位でウオルシュ変換して、複数の相関値を それぞれ生成するウオルシュ変換部と、
前記生成した複数の相関値の大きさにもとづいて、ひとつの相関値を選択し、当該 選択した相関値に対応した複数の位相信号カゝらなる組合せを第 1位相信号として導 出する第 1導出部と、
前記導出した第 1位相信号にもとづいて、前記第 1位相信号に対応した複数の位 相信号力 なる組合せ以外の複数の位相信号力 なる組合せを第 2位相信号として 導出する第 2導出部と、
前記導出した第 1位相信号と前記導出した第 2位相信号にそれぞれ含まれた差動 符号化された位相信号にもとづ!/、て、前記第 1位相信号と前記第 2位相信号の ヽず れかに対応した複数の位相信号を出力する出力部と、
を備えることを特徴とする受信装置。
[3] 前記第 2導出部は、
前記導出した第 1位相信号に対応した複数の位相信号力 なる組合せのうち、前 記差動符号化された位相信号以外の複数の位相信号のいずれかの位相を回転させ 、さらに位相を回転すべき位相信号を前記複数の位相信号の中で変更して複数の 第 2位相信号の候補を生成する候補生成部と、
前記生成した複数の第 2位相信号の候補にそれぞれ対応した相関値の大きさにも とづいて、前記第 2位相信号を選択する選択部と、
を備えることを特徴とする請求項 2に記載の受信装置。
[4] 前記候補生成部は、位相信号が配置される可能性のある複数の位相のうち、前記 位相を回転すべき位相信号が本来配置された位相に隣接した位相まで、当該位相 を回転すべき位相信号の位相を回転させて、第 2位相信号の候補を生成することを 特徴とする請求項 3に記載の受信装置。
[5] 複数の位相信号からなる組合せを識別番号によって管理する管理部をさらに含み 前記第 1導出部は、前記管理部から前記第 1位相信号に対応した識別番号を導出 し、
前記第 2導出部は、前記導出した第 1位相信号の識別番号にもとづいて、前記管 理部から第 2位相信号の識別番号を導出することを特徴とする請求項 2から 4のいず れかに記載の受信装置。
[6] 差動符号化された位相信号を含んだ複数の位相信号カゝらなる組合せにもとづいて 、複数のウオルシュ符号が生成されており、当該生成された複数のウオルシュ符号を ひとつのシンボルとした信号を受信する受信部と、
前記受信した信号をひとつのシンボル単位でウオルシュ変換して、複数の相関値を それぞれ生成するウオルシュ変換部と、
前記生成した複数の相関値の大きさにもとづいて、ひとつの相関値を選択し、当該 選択した相関値に対応した複数の位相信号カゝらなる組合せを第 1位相信号として導 出する第 1導出部と、
前記生成した複数の相関値の大きさにもとづいて、前記第 1位相信号に対応した 複数の位相信号力 なる組合せ以外の複数の位相信号力 なる組合せを第 2位相 信号として導出する第 2導出部と、
前記導出した第 1位相信号と前記導出した第 2位相信号にそれぞれ含まれた差動 符号化された位相信号にもとづ!/、て、前記第 1位相信号と前記第 2位相信号の ヽず れかに対応した複数の位相信号を出力する出力部と、
を備えることを特徴とする受信装置。
[7] 前記第 1導出部は、前記生成した複数の相関値のうち、最大の大きさの相関値を 選択し、当該選択した相関値に対応した複数の位相信号カゝらなる組合せを第 1位相 信号として導出し、
前記第 2導出部は、前記生成した複数の相関値のうち、前記第 1導出部で選択した 相関値の次に大きい相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した複数の位相 信号力 なる組合せを前記第 2位相信号として導出することを特徴とする請求項 6に
[8] 前記第 2導出部は、前記生成した複数の相関値のうち、予め定めたしきい値以上 の大きさとなった相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した複数の位相信号 力 なる組合せを前記第 2位相信号として導出することを特徴とする請求項 6に記載
[9] 前記出力部は、前記導出した第 1位相信号に対応した相関値の大きさと前記導出 した第 2位相信号に対応した相関値の大きさの差が予め定めたしきい値以上の場合 に、前記第 1位相信号に対応した複数の位相信号を出力することを特徴とする請求 項 2から 8のいずれかに記載の受信装置。
[10] 前記出力部は、
前記導出した第 1位相信号と前記導出した第 2位相信号にそれぞれ含まれた差動 符号化された位相信号に対して、過去に前記出力部力 出力した複数の位相信号 の中の差動符号化された位相信号をそれぞれ遅延検波する遅延検波部と、 前記導出した第 1位相信号と前記導出した第 2位相信号にそれぞれ含まれた差動 符号化された位相信号に対してそれぞれ遅延検波した結果を比較して、前記第 1位 相信号と前記第 2位相信号のいずれかを選択する比較部と、
を含むことを特徴とする請求項 2から 9のいずれかに記載の受信装置。
[11] 前記比較部は、前記導出した第 1位相信号と前記導出した第 2位相信号にそれぞ れ含まれた差動符号化された位相信号に対してそれぞれ遅延検波した結果と、差動 符号化された信号に含まれる可能性のある位相をそれぞれ比較して、前記第 1位相 信号と前記第 2位相信号のいずれかを選択することを特徴とする請求項 10に記載の
[12] 差動符号化された位相信号を含んだ複数の位相信号カゝらなる組合せにもとづいて 、複数のウオルシュ符号が生成されており、当該生成された複数のウオルシュ符号を ひとつのシンボルとした信号を受信するステップと、
前記受信した信号をひとつのシンボル単位でウオルシュ変換して、複数の相関値を それぞれ生成するステップと、
前記生成した複数の相関値の大きさにもとづいて、ひとつの相関値を選択し、当該 選択した相関値に対応した複数の位相信号カゝらなる組合せを第 1位相信号として導 出するステップと、
前記第 1位相信号に対応した複数の位相信号からなる組合せ以外の複数の位相 信号力 なる組合せを第 2位相信号として導出するステップと、
前記導出した第 1位相信号と前記導出した第 2位相信号にそれぞれ含まれた差動 符号化された位相信号にもとづ!/、て、前記第 1位相信号と前記第 2位相信号の ヽず れかに対応した複数の位相信号を出力するステップと、
を備えることを特徴とする受信方法。
[13] 差動符号化された位相信号を含んだ複数の位相信号カゝらなる組合せにもとづいて 、複数のウオルシュ符号が生成されており、当該生成された複数のウオルシュ符号を ひとつのシンボルとした信号を受信するステップと、
前記受信した信号をひとつのシンボル単位でウオルシュ変換して、複数の相関値を それぞれ生成するステップと、
前記生成した複数の相関値の大きさにもとづいて、ひとつの相関値を選択し、当該 選択した相関値に対応した複数の位相信号カゝらなる組合せを第 1位相信号として導 出するステップと、
前記導出した第 1位相信号にもとづいて、前記第 1位相信号に対応した複数の位 相信号力 なる組合せ以外の複数の位相信号力 なる組合せを第 2位相信号として 導出するステップと、
前記導出した第 1位相信号と前記導出した第 2位相信号にそれぞれ含まれた差動 符号化された位相信号にもとづ!/、て、前記第 1位相信号と前記第 2位相信号の ヽず れかに対応した複数の位相信号を出力するステップと、
を備えることを特徴とする受信方法。
[14] 差動符号化された位相信号を含んだ複数の位相信号カゝらなる組合せにもとづいて 、複数のウオルシュ符号が生成されており、当該生成された複数のウオルシュ符号を ひとつのシンボルとした信号を受信するステップと、
前記受信した信号をひとつのシンボル単位でウオルシュ変換して、複数の相関値を それぞれ生成するステップと、
前記生成した複数の相関値の大きさにもとづいて、ひとつの相関値を選択し、当該 選択した相関値に対応した複数の位相信号カゝらなる組合せを第 1位相信号として導 出するステップと、
前記生成した複数の相関値の大きさにもとづいて、前記第 1位相信号に対応した 複数の位相信号力 なる組合せ以外の複数の位相信号力 なる組合せを第 2位相 信号として導出するステップと、
前記導出した第 1位相信号と前記導出した第 2位相信号にそれぞれ含まれた差動 符号化された位相信号にもとづ!/、て、前記第 1位相信号と前記第 2位相信号の ヽず れかに対応した複数の位相信号を出力するステップと、
を備えることを特徴とする受信方法。
PCT/JP2004/016757 2003-11-20 2004-11-11 受信方法および装置 WO2005050858A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US11/204,172 US20060008036A1 (en) 2003-11-20 2005-08-16 Receiving method and receiving apparatus

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2003391294A JP4148880B2 (ja) 2003-11-20 2003-11-20 受信方法および装置
JP2003391293A JP4148879B2 (ja) 2003-11-20 2003-11-20 受信方法および装置
JP2003-391294 2003-11-20
JP2003-391293 2003-11-20

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US11/204,172 Continuation US20060008036A1 (en) 2003-11-20 2005-08-16 Receiving method and receiving apparatus

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2005050858A1 true WO2005050858A1 (ja) 2005-06-02

Family

ID=34622189

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2004/016757 WO2005050858A1 (ja) 2003-11-20 2004-11-11 受信方法および装置

Country Status (2)

Country Link
US (1) US20060008036A1 (ja)
WO (1) WO2005050858A1 (ja)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7239431B2 (en) * 2001-04-04 2007-07-03 Agere Systems Inc. System and method for recovering primary channel operation in a facsimile receiver and facsimile machine incorporating the same
US7630457B2 (en) * 2003-12-18 2009-12-08 Freescale Semiconductor, Inc. Method and apparatus for demodulating a received signal within a coded system
JP6672846B2 (ja) * 2016-02-03 2020-03-25 富士通株式会社 無線装置、及び、位相制御方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002217789A (ja) * 2000-11-20 2002-08-02 Agere Systems Guardian Corp 位相変調された記号を相関器バンクで検知する方法
JP2004229189A (ja) * 2003-01-27 2004-08-12 Matsushita Electric Ind Co Ltd 受信装置および受信方法

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002217789A (ja) * 2000-11-20 2002-08-02 Agere Systems Guardian Corp 位相変調された記号を相関器バンクで検知する方法
JP2004229189A (ja) * 2003-01-27 2004-08-12 Matsushita Electric Ind Co Ltd 受信装置および受信方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
KIM T. ET AL: "A new architecture of CCK modem based on iterative different ial-modulation and phase-detection", THE 8TH IEEE INTERNATIONAL CONFERENCE ON, ELECTRONICS, CIRCUITS AND SYSTEMS, 2001, ICECS2001, 5 September 2001 (2001-09-05), XP010563002 *
YOKOYAMA K. ET AL: "802.11b Musen LAN ni okeru CCK Fuccho Hoshiki no Kento", 2003 NEN THE INSTITUTE OF ELECTRONICS, INFORMATION AND COMMUNICATION ENGINEERS, SOGO TAIKAI KOEN RONBUNSHU, TSUSHIN 1, B-5-210, 3 March 2003 (2003-03-03), XP002989351 *

Also Published As

Publication number Publication date
US20060008036A1 (en) 2006-01-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7239675B2 (en) GFSK receiver
JP4098096B2 (ja) スペクトル拡散受信装置
JP2526510B2 (ja) 無線デ―タ通信装置
JP3513465B2 (ja) 無線通信送信機及び無線通信受信機
US20110051612A1 (en) Arrangement for determining a characteristic form of an input signal
KR102041342B1 (ko) 다중 상관 검출을 이용하여 패킷 검출, 심볼 타이밍 포착 및 반송파 주파수 오프셋 추정을 동시에 병렬 수행하는 방법 및 그 블루투스 장치
JPH07170210A (ja) スペクトラム拡散変復調方法及びそれを用いた変調器・ 復調器
JP4165413B2 (ja) 無線データ通信復調装置及び復調方法
JP2005318530A (ja) タイミング調節方法ならびにそれを利用したデジタルフィルタおよび受信装置
JP4346465B2 (ja) 受信方法および装置
WO2005081422A1 (ja) 受信方法および装置
JP5618944B2 (ja) 無線受信装置
WO2005050858A1 (ja) 受信方法および装置
US10523416B2 (en) Independent packet detection method using synchronization words with orthogonality and receiver therefor
JP4148879B2 (ja) 受信方法および装置
US7394847B2 (en) Receiving method and receiver with high-precision signal estimation
JP5094469B2 (ja) タイミング再生装置および受信装置
JP3973332B2 (ja) ディジタル変復調の同期方式
JP4148880B2 (ja) 受信方法および装置
JP4814754B2 (ja) 通信装置
JP2000151732A (ja) キャリア位相推定装置とキャリア位相推定装置を用いた復調器
US9356651B2 (en) Method for self-adaptively demodulating quasi-orthogonal signals, demodulation unit and radio signal receiver
JPH0832486A (ja) スペクトラム拡散変復調装置
JP4847373B2 (ja) フレーム同期検出方法
JP2005286868A (ja) 受信方法および装置

Legal Events

Date Code Title Description
AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AE AG AL AM AT AU AZ BA BB BG BR BW BY BZ CA CH CN CO CR CU CZ DE DK DM DZ EC EE EG ES FI GB GD GE GH GM HR HU ID IL IN IS KE KG KP KR KZ LC LK LR LS LT LU LV MA MD MG MK MN MW MX MZ NA NI NO NZ OM PG PH PL PT RO RU SC SD SE SG SK SL SY TJ TM TN TR TT TZ UA UG US UZ VC VN YU ZA ZM ZW

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): BW GH GM KE LS MW MZ NA SD SL SZ TZ UG ZM ZW AM AZ BY KG KZ MD RU TJ TM AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IS IT LU MC NL PL PT RO SE SI SK TR BF BJ CF CG CI CM GA GN GQ GW ML MR NE SN TD TG

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 11204172

Country of ref document: US

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 20048142011

Country of ref document: CN

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 11204172

Country of ref document: US

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWW Wipo information: withdrawn in national office

Country of ref document: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase