JP2005318530A - タイミング調節方法ならびにそれを利用したデジタルフィルタおよび受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 デジタルフィルタの処理精度を高めつつも、回路規模を増加させない。
【解決手段】 遅延部３４０は、入力したデジタル受信信号２００を順次遅延するための複数のタップである。シフト部３４２は、遅延部３４０で遅延した複数のデジタル受信信号２００と後述の乗算部３４６の組み合わせを変更する。係数保持部３４４は、遅延部３４０で遅延した複数のデジタル受信信号２００にそれぞれ乗算すべき複数の係数を管理する。選択部３５２は、制御部３５０からの指示にもとづいて、係数保持部３４４に保持された係数のうちのいずれかを選択する。乗算部３４６は、遅延部３４０で遅延された複数のデジタル受信信号２００と、選択部３５２で選択された係数をそれぞれ乗算する。加算部３４８は、乗算部３４６で乗算した結果を加算して、その結果をフィルタ出力信号２１４として出力する。
【選択図】 図５

Description

本発明は、タイミング調節技術に関し、特に入力した信号のタイミングを調節して出力するタイミング調節方法ならびにそれを利用したデジタルフィルタおよび受信装置に関する。

２．４ＧＨｚ帯の無線周波数を使用したスペクトル拡散通信システムとして、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ規格の無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）が実用化されている。当該無線ＬＡＮは、ＣＣＫ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ Ｃｏｄｅ Ｋｅｙｉｎｇ）変調によって、１１Ｍｂｐｓの最大伝送速度を実現する。このようなＣＣＫ変調に対応した受信装置は、一般的に、送信された信号の波形のパターンを予め複数用意しており、受信した信号の波形に最も近い波形に対応した信号の組み合わせを復調結果としている（例えば、特許文献１参照。）。このようなＩＥＥＥ８０２．１１ｂ規格の無線ＬＡＮで使用されているスペクトル拡散方式は、直接拡散方式といわれる。

直接拡散方式は、送信側において、送信すべき情報の信号よりも高い周波数を有した拡散符号によって送信情報の信号を直接拡散し、受信側において、受信した信号を送信側と同一の拡散符号で逆拡散して、送信すべき情報を抽出する。このような直接拡散方式の受信装置には、受信した信号を復調するための復調回路の他に、通常、受信した信号のタイミングを送信信号のタイミングに同期させる同期回路が備けられる。同期回路は、信号の遅延量を調節することによって、信号のタイミングを調節できるが、例えば、このような信号の遅延量の調節はＦＩＲ型のデジタルフィルタで実現可能である。ＦＩＲ型のデジタルフィルタは、複数のタップを直列に接続しており、それぞれのタップから出力された信号に係数を乗算する（例えば、特許文献２参照。）。
特開２００３−１６８９９９号公報 特開２０００−４０９４２号公報

ＦＩＲ型のデジタルフィルタにおいて、受信した信号と送信信号間のタイミング同期を高精度に実行するために、ＦＩＲ型のデジタルフィルタは、一般的に送信信号の中のひとつの信号の間隔よりもさらに短い間隔で入力した信号を処理する。すなわち、受信した信号を高速なタイミングでオーバーサンプリングし、オーバーサンプリングした信号に対してタイミング調節を実行するか、あるいは、入力した信号をアップコンバートしてオーバーサンプリングした信号を生成しつつ、生成した信号に対してタイミング調節を実行する。これらの処理は、ＦＩＲ型のデジタルフィルタのタップ数を増加せしめ、さらにタップ数の増加は係数との乗算に使用すべき乗算器の数の増加につながり、回路規模の増加をもたらす。しかしながら、無線ＬＡＮの端末装置のような小型化が要求される装置では、回路規模は小さい方が望ましい。

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、高速なサンプリングレートでのタイミングの調節を可能にしつつ、回路規模の増加を抑えたタイミング調節方法ならびにそれを利用したデジタルフィルタおよび受信装置を提供することにある。

本発明のある態様は、デジタルフィルタである。このデジタルフィルタは、所定のタイミングでサンプリングされたデータを入力する入力部と、入力したデータを複数のタップによって順次遅延する遅延部と、複数のタップで順次遅延した複数のデータにそれぞれ乗算すべき複数の係数を管理する管理部と、複数のタップで順次遅延した複数のデータと複数の係数をそれぞれ乗算する乗算部と、乗算部で乗算したデータを加算する加算部とを備える。このデジタルフィルタによれば、管理部は、複数の係数のそれぞれに対して、サンプリングの複数種類のタイミングに対応した複数の係数の候補を予め保持しており、保持した複数の係数の候補の選択を切り替えることによって、加算部で加算したデータに対応したサンプリングのタイミングを切り替えてもよい。

以上の装置により、加算したデータのサンプリングのタイミングの調節は、入力したデータのサンプリングレートを高速にしてから実行されるのではなく、入力したデータに乗算されるべき係数を複数種類保持しておきながら必要なタイミングに応じてそれらのうちのひとつを選択することによって実行されるため、タイミングの調節の精度を詳細にしつつも、タップ数の増加をもたらさずに回路規模の増加を抑制できる。

加算部で加算したデータのサンプリングレートは、入力部に入力したデータのサンプリングレートと同等になるように規定されており、管理部は、保持した複数の係数の候補として、所定のタイミングに対応した値と、所定のタイミングをタップの間隔にもとづいてシフトしたタイミングに対応した値をそれぞれ保持してもよい。乗算部で乗算すべき複数のデータと複数の係数の組み合わせを切り替えるシフト部をさらに備えてもよい。加算部で加算したデータに要求されるサンプリングのタイミングを受け付ける受付部と、受け付けたタイミングに応じて、シフト部に組み合わせの切り替えを指示し、かつ管理部に選択の切り替えを指示する制御部をさらに備えてもよい。制御部は、シフト部での組み合わせの切り替えが必要であるにもかかわらず、シフト部での組み合わせの切り替えが不可能である場合に、管理部に選択の切り替えを実行させることによって、加算部から後段に備えられた処理装置での処理に不要な加算したデータを出力させ、加算部から不要な加算したデータが出力された場合に、処理装置にその旨を通知する通知部をさらに備えてもよい。制御部は、シフト部での組み合わせの切り替えが必要であるにもかかわらず、シフト部での組み合わせの切り替えが不可能である場合に、管理部に選択の切り替えを実行させることによって、加算部から後段に備えられた処理装置に対して出力すべきデータのうち、少なくともひとつをスキップし、加算部から出力すべきデータのうち、少なくともひとつをスキップした場合に、処理装置にその旨を通知する通知部をさらに備えてもよい。

「シフト部に組み合わせの切り替えを指示し、かつ管理部に選択の切り替えを指示する」とは、何らかの指示がシフト部と管理部に通知されていればよく、実質的にはそれらのうちのいずれかだけを指示してもよい。
「同等」は、まったく同一である場合を含むが、加算部で加算したデータを入力した後段の処理装置に影響を及ぼさない程度にずれている場合も含むものとする。

入力部に入力したデータは、複数のデータでひとつのグループを構成しており、制御部は、ひとつのグループの境界に相当したタイミングで、シフト部に組み合わせの切り替えを指示し、かつ管理部に選択の切り替えを指示してもよい。加算部で加算したデータのサンプリングレートは、入力部に入力したデータのサンプリングレートよりも高くなるように規定されており、管理部は、複数のタップで順次遅延した複数のデータが一定の値をそれぞれ維持している間に、加算部で加算したデータのサンプリングレートと入力部に入力したデータのサンプリングレートとの比に応じた複数の回数だけ、保持した複数の係数の候補の選択を切り替え、乗算部は、一定の値をそれぞれ維持した複数のデータに対して、複数の回数だけ乗算を実行し、加算部は、複数の回数だけ加算を実行してもよい。管理部は、加算部で加算したデータのサンプリングレートと入力部に入力したデータのサンプリングレートとの最大公倍数以上のサンプリングレートに対応した値の複数の係数の候補を保持してもよい。
「ひとつのグループ」は、入力した信号に対して規定されたひとつのグループであってもよいが、後段の処理装置が処理を実行する段階でのひとつのグループであってもよい。

本発明の別の態様は、受信装置である。この装置は、所定のタイミングにもとづいて、受信したデータに対してサンプリングしたデータを入力する入力部と、入力したデータを複数のタップによって順次遅延する遅延部と、複数のタップで順次遅延した複数のデータにそれぞれ乗算すべき複数の係数を管理する管理部と、複数のタップで順次遅延した複数のデータと複数の係数をそれぞれ乗算する乗算部と、乗算部で乗算したデータを加算する加算部と、加算したデータを復調する復調部とを備える。この装置によれば、管理部は、複数の係数のそれぞれに対して、サンプリングの複数種類のタイミングに対応した複数の係数の候補を予め保持しており、保持した複数の係数の候補の選択を切り替えることによって、加算部で加算したデータに対応したサンプリングのタイミングを切り替えてもよい。

本発明のさらに別の態様は、タイミング調節方法である。この方法は、所定のタイミングでサンプリングされたデータを複数のタップで順次遅延することによって得られた複数のデータと複数の係数をそれぞれ乗算し、乗算したデータを加算する場合に、複数の係数のそれぞれに対して、サンプリングの複数種類のタイミングに対応した複数の係数の候補を予め保持しており、保持した複数の係数の候補の選択を切り替えることによって、加算したデータに対応したサンプリングのタイミングを切り替えることを特徴とするタイミング調節方法。

なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法、装置、システム、記録媒体、コンピュータプログラムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、簡高速なサンプリングレートでのタイミングの調節を可能にしつつ、回路規模の増加を抑えることができる。

本発明を具体的に説明する前に、概要を述べる。本発明の実施例は、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ規格の無線ＬＡＮの無線装置、特に受信装置に関する。受信装置は、受信した信号であるＣＣＫ変調の信号をＦＷＴ（Ｆａｓｔ Ｗａｌｓｈ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算する。さらに受信装置は、ＦＷＴ演算して得られた複数の相関値の中から大きさが最大の相関値を選択し、当該選択した相関値に対応した位相信号の組合せをＣＣＫ変調に含まれた位相信号として再生する。ここで、ＣＣＫ変調の信号は差動符号化した信号にもとづいて生成されているため、通常は、受信装置において絶対的な位相の補正を必要としなかった。

本実施例に係る受信装置は、受信したＣＣＫ変調の信号に対してＦＷＴ演算の前に絶対的な位相を補正し、さらにＦＷＴ演算によって生成された相関値に、相関値が同相成分の軸と直交成分の軸から離れるほど値が大きくなるような近似を行う。その結果、最終的に選択されるべき相関値は、近似した値の大きさが大きくなるような位相に配置される。そのため、当該相関値が複数の相関値の中から、選択される可能性が向上して、信号の受信特性が向上する。また、本実施例に係る受信装置は、送信装置と受信装置との間のタイミング誤差を補正するための補間フィルタを備える。すなわち、所定の方法にもとづいて送信装置と受信装置との間のタイミング誤差を検出し、検出したタイミング誤差を補間フィルタによって補正する。補正すべきタイミング誤差の精度を高くするためには、通常、受信した信号のサンプリングレートよりも高いサンプリングレートの信号に変換し、高いサンプリングレートにおいてタイミング誤差を補正する。しかしながら、高いサンプリングレートでの処理のために補間フィルタでのタップ数が増大し、回路規模も増大する。

そのため、本実施例に係る補間フィルタは、受信した信号のサンプリングレートを高いサンプリングレートに変換せずに処理を行う。その一方で、補正すべきタイミングの精度を高くするために、複数種類のタップ係数を予め保持しており、検出されたタイミング誤差にもとづいて複数種類のタップ係数のうちのひとつの種類を選択して使用する。具体的に説明すれば、複数のタップにそれぞれ対応した複数のタップ係数は、全体としてひとつのタイミングに対応している。さらに、複数のタイミングの種類、例えば所定のタイミングを基準にして１／４サンプリングだけシフトしたタイミング、１／２サンプリングだけシフトしたタイミング等に応じた複数のタップ係数の組み合わせを保持している。

検出されたタイミング誤差が「０」であれば、補間フィルタは所定のタイミングに対応した複数のタップ係数を使用し、検出されたタイミング誤差が「１／４」であれば、補間フィルタは所定のタイミングから１／４だけシフトしたタイミングに対応した複数のタップ係数を使用する。補間フィルタで処理すべき信号のサンプリングレートを高速にせずに、タップ係数を複数種類保持するだけなので、タップ数の増加をもたらさず、回路規模の増加を抑制できる。なお、複数のタップ係数に対応したタイミングの種類を多くすることによって、補正すべきタイミングの精度を高くできる。

本実施例の前提として、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ規格におけるＣＣＫ変調の概略を説明する。ＣＣＫ変調は、８ビットをひとつの単位（以下、この単位を「ＣＣＫ変調単位」とする）とし、この８ビットを上位からｄ１、ｄ２、・・・ｄ８と名づける。ＣＣＫ単位のうち、下位６ビットは、［ｄ３，ｄ４］、［ｄ５，ｄ６］、［ｄ７，ｄ８］単位でそれぞれＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）の信号点配置にマッピングされる。また、マッピングした位相をそれぞれ（φ２、φ３、φ４）とする。さらに、位相φ２、φ３、φ４から８種類の拡散符号Ｐ１からＰ８を以下の通り生成する。

一方、ＣＣＫ変調単位のうち、上位２ビットの［ｄ１，ｄ２］は、ＤＱＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｎｔｉａｌ ｅｎｃｏｄｉｎｇ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）の信号点配置にマッピングされ、ここではマッピングした位相をφ１とする。なお、φ１が被拡散信号に相当する。さらに、被拡散信号φ１と拡散符号Ｐ１からＰ８より、以下の通り８通りのチップ信号Ｘ０からＸ７を生成する。

送信装置は、チップ信号Ｘ０からＸ７の順に送信する（以下、チップ信号Ｘ０からＸ７によって構成される時系列の単位も「ＣＣＫ変調単位」という）。なお、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ規格ではＣＣＫ変調の他に、ＤＢＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｎｔｉａｌ ｅｎｃｏｄｉｎｇ Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）やＤＱＰＳＫの位相変調した信号が既知の拡散符号によって拡散されて送信される。

図１は、実施例に係る通信システムのバーストフォーマットを示す。このバーストフォーマットは、ＩＥＥＥ８０２.１１ｂ規格のＳｈｏｒｔＰＬＣＰに相当する。バースト信号は、図示のごとくプリアンブル、ヘッダ、データの領域を含む。さらに、プリアンブルは、ＤＢＰＳＫの変調方式によって伝送速度１Ｍｂｐｓで通信され、ヘッダは、ＤＱＰＳＫの変調方式によって伝送速度２Ｍｂｐｓで通信され、データは、ＣＣＫの変調方式によって伝送速度１１Ｍｂｐｓで通信される。また、プリアンブルは、５６ビットのＳＹＮＣ、１６ビットのＳＦＤを含み、ヘッダは、８ビットのＳＩＧＮＡＬ、８ビットのＳＥＲＶＩＣＥ、１６ビットのＬＥＮＧＴＨ、１６ビットのＣＲＣを含む。一方、データに対応したＰＳＤＵの長さは可変である。

図２は、実施例に係る無線装置１００の構成を示す。無線装置１００は、アンテナ３００、スイッチ部３０２、直交変調部３０４、直交検波部３０６、発振器３０８、ゲインアンプ３１０、ベースバンド処理部３１２、制御部３３４を含む。また、ベースバンド処理部３１２は、ＤＡ部３１４、送信フィルタ部３１６、変調部３１８、スクランブル部３２０、バースト組立部３２２、ＡＤ部３２４、ＡＧＣ部３２６、復調部２６、デスクランブル部３２８、バースト分解部３３０、ＭＡＣインターフェース部３３２を含む。また、信号としてデジタル受信信号２００、出力信号２０２を含む。

アンテナ３００は、無線周波数の信号を送受信する。スイッチ部３０２は、直交変調部３０４から入力した信号をアンテナ３００へ出力、あるいはアンテナ３００から入力した信号を直交検波部３０６へ出力する。なお、直交変調部３０４から入力した信号と直交検波部３０６へ出力する信号は中間周波数であるので、スイッチ部３０２は、直交変調部３０４から入力した信号を無線周波数に変換してアンテナ３００へ出力し、アンテナ３００から入力した信号を中間周波数に変換して直交検波部３０６へ出力する。発振器３０８は、所定の周波数の信号、ここでは正弦波を発振する。直交検波部３０６は、発振器３０８から入力した所定の周波数の信号にもとづいて、スイッチ部３０２から入力した信号を直交検波する。一般的に直交検波したベースバンドの信号は同相成分と直交成分を有するので、２本の信号線が示されるべきであるが、ここでは図を簡潔に表示するため、これらの信号線を１本で示した。以下同様である。

ゲインアンプ３１０は、ＡＧＣ部３２６で設定された利得にもとづいて直交検波部３０６で直交検波した信号を増幅する。ＡＧＣ部３２６は、ゲインアンプ３１０で増幅された信号の振幅がＡＤ部３２４のダイナミックレンジに入るように利得を制御する。ＡＤ部３２４は、ゲインアンプ３１０で増幅された信号をＡＤ変換し、デジタル信号であるデジタル受信信号２００を出力する。ここでは、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂ規格の無線ＬＡＮを対象にしているので、図１に記載のごとく送信された信号の伝送速度は最大１１Ｍｂｐｓである。ＡＤ部３２４は、ひとつの信号を伝送速度の２倍のサンプリングレートでオーバーサンプリングしているものとするため、デジタル受信信号２００のサンプリングレートは２２ＭＨｚである。復調部２６は、デジタル受信信号２００を復調して出力信号２０２を出力する。ここで、デジタル受信信号２００は、スペクトル拡散された信号であり、デジタル受信信号２００は送信されたビット系列の情報である。デスクランブル部３２８は、デジタル受信信号２００をデスクランブルする。バースト分解部３３０は、バースト信号を構成した信号を分解して、ＭＡＣインターフェース部３３２に出力する。また、ＭＡＣインターフェース部３３２は送信すべきビット系列を外部から入力する。

バースト組立部３２２は、入力したビット系列からバースト信号を構成する。スクランブル部３２０は、バースト信号をスクランブルする。変調部３１８は、スクランブル部３２０から入力した信号を変調して送信フィルタ部３１６に出力する。ここで、変調にはスペクトル拡散も含む。送信フィルタ部３１６は、変調した信号の高周波成分を遮断し、ＤＡ部３１４が送信フィルタ部３１６から入力した信号をＤＡ変換する。直交変調部３０４は、ＤＡ部３１４から入力した信号を直交変調して、中間周波数の信号をスイッチ部３０２に出力する。制御部２８は、無線装置１００のタイミング等を制御する。

この構成は、ハードウエア的には、任意のコンピュータのＣＰＵ、メモリ、その他のＬＳＩで実現でき、ソフトウエア的にはメモリのロードされた予約管理機能のあるプログラムなどによって実現されるが、ここではそれらの連携によって実現される機能ブロックを描いている。したがって、これらの機能ブロックがハードウエアのみ、ソフトウエアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは、当業者には理解されるところである。

図３は、復調部２６の構成を示す。復調部２６は、補間フィルタ３３６、第１位相回転部１３０、等化器４２、相関器４４、ＰＳＫ復調部４６、第１誤差検出部４８、第２位相回転部１３２、ＦＷＴ演算部５０、最大値検索部５２、φ１復調部５４、第２誤差検出部５６、スイッチ部６０を含む。また、信号として、復調信号２０４、位相誤差信号２０６、フィルタ出力信号２１４、タイミング制御信号２１６、位相補正信号２２０、回転信号２１８、φ１信号２０８、φ成分信号２１０、ウォルシュ変換値ＦＷＴを含む。

補間フィルタ３３６は、第２誤差検出部５６から入力したタイミング制御信号２１６にもとづいて、デジタル受信信号２００のタイミング誤差を補正し、補正した信号をフィルタ出力信号２１４として出力する。ここで、補間フィルタ３３６の構成は後述する。なお、デジタル受信信号２００は、図１のバーストフォーマットにおけるデータの区間において、図示しない送信側で複数の位相信号からそれぞれ生成されたＣＣＫ変調の信号であり、これは複数チップの信号のＣＣＫ変調単位がひとつのシンボルに対応している。

第１位相回転部１３０は、後述の第１誤差検出部４８から入力した位相誤差信号２０６によって、フィルタ出力信号２１４の位相を回転する。当該回転の結果、ＣＣＫ変調の変調によらない位相回転が抑えられる。なお、第１位相回転部１３０での回転は、複素成分のベクトル演算によってなされてもよいし、位相成分のみの加減演算によってなされてもよい。

等化器４２は、第１位相回転部１３０から出力された信号に含まれたマルチパス伝送路の影響を除去する。等化器４２は、トランスバーサル型のフィルタによって構成される。なお、トランスバーサル型のフィルタにＤＦＥ（Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｆｅｅｄｂａｃｋ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）が付加された構成であってもよく、また、等化器４２のタップ係数が設定されるまでは、等化器４２は、入力された信号をそのまま出力してもよい。

相関器４４は、図１のバーストフォーマットのプリアンブルとヘッダのような所定の拡散符号で拡散された位相変調信号を逆拡散するために、等化器４２から出力された信号を当該拡散符号で相関処理する。相関処理は、スライディング型の相関処理であってもよいし、マッチドフィルタ型の相関処理であってもよい。

ＰＳＫ復調部４６は、相関器４４で逆拡散した逆拡散信号を復調する。逆拡散信号の変調方式がＤＢＰＳＫあるいはＤＱＰＳＫであるので、復調は遅延検波で実行される。第１誤差検出部４８は、復調信号２０４にもとづいて位相誤差を検出する。詳細は後述するが、検出した位相誤差は、位相誤差信号２０６として出力される。

第２位相回転部１３２は、信号の位相を回転できる機能を有し、第２誤差検出部５６で検出された位相の誤差である位相補正信号２２０にもとづいて回転量を調節し、当該回転量によって等化器４２で等化された信号を回転させる。当該回転の結果、回転された信号はＣＣＫ変調された信号が配置された位相のいずれかに近づくように配置される。なお、同様の処理が第１位相回転部１３０でもなされているが、第２位相回転部１３２は、第１位相回転部１３０の処理の結果生じた位相誤差の残留成分を補正する。また、第２位相回転部１３２は、回転した信号を回転信号２１８として出力する。

第２誤差検出部５６は、第２位相回転部１３２からの回転信号２１８にもとづいて、位相誤差およびタイミング誤差を検出する。検出の方法は後述するが、第２誤差検出部５６は、検出した位相誤差およびタイミング誤差を位相補正信号２２０およびタイミング制御信号２１６としてそれぞれ出力する。

ＦＷＴ演算部５０は、図１のバーストフォーマットのデータ区間のようにＣＣＫ変調された信号に対応した値であって、第２位相回転部１３２からの回転信号２１８をＦＷＴ演算し、ウォルシュ変換値ＦＷＴを出力する。ここで、前述のごとく、回転信号２１８は、位相の誤差とタイミングの誤差をそれぞれ補正した信号である。ＦＷＴ演算部５０の処理をより具体的に説明すると、ＣＣＫ変調単位のチップ信号を入力して、チップ信号間の相関処理によって、６４個のウォルシュ変換値ＦＷＴ、すなわち相関値を出力する。

最大値検索部５２は、６４個のウォルシュ変換値ＦＷＴを入力し、それらの大きさにもとづいて、ひとつのウォルシュ変換値ＦＷＴを選択する。さらに、選択したひとつのウォルシュ変換値ＦＷＴに応じて、φ１の遅延検波される前の信号に相当したφ１信号２０８と、φ２からφ４の組合せをφ成分信号２１０として出力する。φ１復調部５４は、φ１信号２０８を遅延検波して、φ１を生成する。さらに、φ１からφ４の組合せから、伝送すべき情報信号のｄ１、ｄ２、・・・ｄ８を再生して出力する。すなわち、ＦＷＴ演算部５０、最大値検索部５２、φ１復調部５４は、補間フィルタ３３６、第１位相回転部１３０、第２位相回転部１３２、第２誤差検出部５６によって位相の誤差とタイミングの誤差がそれぞれ補正された信号を復調する。

スイッチ部６０は、ＰＳＫ復調部４６から出力された信号とφ１復調部５４から出力された信号のいずれかを選択し、出力信号２０２として出力する。図１のバーストフォーマットのプリアンブルとヘッダの区間では、ＰＳＫ復調部４６から出力された信号を選択し、バーストフォーマットのデータ領域の区間では、φ１復調部５４から出力された信号を選択し、選択した信号の反転信号を出力する。

図４は、第１誤差検出部４８の構成を示す。第１誤差検出部４８は、記憶部７４、判定部７０、複素共役部７２、スイッチ部７６、乗算部７８を含む。
記憶部７４は、図１のバーストフォーマットのプリアンブル領域に対応した既知の信号を記憶し、プリアンブル領域に該当するタイミングで記憶した既知の信号を出力する。
判定部７０は、図１のバーストフォーマットのヘッダの区間において、予め定めた判定のしきい値にもとづいて、復調信号２０４の値を判定する。当該判定は、復調信号２０４の同相成分と直交成分に対してそれぞれ行う。なお、図１のバーストフォーマットのデータ領域の区間では、ヘッダの区間で導出した位相誤差信号２０６を引き続き出力してもよい。

複素共役部７２は、判定部７０で判定した信号の複素共役を計算する。
スイッチ部７６は、プリアンブルの区間で記憶部７４からの信号を参照信号として出力し、ヘッダの区間で複素共役部７２からの信号を参照信号として出力する。
乗算部７８は、スイッチ部７６から出力される参照信号と、復調信号２０４を乗算し、参照信号に対する復調信号２０４の誤差を位相誤差信号２０６として出力する。

図５は、補間フィルタ３３６の構成を示す。補間フィルタ３３６は、遅延部３４０と総称される第１遅延部３４０ａ、第２遅延部３４０ｂ、第Ｎ遅延部３４０ｎ、シフト部３４２、係数保持部３４４と総称される第１−１係数保持部３４４ａａ、第１−２係数保持部３４４ａｂ、第１−Ｍ係数保持部３４４ａｍ、第２−１係数保持部３４４ｂａ、第２−２係数保持部３４４ｂｂ、第２−Ｍ係数保持部３４４ｂｍ、第３−１係数保持部３４４ｃａ、第３−２係数保持部３４４ｃｂ、第３−Ｍ係数保持部３４４ｃｍ、第４−１係数保持部３４４ｄａ、第４−２係数保持部３４４ｄｂ、第４−Ｍ係数保持部３４４ｄｍ、乗算部３４６と総称される第１乗算部３４６ａ、第２乗算部３４６ｂ、第Ｍ乗算部３４６ｍ、加算部３４８、制御部３５０、選択部３５２と総称される第１選択部３５２ａ、第２選択部３５２ｂ、第Ｍ選択部３５２ｍを含む。

デジタル受信信号２００は、前述のごとく図示しないＡＤ部３２４において、所定のタイミングでサンプリングされたデータである。遅延部３４０は、入力したデジタル受信信号２００を順次遅延するための複数のタップである。ここでひとつの遅延部３４０は、デジタル受信信号２００をサンプリングレートに応じた期間、すなわちサンプリングレート２２ＭＨｚの逆数だけ遅延する。

シフト部３４２は、遅延部３４０で遅延した複数のデジタル受信信号２００と後述の乗算部３４６の組み合わせを変更する。これは、後述の制御部３５０からの指示に基づいて、例えば、第１遅延部３４０ａから出力されたデジタル受信信号２００の接続先を第１乗算部３４６ａ、第２乗算部３４６ｂなどの複数の乗算部３４６の中のいずれかに組み合わせる。その結果、例えば、前第１遅延部３４０ａから出力されたデジタル受信信号２００が第１乗算部３４６ａに接続された場合、前第２遅延部３４０ｂから出力されたデジタル受信信号２００が第２乗算部３４６ｂに接続されるように、順次接続される。なお、遅延部３４０の数をＮ個、後述の乗算部３４６の数をＭ個として記載したが、ＮやＭは所定の数字を一般化したものであり、ＭがＮよりも大きい値であってもかまわなく、ここでＭはＮよりも大きい値であるとする。また、シフト部３４２が、遅延部３４０で遅延した複数のデジタル受信信号２００に対する乗算部３４６を変更することによって、それぞれのデジタル受信信号２００に乗算される係数が変更される。

係数保持部３４４は、遅延部３４０で遅延した複数のデジタル受信信号２００にそれぞれ乗算すべき複数の係数を管理する。なお、ここでの係数のうちの一部が選択されて遅延部３４０で遅延した複数のデジタル受信信号２００にそれぞれ乗算されるので、係数保持部３４４が記憶した係数は、係数の候補ともいえる。以下では、係数の候補と係数を区別せずに使用するものとする。ここで、係数保持部３４４は、サンプリングの複数種類のタイミングに対応した複数の係数を予め保持しており、サンプリングの複数種類のタイミングとは、所定のタイミング、所定のタイミングをタップの間隔にもとづいてシフトしたタイミングである。具体的には、第１−１係数保持部３４４ａａ、第１−２係数保持部３４４ａｂ、第１−Ｍ係数保持部３４４ａｍにそれぞれ記憶された複数の係数（以下、これらの係数をまとめて「０／８チップシフト系列」といい、「０／８チップシフト系列」のなかのそれぞれを「第１係数」、「第２係数」、「第Ｍ係数」という）は、タイミングシフト量ゼロの基準となるタイミングに対応した係数である。

第２−１係数保持部３４４ｂａ、第２−２係数保持部３４４ｂｂ、第２−Ｍ係数保持部３４４ｂｍにそれぞれ記憶された複数の係数（以下、これらの係数をまとめて「１／８チップシフト系列」といい、「１／８チップシフト系列」のなかのそれぞれを「第１係数」、「第２係数」、「第Ｍ係数」という）は、タイミングシフト量が１／８チップのタイミングに対応した係数である。第３−１係数保持部３４４ｃａ、第３−２係数保持部３４４ｃｂ、第３−Ｍ係数保持部３４４ｃｍにそれぞれ記憶された複数の係数（以下、これらの係数をまとめて「２／８チップシフト系列」といい、「２／８チップシフト系列」のなかのそれぞれを「第１係数」、「第２係数」、「第Ｍ係数」という）は、タイミングシフト量が２／８チップのタイミングに対応した係数である。第４−１係数保持部３４４ｄａ、第４−２係数保持部３４４ｄｂ、第４−Ｍ係数保持部３４４ｄｍにそれぞれ記憶された複数の係数（以下、これらの係数をまとめて「３／８チップシフト系列」といい、「３／８チップシフト系列」のなかのそれぞれを「第１係数」、「第２係数」、「第Ｍ係数」という）は、タイミングシフト量が３／８チップのタイミングに対応した係数である。

選択部３５２は、制御部３５０からの指示にもとづいて、係数保持部３４４に保持された係数のうちのいずれか、すなわち「０／８チップシフト系列」、「１／８チップシフト系列」、「２／８チップシフト系列」、「３／８チップシフト系列」のいずれかを選択して、乗算部３４６に出力する。係数保持部３４４に保持された係数を切り替えることによって、最終的に出力されるフィルタ出力信号２１４に対応したサンプリングのタイミングが切り替わるが、詳細は後述する。

乗算部３４６は、遅延部３４０で遅延された複数のデジタル受信信号２００と、選択部３５２で選択された係数をそれぞれ乗算する。なお、乗算部３４６での乗算の対象になるデジタル受信信号２００と係数は、それぞれ同相成分と直交成分を有した複数素数であるので、乗算部３４６の乗算は複素乗算で実行される。加算部３４８は、乗算部３４６で乗算した結果を加算して、その結果をフィルタ出力信号２１４として出力する。フィルタ出力信号２１４のサンプリングレートは、デジタル受信信号２００サンプリングレートと同等になるように規定されている。

制御部３５０は、フィルタ出力信号２１４に要求されるサンプリングのタイミングに関する指示をタイミング制御信号２１６として受け付ける。タイミング制御信号２１６に含まれたタイミングに関する信号とは、例えば、「タイミングを１／８チップ進行させる」といったものである。さらに、受け付けた指示にもとづいて、シフト部３４２での組み合わせの切替を指示し、選択部３５２に係数保持部３４４に保持された係数の切り替えを指示する。なお、要求されるサンプリングのタイミングにもとづいて、シフト部３４２あるいは選択部３５２のいずれか一方のみを指示してもよい。

図６（ａ）−（ｂ）は、第２誤差検出部５６におけるタイミング誤算の検出原理を示す。図６（ａ）は、タイミング誤差がゼロの場合、すなわち図示しない通信対象の無線装置と無線装置１００のタイミングがほぼ同期している場合に、回転信号２１８を構成したサンプリングされたデータのうちで、ひとつのタイミングの波形を示す。図示のごとく、ナイキスト条件を満たしているので、隣接したチップのタイミング「＋１」と「―１」での大きさはゼロになり、チップ間隔の中央のタイミング「＋１／２」と「−１／２」での大きさが等しくなり、タイミング「０」で値が大きくなる。

図６（ｂ）は、タイミングの誤差が存在する場合、すなわち図示しない通信対象の無線装置と無線装置１００のタイミングが同期していない場合に、回転信号２１８を構成したサンプリングされたデータのうちで、ひとつのタイミングの波形を示す。図示のごとく、隣接したチップのタイミング「＋１」と「―１」での大きさがゼロにならず、チップ間隔の中央のタイミング「＋１／２」と「−１／２」での大きさが等しくならず、タイミング「０」で値よりも値が大きくなるタイミングが存在する。第２誤差検出部５６は、例えば、タイミング「＋１／２」と「−１／２」での大きさの相違を検出することによって、回転信号２１８に対するサンプリングのタイミングの誤差を検出できる。なお、第２誤差検出部５６は、タイミングの誤差に加えて、位相の誤差を検出するために、図４に示した第１誤差検出部４８のような構成を備えていてもよい。

図７は、ＦＷＴ演算部５０の構成を示す図である。ＦＷＴ演算部５０は、φ２推定部８０と総称される第１φ２推定部８０ａ、第２φ２推定部８０ｂ、第３φ２推定部８０ｃ、第４φ２推定部８０ｄ、φ３推定部８２と総称される第１φ３推定部８２ａ、第２φ３推定部８２ｂ、φ４推定部８４を含む。また信号として、チップ信号Ｘと総称されるＸ０、Ｘ１、Ｘ２、Ｘ３、Ｘ４、Ｘ５、Ｘ６、Ｘ７、第１相関値Ｙと総称されるＹ０−０、Ｙ０−１、Ｙ０−２、Ｙ０−３、Ｙ１−０、Ｙ１−１、Ｙ１−２、Ｙ１−３、Ｙ２−０、Ｙ２−１、Ｙ２−２、Ｙ２−３、Ｙ３−０、Ｙ３−１、Ｙ３−２、Ｙ３−３、第２相関値Ｚと総称されるＺ０、Ｚ１、Ｚ１５、Ｚ１６、Ｚ１７、Ｚ３１、ウォルシュ変換値ＦＷＴと総称されるＦＷＴ０、ＦＷＴ１、ＦＷＴ６３を含む。ここで、チップ信号Ｘは前述の回転信号２１８に相当し、ＣＣＫ変調単位の回転信号２１８をそれに含まれた要素に相当する。

φ２推定部８０は、それぞれふたつのチップ信号Ｘ、例えば、Ｘ０とＸ１を入力し、Ｘ０の位相を０、π／２、π、３π／２回転させて、Ｘ１と回転させたＸ０をそれぞれ加算して、Ｙ０−０からＹ０−３をそれぞれ出力する。ここでは、Ｘ０を回転させた位相とφ２の位相が等しい場合に、該当する第１相関値Ｙの大きさが大きくなる。その結果、φ２を推定できる。

φ３推定部８２は、φ２推定部８０と同様に動作し、例えば、Ｙ０−０からＹ０−３とＹ１−０からＹ１−３を入力して、Ｚ０からＺ１５をそれぞれ出力し、第２相関値Ｚの大きさよりφ３を推定できる。φ４推定部８４は、φ２推定部８０と同様に動作し、Ｚ０からＺ３１を入力して、ＦＷＴ０からＦＷＴ６３を出力し、ウォルシュ変換値ＦＷＴの大きさよりφ４、さらにφ１を推定できる。

図８は、第１φ２推定部８０ａの構成を示す。第１φ２推定部８０ａは、０位相回転部８６、π／２位相回転部８８、π位相回転部９０、３／２π位相回転部９２、加算部９４と総称される第１加算部９４ａ、第２加算部９４ｂ、第３加算部９４ｃ、第４加算部９４ｄを含む。
０位相回転部８６、π／２位相回転部８８、π位相回転部９０、３／２π位相回転部９２は、Ｘ０の位相をそれぞれ０、π／２、π、３π／２回転させる。それらの出力は、加算部９４でＸ１と加算される。

図９は、最大値検索部５２の構成を示す。最大値検索部５２は、選択部１１０、近似部１１２、比較部１１４と総称される第１比較部１１４ａ、第２比較部１１４ｂ、第３比較部１１４ｃ、第４比較部１１４ｄ、第５比較部１１４ｅ、第６比較部１１４ｆ、第７比較部１１４ｇ、最大値比較部１１６、最大値格納部１１８、最大値Ｉｎｄｅｘ格納部１２０を含む。
選択部１１０は、ＦＷＴ０からＦＷＴ６３の６４個のデータを入力し、８個ずつのデータを出力する。例えば、最初のタイミングでＦＷＴ０からＦＷＴ７を出力し、次のタイミングでＦＷＴ８からＦＷＴ１５を出力する。

近似部１１２は、ウォルシュ変換値ＦＷＴの大きさを近似によって求める。ここでは、ウォルシュ変換値ＦＷＴの同相成分と直交成分をそれぞれＩとＱとすれば、絶対値和によって大きさＲを求める。
（数３）
Ｒ ＝ ｜Ｉ｜＋｜Ｑ｜
比較部１１４は、８個のＲを比較し、最大の大きさをもつウォルシュ変換値ＦＷＴを選択する。

最大値比較部１１６は、ＦＷＴ０からＦＷＴ６３の中で、前回の８個のウォルシュ変換値ＦＷＴの最大値と比較し、大きいほうを選択する。最終的には、ＦＷＴ０からＦＷＴ６３の中で最大の大きさをもつウォルシュ変換値ＦＷＴを選択する。選択されたウォルシュ変換値ＦＷＴは最大値格納部１１８に格納される。
最大値Ｉｎｄｅｘ格納部１２０は、最大値格納部１１８に最終的に格納された最大のウォルシュ変換値ＦＷＴに対応したφ２からφ４の組合せを出力する。

図１０は、最大値検索部５２で選択されるべきウォルシュ変換した信号のコンスタレーションを示す。図中のＩ軸とＱ軸は、それぞれ同相成分の軸と直交成分の軸を示し、図中の○印は、位相誤差のない場合の理想的なウォルシュ変換値ＦＷＴのコンスタレーションを示す。点線は、ウォルシュ変換値ＦＷＴの大きさを通常の２乗和で求めた場合と同様に一定の大きさを示す。一方、図中に示した正方形は、点線に対応したウォルシュ変換値ＦＷＴを前述の絶対値和で求めた場合の大きさである。なお、図中のＩ軸とＱ軸に示した「１」と「−１」の値は、ウォルシュ変換値ＦＷＴを正規化した場合の値であって、実際のウォルシュ変換値ＦＷＴはこれ以外の値であってもよい。

正方形と点線のずれが、近似による誤差を示し、特にπ／４、３π／４、５π／４、７π／４で大きくなっている。しかしながら、図示のごとく、ウォルシュ変換値ＦＷＴのコンスタレーションが配置されるべき位相で近似した値が大きくなるため、当該ウォルシュ変換値ＦＷＴが選択されやすくなり、受信特性が向上する。一方、位相誤差およびタイミング誤差があれば、ウォルシュ変換値ＦＷＴのコンスタレーションは、図中の×印となるため、当該ウォルシュ変換値ＦＷＴが選択されにくくなり、受信特性の劣化の可能性がある。これを防止するために、本実施例では、補間フィルタ３３６、第１位相回転部１３０、第２位相回転部１３２、第２誤差検出部５６で位相の誤差とタイミングの誤差を補正している。

図１１（ａ）−（ｄ）は、補間フィルタ３３６の動作原理を示す。図１１（ａ）は、本実施例ではなく、通常の補間フィルタでなされている高速なサンプリングレートへのサンプリングレートの変換の処理を示している。すなわち、通常の補間フィルタの動作を説明することによって、本実施例の補間フィルタ３３６の動作原理を説明する。図中のタップ「Ｔ」は図５の遅延部３４０に相当するが、遅延部３４０での遅延時間は前述のごとくＡＤ部３２４でのサンプリングレートの逆数であるが、「Ｔ」での遅延時間はＡＤ部３２４のサンプリングレートを４倍にしたサンプリングレートの逆数である。ＡＤ部３２４でサンプリングされた信号は、図中のＸ（ｉ）、Ｘ（ｉ＋１）で示され、これらを４倍のサンプリングレートに変換するために挿入された信号は「０」で示されている。すなわち、大きさを有さない「０」を挿入してサンプリングレートが変更される。信号「０」にいかなる値を乗算しても乗算結果は「０」になるので、図に示したようにＸ（ｉ）、Ｘ（ｉ＋１）に対する乗算のみが有効になる。ここでは、Ｘ（ｉ）、Ｘ（ｉ＋１）に乗算すべき係数を図の左から順に「１」、「２」と示すので、Ｘ（ｉ）、Ｘ（ｉ＋１）に対して係数「１」と「５」が乗算される。乗算結果は加算された後に出力される。

図１１（ｂ）は、図１１（ａ）での係数の大きさを示す。前述のごとく図の左から順に係数を「１」、「２」と示し、それらに対する係数の大きさを示す。ここでは、係数「１」から係数「４」にかけて係数の大きさが大きくなり、係数「５」から係数「８」にかけて係数の大きさが小さくなる。図１１（ａ）に対応して係数「１」と係数「５」が乗算に使用されている。図１１（ｃ）は、図１１（ａ）と同様に、通常の補間フィルタでなされている高速なサンプリングレートへのサンプリングレートの変換の処理を示している。図の構成は図１１（ａ）と同一であるが、図のタップ「Ｔ」でのＸ（ｉ）、Ｘ（ｉ＋１）が図１１（ａ）よりも右にひとつシフトしている。そのため、Ｘ（ｉ）、Ｘ（ｉ＋１）に対応した係数「２」と「６」のみが有効な乗算を行っている。図１１（ｄ）は、図１１（ｃ）での係数の大きさを示す。係数「１」から係数「８」の大きさは図１１（ｂ）と同一であるが、図１１（ｃ）に対応して係数「２」と係数「６」が乗算に使用されている。

図１１（ａ）−（ｄ）によれば、入力した信号のサンプリングレートを４倍にする場合、図１１（ａ）と（ｃ）に示したような関係での乗算において、信号「０」に対する乗算は無視できるので、入力した信号のＸ（ｉ）、Ｘ（ｉ＋１）は同一で、それらに乗算すべき係数を変更しているだけである。すなわち、入力した信号のサンプリングレートを変更せずに、入力した信号に乗算すべき係数を要求されるタイミングに対応した係数に変更することによって、入力した信号のタイミングを変更するのが補間フィルタ３３６の動作原理である。

図１２は、係数保持部３４４に保持された係数を示す。ここでは、説明の容易化のために遅延部３４０の数を４とし、それぞれのタップ係数は６ビットで定義されているものとした。「０／８チップシフト系列」は、ナイキスト条件を満たすように規定されているので、第３係数のみが所定の値、ここでは６ビットでの最大値「３１」を有し、それ以外の係数の値は「０」になっている。一方、「１／８チップシフト系列」から「３／８チップシフト系列」は、「０／８チップシフト系列」からそれぞれ「１／８チップ」から「３／８チップ」シフトした値になっている。

図１３は、補間フィルタ３３６での補間動作を示す。図の左端に示した入力信号は補間フィルタ３３６に入力されるデジタル受信信号２００に相当し、図の上段から下段の方向が時間の経過に相当する。すなわち、入力信号として「Ｘ１」から「Ｘ７」までが入力される。なお、これらの間隔は、１／２チップである。タップ係数タイミングシフト量は、選択部３５２で選択される係数保持部３４４に保持された係数を示す。タイミングシフト量「３／８」チップとは「３／８チップシフト系列」に相当する。ここで、「０／８」チップではタイミングシフト量が０のため、それらが示したタイミングと入力信号は同一のタイミングに相当する。一方、「３／８」チップではタイミングシフト量が３／８チップであるので、それらが示したタイミングと入力信号は異なったタイミングに相当する。

乗算処理は、選択部３５２で選択されたタップ係数と、遅延部３４０で遅延されたデジタル受信信号２００との関係を示す。入力信号「Ｘ１」から「Ｘ４」間での間、シフト部３４２はデジタル受信信号２００とタップ係数の組み合わせを変更しないので、遅延部３４０に入力されたデジタル受信信号２００が順次左にひとつずつシフトしていく。入力信号「Ｘ５」のタイミングにおいて、タップ係数を「３／８チップシフト系列」から「０／８チップシフト系列」に「３／８チップ」遅らせ、シフト部３４２がデジタル受信信号２００とタップ係数の組み合わせを「１／２チップ」進行させるような組み合わせに変更する。そのため、図中の入力信号「Ｘ５」が入力されたタイミングにおける乗算処理での「Ｘ１」の配置が、入力信号「Ｘ４」が入力されたタイミングの場合から、左にふたつシフトしている。

出力信号は、補間フィルタ３３６から出力されるフィルタ出力信号２１４を示す。図では、実際の信号が出力されるタイミングを○印で示し、出力信号に対応したタイミングを●印で示す。出力信号「Ｙ１」から「Ｙ４」において、出力信号によって示されたタイミングは、出力信号のタイミングから３／８チップ遅れている。一方、出力信号「Ｙ５」と「Ｙ６」において、出力信号によって示されたタイミングは、出力信号のタイミングから１／２チップ遅れている。

図１４は、補間フィルタ３３６での補間動作を示す。シフト部３４２においてデジタル受信信号２００とタップ係数の組み合わせの変更が必要でもあるにもかかわらず、シフト部３４２での組み合わせの変更ができない場合を示す。すなわち、第１遅延部３４０ａと第１乗算部３４６ａが既に組み合わされている状態で、第１乗算部３４６ａをさらに右にシフトさせる必要が生じた場合である。そのため、図１３が基本的な動作を示し、図１４は図１３の動作のうちの特殊なケースに対応しているといえる。入力信号「Ｘ４」が入力されるタイミングまでの動作は図１３と同一である。入力信号「Ｘ５」が入力されると、選択部３５２はタップ係数を「３／８チップシフト系列」から「０／８チップシフト系列」に「３／８チップ」遅らせる。さらに、シフト部３４２が組み合わせを変更しないので、出力信号「Ｙ５」に相当したタイミングは、出力信号「Ｙ５」が出力されるタイミングから「１／２チップ」遅れる。以後は、入力信号「Ｘ６」と「Ｘ７」に対して、タップ係数を変更せず、かつデジタル受信信号２００とタップ係数の組み合わせも変更しないので、出力信号「Ｙ６」と「Ｙ７」は、相当したタイミングが１／２チップ遅延したまま出力される。

すなわち、上記のような場合において、補間フィルタ３３６は、選択部３５２がタップ係数のみを変更して、不要な信号「Ｙ５」を出力する。なお、後段のＦＷＴ演算部５０等は出力信号「Ｙ５」がなくても、復調処理が可能である。一方、図示しないが、補間フィルタ３３６は、後段のＦＷＴ演算部５０等に不要な出力信号「Ｙ５」が出力された旨を所定の手段で通知する。これの詳細は後述する。

図１５（ａ）−（ｅ）は、補間フィルタ３３６での動作タイミングを示す。図１５（ａ）は、補間フィルタ３３６に入力されているクロックであり、前述のごとく２２ＭＨｚのクロックである。図１５（ｂ）は、選択部３５２で選択されたいるタップ係数であり、途中でタップ係数の選択が変更されている。図１５（ｃ）は、乗算部３４６に入力される入力信号である。ここで、「０」から「２１」で示した２２個の信号が、ひとつのシンボル、すなわちＣＣＫ変調単位を構成している。選択部３５２は、そのうちの「２０」の信号が終了する際に、タップ係数を変更している。後段のＦＷＴ演算部５０等では「０」、「２」、・・・、「２０」で示された奇数以外の１１個の信号が使用されるので、後段のＦＷＴ演算部５０等を考慮した場合にひとつのシンボルが終了する境界に相当する。

なお、図示しないが、同一のタイミングでシフト部３４２も組み合わせを変更しているものとする。また、単に「２１」の信号が終了する際に、選択部３５２がタップ係数の選択を変更し、シフト部３４２が組み合わせを変更してもよい。ようは、ひとつのシンボルの境界に相当したタイミングで、選択部３５２とシフト部３４２で変更がなされればよい。図１５（ｄ）は、補間フィルタ３３６から出力される出力信号であり、補間フィルタ３３６での内部処理の遅延を考慮して遅延した信号が出力されている。ここでの内部処理の遅延は一例である。図１５（ｅ）は、後段のＦＷＴ演算部５０等にひとつのシンボルの先頭を知らせるために、図示されない信号線によって出力されるイネーブル信号である。後段のＦＷＴ演算部５０等は、当該イネーブル信号にもとづいて、イネーブル信号から２２個の信号の期間をひとつのシンボルと認識したり、あるいはイネーブル信号からひとつおきに１１個の信号をひとつのシンボルと認識する。

図１６（ａ）−（ｅ）は、補間フィルタ３３６での動作タイミングを示す。図１６（ａ）−（ｅ）は、図１５（ａ）−（ｅ）にそれぞれ対応しているが、図１４のような場合、すなわちシフト部３４２においてデジタル受信信号２００とタップ係数の組み合わせの変更が必要でもあるにもかかわらず、シフト部３４２での組み合わせの変更ができない場合を示す。図１６（ａ）―（ｂ）は、図１５（ａ）―（ｂ）と同様に示される。図１６（ｃ）は乗算部３４６に入力される信号であるが、図１４と同様に後段のＦＷＴ演算部５０等にとって不要な信号「２０’」を出力している。図１６（ｂ）と（ｃ）の関係も図１５（ｂ）と（ｃ）の関係と同様に、選択部３５２は、そのうちの「２０」の信号が終了する際に、タップ係数を変更している。これは、後段のＦＷＴ演算部５０等では「０」、「２」、・・・、「２０」で示された奇数以外の１１個の信号が使用されるので、後段のＦＷＴ演算部５０等を考慮した場合にひとつのシンボルが終了する境界に相当する。また、図１６（ｄ）も図１５（ｄ）と同様に示される。図１６（ｅ）は、後段のＦＷＴ演算部５０等にひとつのシンボルの先頭を知らせるために出力されるイネーブル信号である。後段のＦＷＴ演算部５０等は、当該イネーブル信号にもとづいて、イネーブル信号からひとつおきに１１個の信号をひとつのシンボルと認識すれば、不要な信号「２０’」を処理対象から除外できる。

以上の構成による復調部２６の動作を説明する。プリアンブルとヘッダの区間において、相関器４４は、等化器４２で等化した信号を逆拡散し、ＰＳＫ復調部４６は復調し、それに応じてスイッチ部６０は出力信号２０２を出力する。また、第１誤差検出部４８は、復調信号２０４から位相誤差を検出して、第１位相回転部１３０は検出された位相誤差にもとづいてフィルタ出力信号２１４の位相を補正する。一方、データの区間において、補間フィルタ３３６は、タイミング制御信号２１６にもとづいてデジタル受信信号２００のタイミングの誤差を補正して等化器４２に出力し、第２位相回転部１３２は、位相補正信号２２０にもとづいて等化器４２から入力した信号の位相の誤差を補正する。

第２誤差検出部５６は、第２位相回転部１３２から入力した回転信号２１８にもとづいて、タイミング制御信号２１６と位相補正信号２２０を出力する。ＦＷＴ演算部５０は、第２位相回転部１３２から入力した回転信号２１８をＦＷＴ演算してウォルシュ変換値ＦＷＴを求め、最大値検索部５２は、ウォルシュ変換値ＦＷＴの大きさを絶対値和で求めて、最大のウォルシュ変換値ＦＷＴに対応したφ２からφ４の組合せを出力し、φ１復調部５４はφ１を出力する。

図１７（ａ）−（ｅ）は、実施例の変形例に係る補間フィルタ３３６の動作原理を示す。これまで説明した補間フィルタ３３６は、フィルタ出力信号２１４のサンプリングレートがデジタル受信信号２００のサンプリングレートと同等になるように規定されていた。しかしながら、変形例ではフィルタ出力信号２１４のサンプリングレートがデジタル受信信号２００のサンプリングレートよりも高くなるように規定されている。例えば、フィルタ出力信号２１４のサンプリングレートがデジタル受信信号２００のサンプリングレートの２倍になるように規定されている。図１７（ａ）は、本変形例ではなく、通常の補間フィルタでなされている高速なサンプリングレートへのサンプリングレートの変換の処理を示している。すなわち、通常の補間フィルタの動作を説明することによって、図１１（ａ）―（ｄ）と同様に本変形例の補間フィルタ３３６の動作原理を説明する。図１７（ａ）は図１１（ａ）と同一であるため説明を省略する。図１７（ｂ）は、図１７（ａ）の状態からふたつのサンプリングタイミング分だけ進行した状態である。図１７（ｃ）は、図１１（ａ）と（ｂ）で有効な乗算がなされるタップ係数の大きさを示している。

図１７（ｄ）と（ｅ）は、図１７（ａ）と（ｂ）にそれぞれ対応しており、タップの遅延時間を「Ｔ」から「４Ｔ」に変更している。ここで、「４Ｔ」は図２のＡＤ部３２４でなされたサンプリングの間隔に相当する。すなわち、図１７（ｄ）と（ｅ）でのタップ「４Ｔ」は図５の遅延部３４０に対応する。図１７（ｄ）と（ｅ）に示されたように、両者の相違点は、乗算に使用されるタップ係数の値であって、タップ「４Ｔ」で保持されたＸ（ｉ）とＸ（ｉ＋１）は同一である。すなわち、遅延部３４０にデジタル受信信号２００が入力されて一定の値をそれぞれ維持している間に、選択部３５２がフィルタ出力信号２１４のサンプリングレートとデジタル受信信号２００のサンプリングレートの比に応じた回数だけ、係数保持部３４４に保持したタップ係数を切り替えて、乗算部３４６に出力する。さらに、乗算部３４６は、選択部３５２で選択されたタップ計数が変更される毎に乗算を行い、加算部３４８も乗算部３４６で乗算が行われる毎に加算を行う。その結果、加算部３４８は、デジタル受信信号２００のサンプリングレートよりも高速なサンプリングレート有したフィルタ出力信号２１４を出力する。

なお、係数保持部３４４で保持したタップ係数は、フィルタ出力信号２１４で必要とされるサンプリングレートに対応したタップ係数の値を保持していればよいが、さらにフィルタ出力信号２１４で必要とされるサンプリングレートとデジタル受信信号２００のサンプリングレートとの最大公倍数以上のサンプリングレートに対応した値の複数の係数の候補を保持していてもよい。例えば、デジタル受信信号２００のサンプリングレートを２倍にしたフィルタ出力信号２１４を出力する場合に、係数保持部３４４は、デジタル受信信号２００のサンプリングレートを４倍にしたサンプリングレートに対応したタップ係数の値を保持してもよい。そのような値を保持することで出力される信号の精度が向上する。

以下、図１３と図１４において説明した補間フィルタ３３６の補間動作の別のバリエーションを説明する。図１３と図１４において、当初、出力信号によって示されたタイミング、すなわち係数保持部３４４に保持された係数が示したタイミングは、出力信号のタイミングよりも「３／４チップ」遅れている。ここでは、出力信号によって示されたタイミング、すなわち係数保持部３４４に保持された係数が示したタイミングが、出力信号のタイミングよりも「３／４チップ」進んでいる場合を説明する。

図１８は、補間フィルタ３３６での別の補間動作を示す。図１８は、図１３に対応しており、図１８の入力信号は、図１３の入力信号と同一である。また、図１８のタイミングシフト量は、「−３／８チップ」になっており、図１３の場合と異なる。乗算処理は、選択部３５２で選択されたタップ係数と、遅延部３４０で遅延されたデジタル受信信号２００との関係を示す。入力信号「Ｘ１」から「Ｘ４」までの間、遅延部３４０に入力されたデジタル受信信号２００は、図１３と同一である。しかしながら、図１８のタップ係数のタイミングシフト量は、図１３の場合と異なるので、出力信号「Ｙ１」から「Ｙ４」において、出力信号によって示されたタイミングは、出力信号のタイミングから３／８チップ進んでいる。

入力信号「Ｘ５」のタイミングで、タップ係数を「−３／８チップシフト系列」から「０／８チップシフト系列」に切りかえ、シフト部３４２がデジタル受信信号２００とタップ係数の組み合わせを「１／２チップ」遅らせるような組み合わせに変更する。その結果、入力信号「Ｘ５」のタイミングにおいて、遅延部３４０に入力されたデジタル受信信号２００は、入力信号「Ｘ４」のタイミングの場合と同一になる。その結果、出力信号「Ｙ５」と「Ｙ６」において、出力信号によって示されたタイミングは、出力信号のタイミングから４／８チップ進んでいる。

図１９は、補間フィルタ３３６での別の補間動作を示す。シフト部３４２においてデジタル受信信号２００とタップ係数の組み合わせの変更が必要でもあるにもかかわらず、シフト部３４２での組み合わせの変更ができない場合を示す。すなわち、第Ｎ遅延部３４０ｎと第Ｍ乗算部３４６ｍが既に組み合わされている状態で、第Ｍ乗算部３４６ｍをさらに左にシフトさせる必要が生じた場合である。そのため、図１８が基本的な動作を示し、図１９は図１８の動作のうちの特殊なケースに対応しているといえる。入力信号「Ｘ４」が入力されるタイミングまでの動作は図１８と同一である。入力信号「Ｘ５」が入力されると、選択部３５２はタップ係数を「−３／８チップシフト系列」から「０／８チップシフト系列」に切りかえる。さらに、シフト部３４２が組み合わせを変更しないので、出力信号「Ｙ５」に相当したタイミングは、入力信号「Ｘ５」に相当したタイミングになる。そのため、出力信号のうち、入力信号「Ｘ４」のタイミングに相当したタイミングの出力信号がスキップされることになる。以後は、入力信号「Ｘ６」と「Ｘ７」に対して、タップ係数を変更せず、かつデジタル受信信号２００とタップ係数の組み合わせも変更しない。

すなわち、上記のような場合において、補間フィルタ３３６は、選択部３５２がタップ係数のみを変更して、入力信号「Ｘ４」に相当する信号「Ｙ５」をスキップする。なお、後段のＦＷＴ演算部５０等はスキップされた信号がなくても、復調処理が可能である。すなわち、ＦＷＴ演算部５０等は、チップ間隔の信号を処理対象とするので、１／２チップ間隔の信号のうち、スキップされた信号以外の信号を使用する。一方、図示しないが、補間フィルタ３３６は、後段のＦＷＴ演算部５０等に、スキップした旨を所定の手段で通知する。これの詳細は後述する。

本発明の実施例によれば、複数のタイミングにタイミングにそれぞれ対応したタップ係数の複数の組み合わせを予め保持しておき、所定の指示にもとづいてそれらのうちのひとつを選択してフィルタ処理を実行するため、入力した信号のタイミングをシフトさせた信号を出力する場合であっても、タップ数を増加させないので、回路規模の増加を抑制できる。また、回路規模の増加を抑制できるので、消費電力も抑制できる。また、タイミングの調節は、タップ係数だけでなく、乗算すべき信号とタップ係数の組み合わせを変更することによっても実行されるため、回路規模の増加を抑えつつタイミングの調節の範囲が広がる。また、乗算すべき信号とタップ係数の組み合わせが変更できない場合であっても、不要な信号を一旦出力し、当該不要な信号の出力を後段の復調部に通知するので、後段の復調処理に影響を及ぼさずに対応可能である。また、乗算すべき信号とタップ係数の組み合わせが変更できない場合であっても、信号の出力を一旦停止し、信号の出力の停止を後段の復調部に通知するので、後段の復調処理に影響を及ぼさずに対応可能である。

また、タイミングの調節がひとつのシンボルを単位にして実行されるので、後段の復調処理に影響を及ぼさない。また、入力した信号のサンプリングレートよりも高速なサンプリングレートの信号を出力する場合であっても、タップ数を増加させないので、回路規模の増加を抑制できる。また、タップ係数に対して高速なサンプリングレートに対応したタップ係数の値を使用するので、出力信号の精度が向上する。また、受信した信号の絶対的な位相を予め補正しているので、補正した位相と受信した信号が配置されるべき位相の誤差から、受信した信号の位相の誤差とタイミングの誤差を推定できる。また、受信した信号の絶対的な位相を予め補正しているので、補正した位相と受信した信号が配置されるべき位相の誤差の散らばりの程度を統計処理してタイミングの誤差を推定するので、推定精度を高くできる。

以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

本発明の実施例において、係数保持部３４４は、対象とすべきすべてのタイミングに対応したタップ係数の値を保持している。しかしながらこれに限らず例えば、「０／８チップシフト系列」に対応したタップ係数の値を保持しなくてもよい。「０／８チップシフト系列」では、ひとつのタップ係数が所定の値を有し、それ以外のタップ係数の値はすべて「０」であるので、「０／８チップ」のタイミングシフト量が指定された場合に、所定の値を有したひとつのタップに対応したデジタル受信信号２００を乗算部３４６に出力し、それ以外のタップに対応したデジタル受信信号２００を乗算部３４６に出力しないという動作を行ってもよい。本変形例によれば、不要な処理が実行されないので、処理を簡略化できる。つまり、タップ係数の値にもとづいて、出力される信号のタイミングが調節されればよい。

本発明の実施例において、復調部２６は、スペクトル拡散した信号を復調し、第２誤差検出部５６は、ＣＣＫ変調の信号の位相の誤差にもとづいて、位相の誤差およびタイミングの誤差を推定した。しかしながらこれに限らず例えば、スペクトル拡散されていないシングルキャリアの信号やマルチキャリアの信号を処理対象にしてもよい。その場合においても、シングルキャリアの信号やマルチキャリアの信号は位相空間の所定の位相に配置されており、第２誤差検出部５６は、実施例と同様に誤差を小さくするように位相の誤差とタイミングの誤差を推定する。本変形例によれば、様々な通信システムに本発明を適用できる。つまり、信号点が所定の位相に配置されていればよい。

本発明の実施例において、近似部１１２は、ウォルシュ変換値ＦＷＴの大きさの近似値Ｒを絶対値和によって求めている。しかしこれに限らず例えば、以下の通りにウォルシュ変換値ＦＷＴの大きさの近似値Ｒを求めてもよい。
（数４）
Ｒ ＝ Ｍａｘ｛｜Ｉ｜，｜Ｑ｜｝＋０.５×Ｍｉｎ｛｜Ｉ｜，｜Ｑ｜｝
また、次のように求めてもよい。
（数５）
Ｒ ＝ Ｍａｘ｛｜Ｉ｜，｜Ｑ｜｝＋０.５×Ｍｉｎ｛｜Ｉ｜，｜Ｑ｜｝−Ｋ×（Ｍａｘ｛｜Ｉ｜，｜Ｑ｜｝−Ｍｉｎ｛｜Ｉ｜，｜Ｑ｜｝）
また、ウォルシュ変換値ＦＷＴの位相とウォルシュ符号が配置された位相のいずれかとの誤差を計算し、誤差が小さくなればそれと反対に大きくなるような係数を計算する。ウォルシュ変換値ＦＷＴのＩとＱの２乗和に係数を乗算して、近似値Ｒを求めてもよい。本変形例によれば、受信特性をより向上できる。つまり、ウォルシュ変換値ＦＷＴの位相が、ウォルシュ符号が配置された位相のいずれかに近づくほど、近似値Ｒの大きさが大きくなればよい。

本発明の実施例において、第１位相回転部１３０と第２位相回転部１３２は、受信した信号の位相誤差のみを補正している。しかしこれに限らず例えば、位相誤差とは別に周波数誤差を補正してもよい。本変形例によれば、位相誤差の検出範囲を狭くでき、それに応じて位相誤差の検出精度を高くできるため、受信特性を向上できる。すなわち、受信した信号の位相誤差が補正されていればよい。

実施例に係る通信システムのバーストフォーマットを示す図である。 実施例に係る無線装置の構成を示す図である。 図２の復調部の構成を示す図である。 図３の第１誤差検出部の構成を示す図である。 図３の補間フィルタの構成を示す図である。 図６（ａ）−（ｂ）は、図３の第２誤差検出部におけるタイミング誤算の検出原理を示す図である。 図３のＦＷＴ演算部の構成を示す図である。 図７の第１φ２推定部の構成を示す図である。 図３の最大値検索部の構成を示す図である。 図３の最大値検索部で選択されるべきウォルシュ変換した信号のコンスタレーションを示す図である。 図１１（ａ）−（ｄ）は、図５の補間フィルタの動作原理を示す図である。 図５の係数保持部に保持された係数を示す図である。 図５の補間フィルタでの補間動作を示す図である。 図５の補間フィルタでの補間動作を示す図である。 図１５（ａ）−（ｅ）は、図５の補間フィルタでの動作タイミングを示す図である。 図１６（ａ）−（ｅ）は、図５の補間フィルタでの動作タイミングを示す図である。 図１７（ａ）−（ｅ）は、実施例の変形例に係る補間フィルタの動作原理を示す図である。 図５の補間フィルタでの別の補間動作を示す図である。 図５の補間フィルタでの別の補間動作を示す図である。

符号の説明

１００ 無線装置、 ３３０ バースト分解部、 ３３２ ＭＡＣインターフェース部、 ３３４ 制御部、 ３３６ 補間フィルタ、 ３４０ 遅延部、 ３４２ シフト部、 ３４４ 係数保持部、 ３４６ 乗算部、 ３４８ 加算部、 ３５０ 制御部、 ３５２ 選択部。

Claims (11)

1. 所定のタイミングでサンプリングされたデータを入力する入力部と、
   前記入力したデータを複数のタップによって順次遅延する遅延部と、
   前記複数のタップで順次遅延した複数のデータにそれぞれ乗算すべき複数の係数を管理する管理部と、
   前記複数のタップで順次遅延した複数のデータと前記複数の係数をそれぞれ乗算する乗算部と、
   前記乗算部で乗算したデータを加算する加算部とを備え、
   前記管理部は、前記複数の係数のそれぞれに対して、サンプリングの複数種類のタイミングに対応した複数の係数の候補を予め保持しており、前記保持した複数の係数の候補の選択を切り替えることによって、前記加算部で加算したデータに対応したサンプリングのタイミングを切り替えることを特徴とするデジタルフィルタ。
2. 前記加算部で加算したデータのサンプリングレートは、前記入力部に入力したデータのサンプリングレートと同等になるように規定されており、
   前記管理部は、前記保持した複数の係数の候補として、所定のタイミングに対応した値と、前記所定のタイミングをタップの間隔にもとづいてシフトしたタイミングに対応した値をそれぞれ保持することを特徴とする請求項１に記載のデジタルフィルタ。
3. 前記乗算部で乗算すべき前記複数のデータと前記複数の係数の組み合わせを切り替えるシフト部をさらに備えることを特徴とする請求項１または２に記載のデジタルフィルタ。
4. 前記加算部で加算したデータに要求されるサンプリングのタイミングを受け付ける受付部と、
   前記受け付けたタイミングに応じて、前記シフト部に組み合わせの切り替えを指示し、かつ前記管理部に選択の切り替えを指示する制御部をさらに備えることを特徴とする請求項３に記載のデジタルフィルタ。
5. 前記制御部は、前記シフト部での組み合わせの切り替えが必要であるにもかかわらず、前記シフト部での組み合わせの切り替えが不可能である場合に、前記管理部に選択の切り替えを実行させることによって、前記加算部から後段に備えられた処理装置での処理に不要な加算したデータを出力させ、
   前記加算部から前記不要な加算したデータが出力された場合に、前記処理装置にその旨を通知する通知部をさらに備えることを特徴とする請求項４に記載のデジタルフィルタ。
6. 前記制御部は、前記シフト部での組み合わせの切り替えが必要であるにもかかわらず、前記シフト部での組み合わせの切り替えが不可能である場合に、前記管理部に選択の切り替えを実行させることによって、前記加算部から後段に備えられた処理装置に対して出力すべきデータのうち、少なくともひとつをスキップし、
   前記加算部から出力すべきデータのうち、少なくともひとつをスキップした場合に、前記処理装置にその旨を通知する通知部をさらに備えることを特徴とする請求項４に記載のデジタルフィルタ。
7. 前記入力部に入力したデータは、複数のデータでひとつのグループを構成しており、
   前記制御部は、前記ひとつのグループの境界に相当したタイミングで、前記シフト部に組み合わせの切り替えを指示し、かつ前記管理部に選択の切り替えを指示することを特徴とする請求項４から６のいずれかに記載のデジタルフィルタ。
8. 前記加算部で加算したデータのサンプリングレートは、前記入力部に入力したデータのサンプリングレートよりも高くなるように規定されており、
   前記管理部は、前記複数のタップで順次遅延した複数のデータが一定の値をそれぞれ維持している間に、前記加算部で加算したデータのサンプリングレートと前記入力部に入力したデータのサンプリングレートとの比に応じた複数の回数だけ、前記保持した複数の係数の候補の選択を切り替え、
   前記乗算部は、一定の値をそれぞれ維持した複数のデータに対して、前記複数の回数だけ乗算を実行し、
   前記加算部は、前記複数の回数だけ加算を実行することを特徴とする請求項１に記載のデジタルフィルタ。
9. 前記管理部は、前記加算部で加算したデータのサンプリングレートと前記入力部に入力したデータのサンプリングレートとの最大公倍数以上のサンプリングレートに対応した値の複数の係数の候補を保持することを特徴とする請求項８に記載のデジタルフィルタ。
10. 所定のタイミングにもとづいて、受信したデータに対してサンプリングしたデータを入力する入力部と、
    前記入力したデータを複数のタップによって順次遅延する遅延部と、
    前記複数のタップで順次遅延した複数のデータにそれぞれ乗算すべき複数の係数を管理する管理部と、
    前記複数のタップで順次遅延した複数のデータと前記複数の係数をそれぞれ乗算する乗算部と、
    前記乗算部で乗算したデータを加算する加算部と、
    前記加算したデータを復調する復調部とを備え、
    前記管理部は、前記複数の係数のそれぞれに対して、サンプリングの複数種類のタイミングに対応した複数の係数の候補を予め保持しており、前記保持した複数の係数の候補の選択を切り替えることによって、前記加算部で加算したデータに対応したサンプリングのタイミングを切り替えることを特徴とする受信装置。
11. 所定のタイミングでサンプリングされたデータを複数のタップで順次遅延することによって得られた複数のデータと複数の係数をそれぞれ乗算し、乗算したデータを加算する場合に、前記複数の係数のそれぞれに対して、サンプリングの複数種類のタイミングに対応した複数の係数の候補を予め保持しており、前記保持した複数の係数の候補の選択を切り替えることによって、前記加算したデータに対応したサンプリングのタイミングを切り替えることを特徴とするタイミング調節方法。

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