CN1677854A - 时刻调节方法及使用该方法的数字滤波器和接收装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种能提高数字滤波器的处理精度，且不增加电路规模的数字滤波器。延迟部，是用于将输入的数字接收信号依次延迟的多个抽头。移位部，变更由延迟部延迟后的多个数字接收信号、和后述的乘法部的组合。系数保持部，管理应与由延迟部延迟后的多个数字接收信号分别相乘的多个系数。选择部，根据来自控制部的指示，选择保持在系数保持部中的系数中的任一个。乘法部，将由延迟部延迟的多个数字接收信号、和由选择部选择的系数分别相乘。加法部将由乘法部乘法运算后的结果相加，并将其结果作为滤波器输出信号输出。

Description

时刻调节方法及使用该方法的数字滤波器和接收装置
技术领域
本发明，涉及时刻调节技术，特别是涉及将输入的信号的时刻调节后输出的时刻调节方法及使用该方法的数字滤波器和接收装置。
背景技术
作为使用2.4GHz频段的无线频率的频谱扩展通信系统，IEEE802.11b标准的无线LAN(Local Area Network(局域网))逐渐实用化。该无线LAN通过CCK(Complementary Code Keying(补码键控))调制，实现11Mbps的最大传输速度。对应这种CCK调制的接收装置，一般来说，预先准备多个发送的信号波形的样式(pattern)，将与接收到的信号的波形最近似的波形所对应的信号的组合作为解调结果(例如，参照特许文献1)。这种IEEE802.11b标准的无线LAN中所使用的频谱扩展方式，称为直接扩展方式。
直接扩展方式，在发送侧、通过频率比应发送信息的信号高的扩展码直接扩展发送信息的信号，在接收侧、用与发送侧相同的扩展码将接收到的信号反扩展，抽取应发送的信息。在这种直接扩展方式的接收装置中，除了用于解调接收到的信号的解调电路之外，通常还备有使接收到的信号的时刻(timing)与发送信号的时刻同步的同步电路。同步电路，能通过调节信号的延迟量，调节信号的时刻。例如，这种信号的延迟量的调节，可由FIR型的数字滤波器实现。FIR型数字滤波器与多个抽头(tap)串联连接，将从各个抽头输出的信号乘以系数(例如，参照特许文献2)。
为了在FIR型的数字滤波器中，高精度地执行接收到的信号与发送信号间的时刻同步，FIR型数字滤波器，一般以比发送信号中的一个信号间隔还短的间隔、对输入的信号进行处理。即对接收到的信号以高速的时刻进行过采样(over sampling)、并对过采样的信号执行时刻调节，或将输入的信号升频(upconvert)后生成过采样的信号，同时对生成的信号实行时刻调节。这些处理，增加了FIR型数字滤波器的抽头数，而伴随抽头数增加的是与系数相乘中应使用的乘法器数的增加，从而导致电路规模增加。然而，在无线LAN终端装置这种要求小型化的装置中，希望电路规模要小。
专利文献1：特开2003-168999号公报；
专利文献2：特开2000-40942号公报。
发明内容
本发明正是鉴于这种状况而提出的，其目的在于，提供一种可进行高速采样速率下的时刻调节、同时控制电路规模增加的时刻调节方法以及应用该方法的数字滤波器和接收装置。
本发明的某个方式为一种数字滤波器。该数字滤波器具备：输入部，其输入以给定的时刻采样出的数据；延迟部，其将输入的数据通过多个抽头依次延迟；管理部，其管理将多个抽头依次延迟后的多个数据分别应该乘以的多个系数；乘法部，其将多个抽头依次延迟后的多个数据和多个系数分别相乘；加法部，其对由乘法部进行乘法运算后的数据进行加法运算。根据该数字滤波器，管理部，也可以对于多个系数的每一个，预先保持着对应于采样的多种的时刻的多个系数的候补，通过切换多个系数的候补的选择，来切换由加法部加法运算的数据所对应的采样的时刻。
通过以上的装置，加法运算后的数据的采样的时刻的调节，不是将输入的数据的采样速率变高后再执行，而是预先保持多种应与输入数据相乘的系数、同时据必要的时刻选择其中之一来实施，因此可以将时刻的调节的精度精细化，且不会招致抽头数的增加从而抑制电路规模的增加。
由加法部加法运算后的数据的采样速率，规定为与输入给输入部的数据的采样速率相同。管理部，作为保持的多个系数的候补，可分别保持对应给定的时刻的值、和根据抽头的间隔将给定的时刻移位后的时刻所对应的值。还可以具备移位部，其切换由乘法部应该进行乘法运算的多个数据和多个系数的组合。还可具备受理部和控制部。受理部受理由加法部加法运算的数据所要求的采样的时刻。控制部根据受理的采样时刻，指示移位部进行组合切换、且指示管理部进行选择切换。控制部，在尽管有必要进行移位部中的组合的切换、却无法进行移位部中的组合的切换时，通过在管理部中实施选择的切换，从加法部中输出位于后段的处理装置的处理中不需要的、加法运算后的数据，还可具备通知部，当从加法部中输出不需要的加法运算后的数据时，将该情况通知给处理装置。控制部，在尽管有必要进行移位部中的组合的切换、却无法进行移位部中的组合的切换时，通过在管理部中实施选择的切换，在加法部应输出给位于后段的处理装置的数据之中、至少跳过一个，还可具备通知部，当在加法部应输出的数据之中、跳过了至少一个时，将该情况通知给处理装置。
所谓“指示移位部进行组合切换、且指示管理部进行选择切换”是指对移位部和管理部通知何种指示均可，实质上可以仅指示其中的任一个。
所谓“相同”，虽然包含完全相同的情况，但是也包含虽然存在偏差、但不会对输入由加法部加法运算的数据的后段处理装置产生影响的程度。
输入给输入部的数据，以多个数据构成以一组。控制部，可以相当于一个组的边界的时刻，指示移位部进行组合的切换，且指示管理部进行选择的切换。由加法部加法运算后的数据的采样速率，规定为比输入给输入部的数据的采样速率更高。管理部，在将用多个抽头依次延迟的多个数据分别保持为一定的值的期间，将保持的多个系数的候补，切换与由加法部加法运算的数据的采样速率、和输入给输入部中的数据的采样速率之比相对应的次数。乘法部，对分别维持为一定值的多个数据，实施多次的乘法运算。加法部，实施多次的加法运算。管理部，对：值为由加法部加法运算的数据的采样速率、和输入给输入部的数据的采样速率的最大公倍数以上的、采样速率所对应的值的多个系数的候补，进行保持。
“一个组”可以是对于输入信号规定的一个组，也可以是在后段的处理装置执行处理的阶段中的一个组。
本发明另一方式，是一种接收装置，该装置具备：输入部，其根据给定的时刻，输入对接收到的数据采样后的数据；延迟部，其将输入的数据通过多个抽头依次延迟；管理部，其对应该与由多个抽头依次延迟的多个数据分别相乘的多个系数进行管理；乘法部，其将由多个抽头依次延迟的多个数据、和多个系数分别相乘；加法部，其将由乘法部乘法运算后的数据相加；以及，解调部，对加法运算后的数据进行解调。管理部，分别对多个系数，预先保持与采样的多种时刻对应的多个系数的候补，通过切换保持的多个系数的候补的选择，来切换与由加法部加法运算后的数据相对应的采样的时刻。
本发明再另一形式是一种时刻调节方法。该方法的特征是，将通过对以给定时刻采样的数据用多个抽头依次进行延迟而得到的多个数据、和多个系数分别相乘，并在将乘法运算后的数据相加时，分别对多个系数，预先保持与采样的多种的时刻相对应的多个系数的候补，通过切换保持的多个系数的候补，来切换与加法运算后的数据相对应的采样的时刻。
另外，将以上构成要素的任意组合、本发明的表现，在方法、装置、系统、记录介质、计算机程序等之间变换而得到的产物，都可作为本发明的方式。
根据本发明，可以进行高采样速率下的时刻的调节，同时抑制对路规模的增加。
附图说明：
图1是表示实施例中的通信系统的突发格式的图。
图2是表示实施例中的无线装置的结构的图。
图3是表示图2的解调部的结构的图。
图4是表示图3的第1误差检测部的结构的图。
图5是表示图3的插补滤波器的结构的图。
图6(a)～(b)是表示在图3的第2误差检测部中的时刻误差的检测原理的图。
图7是表示图3的FWT运算部的结构的图。
图8是表示图7的第1Φ2推测部的结构的图。
图9是表示图3的最大值检索部的结构的图。
图10是表示应被图3的最大值检索部选择的沃尔什变换后的信号的构象。
图11(a)-(d)是表示图5的插补滤波器动作原理的图。
图12是表示图5的系数保持部中所保持的系数的图。
图13是表示图5的插补滤波器中的插补动作的图。
图14是表示图5的插补滤波器中的插补动作的图。
图15(a)-(e)是表示图5的插补滤波器中的动作时刻的图。
图16(a)-(e)是表示图5的插补滤波器中的动作时刻的图。
图17(a)-(e)是表示实施例的变形例中的插补滤波器动作原理的图。
图18是表示图5的插补滤波器中的另一插补动作的图。
图19是表示图5的插补滤波器中的另一插补动作的图。
图中：100-无线装置，330-突发分解部，332-MAC接口部，334-控制部，336-插补滤波器，340-延迟部，342-移位部，344-系数保持部，346-乘法部，348-加法部，350-控制部，352-选择部。
具体实施方式
在对本发明进行具体地说明之前，先介绍其概要。本发明的实施例，涉及的是IEEE802.11b标准的无线LAN的无线装置，特别是接收装置。接收装置，对作为接收的信号的CCK调制的信号进行FWT(Fast WalshTransform(快速沃尔什变换))运算。接收装置，再从FWT运算得到的多个相关值中选择最大的相关值，并将该选择的相关值所对应的相位信号的组合作为CCK调制所包含的相位信号进行再生。这里，由于CCK调制的信号根据差动编码后的信号生成，因此通常在接收装置中不必进行绝对相位的修正。
本实施例中的接收装置，对接收到的CCK调制的信号在FWT运算之前修正绝对相位，再对由FWT运算生成的相关值，进行相关值越偏离同相成分的轴和正交成分的轴、值越大的近似。其结果，最终应选择的相关值，配置在近似后的值的大小变大的相位。因此，提高了该相关值从多个相关值中选择的可能性，从而提高了信号的接收特性。另外，本实施例中的接收装置，具备：插补滤波器，其用于修正发送装置和接收装置之间的时刻(timing)误差。即，根据给定的方法，检测发送装置和接收装置之间的时刻误差，并通过插补滤波器对检测出的时刻误差进行修正。为了提高应修正的时刻误差的精度，通常变换为比接收到的信号采样速率更高的采样速率的信号，并在高采样速率中对时刻误差进行修正。但是，为了进行高采样速率下的处理，就要增加插补滤波器中的抽头数，电路规模也随之增大。
因此，本实施例中的插补滤波器，不将接收到的信号的采样速率变为高采样速率直接进行处理。另一方面，为了提高应修正时刻的精度，预先保持多种抽头系数，根据检测出的时刻误差选择多种抽头系数中的一种使用。具体来说，与多个抽头分别对应的多个抽头系数，整体上对应于一个时刻。再者，保持有与多个时刻的种类，例如以给定的时刻为基准移位(shift)1/4采样的时刻、移位1/2采样的时刻等对应的多个抽头系数的组合。
如果检测出的时刻误差为“0”，插补滤波器则使用对应给定时刻的多个抽头系数，如果检测出的时刻误差为“1/4”，插补滤波器则使用与从给定的时刻移位1/4后的时刻对应的多个抽头系数。由于没有提高应由插补滤波器处理的信号的采样速率，只是保持多种抽头系数，因此不会导致抽头数的增加，从而控制电路规模的增加。再者，通过将多个抽头系数所对应的时刻的种类增多，能够提高应补正的时刻的精度。
作为本实施例的前提，对IEEE802.11b标准中的CCK调制的概要进行说明。CCK调制，以8位作为一个单位(以下，将该单位称为“CCK调制单位”)，将这8位自高位起命名为d1、d2、…d8。CCK单位中，低6位以[d3、d4]、[d5、d6]、[d7、d8]为单位，分别映射于QPSK(QuadraturePhase Shift Keying(正交相移键控))的信号点配置中。另外，将映射后的相位分别设为(Φ2、Φ3、Φ4)。再根据相位Φ2、Φ3、Φ4，如下述生成8种扩展码P1至P8。
(式1)
p1＝Φ2+Φ3+Φ4
p2＝Φ3+Φ4
P3＝Φ2+Φ4
P4＝Φ4
P5＝Φ2+Φ3
P6＝Φ3
P7＝Φ2
P8＝0
另一方面，在CCK调制单位中，高2位的[d1、d2]，映射于DQPSK(Differntial encoding Quadrature Phase Shift Keying(差分编码正交相移键控))的信号点配置中，这里将映射的相位设为Φ1。再者，Φ1相对于被扩展信号。再根据被扩展信号Φ1和扩展码P1至P8，如下述生成8种码片(chip)信号X0到X7。
(式2)
X0＝ej(Φ1+P1)
X1＝ej(Φ1+P2)
X2＝ej(Φ1+P3)
X3＝-ej(Φ1+P4)
X4＝ej(Φ1+P5)
X5＝ej(Φ1+P6)
X6＝-ej(Φ1+P7)
X7＝ej(Φ1+P8)
发送装置，以码片信号X0至X7的顺序进行发送(以下，由码片信号X0至X7构成的时间序列的单位也称为“CCK调整单位”)。再者，在IEEE802.11b标准中，除了CCK调制之外，DBPSK(Differntial encodingBinary Phase Shift Keying(差分编码二进制相移键控))或DQPSK的相位调制后的信号被根据已知的扩展码扩展发送。
图1表示实施例中的通信系统的突发格式(burst format)。该突发格式，相当于IEEE802.11b标准的ShortPLCP。突发信号包含如图所示的前导信号(preamble)、信头(header)、数据的区域。再者，前导信号通过DBPSK的调制方式以传送速度1Mbps通信、信头通过DQPSK的调制方式以传送速度2Mbps通信、数据通过CCK的调制方式以传送速度11Mbps通信。另外，前导信号包含56位的SYNC、16位的SFD，信头包括8位的SIGNAL、8位的SERVICE、16位的LENGTH、16位的CRC。另一方面，与数据对应的PSDU的长度可变。
图2表示与实施例中的无线装置100的结构。无线装置100，包括天线300、开关部302、正交调制部304、正交检波部306、振荡器308、增益放大器310、基带组处理部312、控制部334。另外，基带处理部312包括DA部314、发送滤波器部316、调制部318、加扰(scramble)部320、突发组合部322、AD部324、AGC部326、解调部26、解扰(descramble)部328、突发分解部330、MAC接口部332。另外，作为信号包括数字接收信号200、输出信号202。
天线300，对无线频率的信号进行收发。开关部302，将从正交调制部304输入的信号输出给天线300，或将从天线300输入的信号输出给正交检波部306。再者，由于从正交调制部304输入的信号、和输出给正交检波部306的信号为中间频率，因此开关部302将从正交调制部304输入的信号变换为无线频率后输出给天线300，将从天线300输入的信号变换为中间频率后输出给正交检波部306。振荡器308输出给定频率的信号、这里是正弦波。正交检波部306根据从振荡器308输入的给定频率的信号，对从开关部302输入的信号进行正交检波。虽然一般来说，正交检波后的基带信号具有同相成分和正交成分，应表示出2根信号线，但是图中为了表示简洁，将这2根信号线用1根表示。以下同样。
增益放大器310，根据由AGC部326设定的增益，对由正交检波部306正交检波后的信号进行放大。AGC部326控制增益，以令由增益放大器310放大的信号的振幅在AD部324的动态范围之内。AD部324对由增益放大器310放大的信号进行AD转换，输出作为数字信号的数字接收信号200。由于这里是以IEEE802.11b标准的无线LAN为对象，因此如图1所示发送的信号的传送速度最大为11Mbps。由于AD部324是以传送速度的2倍的采样速率对一个信号进行过采样，因此数字接收信号200的采样速率为22MHz。解调部26，解调数字接收信号200后将输出信号202输出。这里，数字接收信号200是频谱扩展后的信号，数字接收信号200是发送的位序列的信息。解扰部328，对数字接收信号200进行解扰。突发分解部330，将构成突发信号的信号分解后，输出给MAC接口部332。另外，MAC接口部332，从外部输入应发送的位序列。
突发组合部322，根据输入的位序列构成突发信号。加扰部320，对突发信号进行加扰。解调部318，将从加扰部320输入的信号解调后输出给发送滤波器部316。这里，在调制中也包括频谱扩展。发送滤波器部316将调制后的信号的高频成分遮断，DA部314对从发送滤波器部316输入的信号进行DA转换。正交调制部304，将从DA部314输入的信号正交调制后，将中间频率的信号输出给开关部302。控制部334，对无线装置100的时刻等进行控制。
该结构，硬件的话可用任意计算机的CPU、存储器、或其他的LSI来实现，软件的话可通过存储器装载的具有预约管理功能的程序等来实现，这里对通过由它们合作实现的功能块进行说明。因此，这些功能块能够只通过硬件、软件或者它们的组合以各种形式实现，这点本领域的技术人员是可以理解的。
图3表示的是解调部26的结构。解调部26，包括插补滤波器336、第1相位旋转部130、均衡器42、相关器44、PSK解调部46、第1误差检测部48、第2相位旋转部132、FWT运算部50、最大值检索部52、Φ1解调部54、第2误差检测部56、开关部60。另外，作为信号，包括：解调信号204、相位误差信号206、滤波器输出信号214、时刻控制信号216、相位修正信号220、旋转信号218、Φ1信号208、Φ成分信号210、沃尔什(Walsh)变换值FWT。
插补滤波器336，根据从第2误差检测部56输入的时刻控制信号216，修正数字接收信号200的时刻误差，并将修正后的信号作为滤波器输出信号214输出。这里，插补滤波器336的结构在后文描述。再者，数字接收信号200，是在图1的突发格式中的数据的区间中、在图中未表示的发送侧根据多个相位信号分别生成的CCK调制的信号，这里多个码片的信号的CCK调制单位与一个码元(symbol)对应。
第1相位旋转部130，根据从后文所述的第1误差检测部48输入的相位误差信号206，对滤波器输出信号214的相位进行旋转。该旋转的结果是，抑制不由CCK调制的调制引起的相位旋转。再者，第1相位旋转部130中的旋转，可通过复成分的矢量运算来进行，也可以只通过相位成分的加减运算来进行。
均衡器42，除去从第1相位旋转部130输出的信号中所包含的多路径的影响。均衡器42，由横向型的滤波器构成。再者，可在横向型的滤波器中附加DFE(Decision Feedbeck Equalizer(判定反馈均衡器))构成。另外，在均衡器42的抽头系数被设定前，均衡器42可将输入的信号直接输出。
相关器44，为了对以图1的突发格式的前导信号和信头之类的给定的扩展码扩展后的相位调制信号进行逆扩展，以该扩展码对从均衡器42输出的信号进行相关处理。相关处理，可为滑动(sliding)型的相关处理，也可为匹配滤波(matched filter)型的相关处理。
PSK解调部46，对由相关器44逆扩展后的逆扩展信号进行解调。由于逆扩展信号的调制方式是DBPSK或DQPSK，因此用延迟检波进行解调。第1误差检测部48，根据解调信号204检测出相位误差。后文进行详细说明，检测出的相位误差作为相位误差信号206输出。
第2相位旋转部132，具有旋转信号的相位的功能，根据作为由第2误差检测部56检测出的相位误差的相位修正信号220、调节旋转量，并根据该旋转量旋转由均衡器42均衡后的信号。该旋转的结果是，旋转后的信号配置得接近于某个配置CCK调制后的信号的相位。再者，虽然同样的处理在第1相位旋转部130中也进行，但是第2相位旋转部132是对第1相位旋转部130的处理结果产生的相位误差的剩余成分进行修正。另外，第2相位旋转部132，将旋转后的信号作为旋转信号218输出。
第2误差检测部56，根据来自第2相位旋转部132的旋转信号218，检测相位误差及时刻误差。检测方法在后文进行说明，第2误差检测部56，将检测出的相位误差及时刻误差分别作为相位修正信号220及时刻控制信号216输出。
FWT运算部50，对作为如图1的突发格式的数据区间所示与被CCK调制后的信号对应的值、即来自第2相位旋转部132的旋转信号218，进行FWT运算，并输出沃尔什变换值FWT。这里如前所述，旋转信号218是将相位误差和时刻误差分别修正后的信号。更具体来说，FWT运算部50的处理是，输入CCK调制单位的码片信号后，通过码片信号间的相关处理，输出64个沃尔什变换值FWT、即相关值。
最大值检索部52，输入64个沃尔什变换值FWT，并根据其大小选择一个沃尔什变换值FWT。再根据选择的一个沃尔什变换值FWT，将相当于Φ1的延迟检波前的信号的Φ1信号208、和Φ2至Φ4的组合，作为Φ成分信号210输出。Φ1解调部54，将Φ1信号208延迟检波后生成Φ1。再根据Φ1至Φ4的组合，再生应传送的信息信号d1、d2、…d8后输出。即FWT运算部50、最大值检索部52、Φ1解调部54，对相位误差和时刻误差分别被由插补滤波器336、第1相位旋转部130、第2相位旋转部132、第2误差检测部56修正了的信号进行解调。
开关部60，选择从PSK解调部46输出的信号和从Φ1解调部54输出的信号之一，作为输出信号202输出。在图1的突发格式的前导信号和信头的区间中，选择从PSK解调部46输出的信号；在突发格式的数据区域的区间中，选择从Φ1解调部54输出的信号，并将选择的信号的反转信号输出。
图4表示第1误差检测部48的结构。第1误差检测部48，包括存储部74、判断部70、复共轭部72、开关部76、乘法部78。
存储部74，存储与图1的突发格式的前导信号区域所对应的已知信号，并在符合前导信号区域的时刻将存储的已知信号输出。
判断部70，在图1的突发格式的信头区间中，根据预先决定的阈值，判断解调信号204的值。该判断，对解调信号204的同相成分和正交成分分别进行。另外，在图1的突发格式的数据区域的区间中，也可以将由信头区间导出的相位误差信号206连续地输出。
复共轭部72，对由判断部判断后的信号的复共轭进行计算。
开关部76，在前导信号的区间将来自存储部74的信号作为参照信号输出，在信头区间将复共轭部72的信号作为参照信号输出。
乘法部78，将从开关部76输出的参照信号和解调信号204相乘，并将对应参照信号的解调信号204的误差作为相位误差信号206输出。
图5表示插补滤波器336的结构。插补滤波器336，包括：总称为延迟部340的第1延迟部340a、第2延迟部240b、第N延迟部340n；移位部342；总称为系数保持部344的第1-1系数保持部344aa、第1-2系数保持部344ab、第1-M系数保持部344am、第2-1系数保持部344ba、第2-2系数保持部344bb、第2-M系数保持部344bm、第3-1系数保持部344ca、第3-2系数保持部344cb、第3-M系数保持部344cm、第4-1系数保持部344da、第4-2系数保持部344db、第4-M系数保持部344dm；总称为乘法部346的第1乘法部346a、第2乘法部346b、第3乘法部346m；加法部348；控制部350；以及，总称为选择部352的第1选择部352a、第2选择部352b、第M选择部352m。
数字接收信号200，是如前所述在图中未表示的AD部324中、以给定的时刻采样得到的数据。延迟部340，是用于将输入的数字接收信号200依次延迟的多个抽头。这里，一个延迟部340，将数字接收信号200延迟与采样速率对应的期间，即延迟采样速率22MHz的倒数。
移位部342，改变由延迟部340延迟后的多个数字接收信号200、和后述的乘法部346的组合。其根据来自后述控制部350的指示，例如将从第1延迟部340a输出的数字接收信号200的连接目标，与第1乘法部346a、第2乘法部346b等多个乘法部346中的某个组合。其结果，例如当从前第1延迟部340a输出的数字接收信号200连接在第1乘法部346a上时，从前第2延迟部340b输出数字接收信号200连接在第2乘法部346b的上，如此依次连接。另外，虽然设延迟部340的个数为N个、后述的乘法部346的个数为M个，但N或M代表给定的数字，可令M为比N大的值。另外，移位部342，通过改变与由延迟部340延迟后的多个数字接收信号200对应的乘法部346，来改变各个数字接收信号200所乘以的系数。
系数保持部344，对应与延迟部340延迟后的多个数字接收信号200分别相乘的多个系数进行管理。另外，由于是选择这里的系数中的一部分、来与由延迟部340延迟后的多个数字接收信号200分别相乘，因此系数保持部344所存储的系数也可称为系数的候补。以下，系数的候补与系数所指相同。这里，系数保持部344，预先保持着与采样的多种时刻对应的多个系数，所谓采样的多种时刻，是给定的时刻、和将给定的时刻根据抽头的间隔移位后的时刻。具体来说，第1-1系数保持部344aa、第1-2系数保持部344ab、第1-M系数保持部344am中分别存储的多个系数(以下，归总这些系数称为“0/8码片(chip shift)移位序列”，“0/8码片移位序列”中的各个系数称为“第1系数”、“第2系数”、“第M系数”)，是与时刻移位(timing shift)量零的作为基准的时刻相对应的系数。
第2-1系数保持部344ba、第2-2系数保持部344bb、第2-M系数保持部344bm中分别存储的多个系数(以下，归总这些系数称为“1/8码片移位序列”，“1/8码片移位序列”中的各个系数称为“第1系数”、“第2系数”、“第M系数”)，是与时刻移位量为1/8码片的时刻相对应的系数。第3-1系数保持部344ca、第3-2系数保持部344cb、第3-M系数保持部344cm中分别存储的多个系数(以下，归总这些系数称为“2/8码片移位序列”，“2/8码片移位序列”中的各个系数称为“第1系数”、“第2系数”、“第M系数”)，是与时刻移位量为2/8码片的时刻相对应的系数。第4-1系数保持部344da、第4-2系数保持部344db、第4-M系数保持部344dm中分别存储的多个系数(以下，归总这些系数称为“3/8码片移位序列”，“3/8码片移位序列”中的各个系数称为“第1系数”、“第2系数”、“第M系数”)，是与时刻移位量为3/8码片的时刻相对应的系数。
选择部352，根据来自控制部350的指示，选择在系数保持部344中保持的系数中的任一个，即选择“0/8码片移位序列”、“1/8码片移位序列”、“2/8码片移位序列”、“3/8码片移位序列”中的任一个，输出给乘法部346。通过切换在系数保持部344中保持的系数，来切换与最终输出的滤波器输出信号214相对应的采样的时刻，详细在后文说明。
乘法部346，将由延迟部340延迟的多个数字接收信号200、和由选择部352选择的系数分别相乘。另外，由于作为乘法部346中的乘法运算的对象的数字接收信号200和系数，分别是具有同相成分和正交成分的多个复数，因此乘法部346的乘法运算是通过复数乘法运算来进行。加法部348，将由乘法部346乘得的结果相加，其结果作为滤波器输出信号214输出。滤波器输出信号214的采样速率，规定为与数字接收信号200采样速率相同。
控制部350，将与滤波器输出信号214所要求的采样的时刻相关的指示作为时刻控制信号216受理。所谓与时刻控制信号216中包含的时刻相关的信号，为例如“令时刻以1/8码片前进”这种信号。再有，根据受理的指示，指示移位部342下的组合的切换，并在选择部352中指示系数保持部344中所保持的系数的切换。另外，也可根据要求的采样的时刻，只指示移位部342或者选择部352中的任意一方。
图6(a)-(b)，表示第2误差检测部56中的时刻误差检测原理。图6(a)，当时刻误差为零时，即图中未表示的通信对象的无线装置、和无线装置100的时刻几乎同步时，在构成旋转信号218的采样后数据中，表示一个时刻波形。如图所示，因为满足乃奎斯特条件，所以邻接的码片的时刻“+1”和“-1”处的大小为零，码片间隔的中央的时刻“+1/2”和“-1/2”处的大小相等，时刻“0”处值变大。
图(6)，表示存在时刻的误差的情况，即图中未表示的通信对象的无线装置、和无线装置100的时刻不同步时，在构成旋转信号218的采样后数据中，表示一个时刻波形。如图所示，邻接的码片的时刻“+1”和“-1”处的大小不为零，码片间隔的中央的时刻“+1/2”和“-1/2”处的大小不相等，且存在值比时刻“0”处的值更大的时刻。第2误差检测部56例如，可通过检测到时刻“+1/2”处和“-1/2”处的大小的不同，检测出对应旋转信号218的采样时刻的误差。再者，第2误差检测部56，为了在时刻误差之外、还检测相位误差，可具备图4所示的第1误差检测部48的那种结构。
图7是表示FWT运算部50的结构的图。FWT运算部50，包括：总称为Φ2推测部80的第1Φ2推测部80a、第2Φ2推测部80b、第3Φ2推测部80c、第4Φ2推测部80d；总称为Φ3推测部82的第1Φ3推测部82a、第2Φ3推测部82b；以及，Φ4推测部84。另外，作为信号，包括：总称为码片信号X的X0、X1、X2、X3、X4、X5、X6、X7；总称为第1相关值Y的Y0-0、Y0-1、Y0-2、Y0-3、Y1-0、Y1-1、Y1-2、Y1-3、Y2-0、Y2-1、Y2-2、Y2-3、Y3-0、Y3-1、Y3-2、Y3-3；总称为第2相关值Z的Z0、Z1、Z15、Z16、Z17、Z31；以及，总称为沃尔什变换值FWT的FWT0、FWT1、FWT63。这里码片信号X相当于所述的旋转信号218，并相当于其中包含CCK调制单位的旋转信号218的要素。
Φ2推测部80，分别输入两个信号X，例如输入X0和X1，令X0的相位旋转0、π/2、π、3π/2，将X1和旋转后的X0分别相加，分别输出Y0-0到Y0-3。这里，当X0旋转后的相位与Φ2的相位相等时，该第1相关值Y的大小为大。其结果是，能推测出Φ2。
Φ3推测部82，与Φ2推测部80同样动作，例如输入Y0-0到Y0-3和Y1-0到Y1-3，分别输出Z0到Z15，可由第2相关值Z的大小可以推测出Φ3。Φ4推测部84与Φ2推测部82同样动作，输入Z0到Z31，输出FWT0到FWT63，并可由FWT的大小推测出Φ4，进一步推测出Φ1。
图8表示第1Φ2推测部80a的结构。第1Φ2推测部80a包括：0相位旋转部86；π/2相位旋转部88；π相位旋转部90；3π/2相位旋转部92；以及，总称为加法部94的第1加法部94a、第2加法部94b、第3加法部94c、第4加法部94d。
0相位旋转部86、π/2相位旋转部88、π相位旋转部90、3π/2相位旋转部92，分别使X0的相位旋转0、π/2、π、3π/2。这些的输出，由加法部94和X1相加。
图9表示最大值检索部52的结构。最大值检索部52包括：选择部110；近似部112；总称为比较部114的第1比较部114a、第2比较部114b、第3比较部114c、第4比较部114d、第5比较部114e、第6比较部114f、第7比较部114g；最大值比较部116；最大值存放部118；以及，最大值Index存放部120。
选择部110，输入FWT0到FWT63的64个数据，并每次输出8个数据。例如，在最初的时刻内输出FWT0到FWT7，在下一时刻输出FWT8到FWT15。
近似部112，通过近似求得沃尔什变换值FWT的大小。这里，若将沃尔什变换值FWT的同相成分和正交成分分别设为I和Q，则通过绝对值和求得大小R。
(式3)
R＝|I|+|Q|
比较部114比较8个R，选择大小最大的沃尔什变换值FWT。
最大值比较部116，在FWT0到FWT63中，与上次的8个沃尔什变换值FWT的最大值进行比较，选择大的。最终，选择在FWT0到FWT63中大小最大的沃尔什变换值FWT。选择后的沃尔什变换值FWT存放在最大值存放部118中。
最大值Index存放部120，将与最终存放在最大值存放部118中的最大沃尔什变换值FWT对应的Φ2到Φ4的组合输出。
图10表示应由最大值检索部52选择的沃尔什变换后的信号的构象(constellation)。图中的I轴和Q轴，分别表示同相成分的轴和正交成分的轴；图中的○符号，表示没有相位误差时的理想的沃尔什变换值FWT的构象。虚线，与以通常的2次方和求取沃尔什变换值FWT的大小时相同，表示给定的大小。另一方面，图中表示出的正方形，为以所述绝对值和求取与虚线对应的沃尔什变换值FWT时的大小。另外，图中I轴和Q轴上的“1”和“-1”的值，是将沃尔什变换值标准化后的值，实际的沃尔什变换值FWT也可以是这以外的值。
正方形和虚线的偏差，表示因似引起的误差，特别是在π/4、3π/4、5π/4、7π/4处变大。但是，如图所示，由于在沃尔什变换值FWT的构象应配置的相位近似的值变大，因此便于选择该沃尔什变换值FWT，提高接收特性。另一方面，如果存在相位误差和时刻误差，由于沃尔什变换值FWT的构象变至图中的×号处，因此难以选择该沃尔什变换值FWT，可能导致接收特性恶化。为了防止该情况，在本实施例中，由插补滤波器336、第1相位旋转部130、第2相位旋转部132、第2误差检测部56对相位误差和时刻误差进行修正。
图11(a)-(d)表示插补滤波器336的动作原理。图11(a)表示的不是本实施例，而是由通常的插补滤波器进行的、向高采样速率的采样速率变换的处理。即通过对通常的插补滤波器的动作进行说明，来说明本实施例的插补滤波器336的动作原理。图中的抽头“T”虽然相当于图5的延迟部340，但是延迟部340中的延迟时间如前所述是AD部324的采样速率的倒数，而“T”的延迟时间是AD部324的采样速率变为4倍后的采样速率的倒数。由AD部324采样到的信号，用图中的X(i)、X(i+1)表示。为了将它们变为4倍的采样速率而插入的信号用“0”表示。即插入没有大小的“0”来改变采样速率。由于信号“0”与任何值相乘的结果都为零，因此如图所示，只有对X(i)、X(i+1)的乘法运算有效。这里，将应与X(i)、X(i+1)相乘的系数，从图中的左侧起依次表示为“1”、“2”，因此对X(i)、X(i+1)乘以系数“1”和“5”。将乘法运算的结果相加之后输出。
图11(b)表示图11(a)中的系数的大小。如前所述，从图的左侧起将系数表示为“1”、“2”，并表示与之对应的系数的大小。这里，从系数“1”到“4”系数的大小变大，从系数“5”到“8”系数大小变小。对应图11(a)，乘法运算中使用系数“1”和系数“5”。图11(c)和图11(a)一样，表示由通常的插补滤波器进行的、向高采样速率的采样速率的变换的处理。图的结构虽然和图11(a)相同，但是图中的抽头“T”下的X(i)、X(i+1)与图11(a)相比向右移位一个。因此，只有X(i)、X(i+1)所对应的系数“2”、“6”进行有效的乘法运算。图11(d)，表示图11(c)下的系数的大小。虽然系数“1”到“8”的大小和图11(b)同样，但是对应图11(c)乘法运算中使用系数“2”和系数“6”。
根据图11(a)-(d)，当将输入的信号的采样速率变为4倍时，由于在图11(a)和(c)所示的关系下的乘法运算中，忽略对信号“0”的乘法运算，因此输入的信号的X(i)、X(i+1)相同，只改变应与其相乘的系数。即插补滤波器336的原理是：不改变输入的信号的采样速率，通过将输入信号应该乘以的系数变为与要求的时刻对应的系数，对输入的信号的时刻进行变更。
图12表示系数保持部344所保持的系数。这里，为了便于说明，将延迟部340的个数设为4，定义各个抽头系数为6位。由于“0/8码片移位序列”，规定为满足乃奎斯特条件，因此只第3系数具有给定的值，这里为6位的最大值“31”，此外系数的值为“0”。另一方面，“1/8码片移位序列”至“3/8码片移位序列”，为从“0/8码片移位序列”分别移位到“1/8码片”到“3/8码片”移位后的值。
图13表示插补滤波器336中的插补动作。在图的左端表示的输入信号相当于输入给插补滤波器336的数字接收信号200，从图的上段向下段方向相当于时间的经过。即作为输入信号输入“X1”至“X7”。另外，这些间隔，是1/2码片。抽头系数时刻移位量，表示由选择部352选择的系数保持部344所保持的系数。所谓时刻移位量“3/8”码片，相当于“3/8码片移位序列”。这里，由于在“0/8”码片中，时刻移位量为0，因此它们所表示的时刻和输入信号相当于同一时刻。另一方面由于在“3/8”码片中时刻移位量为3/8码片，因此它们所表示的时刻和输入信号相当于不同的时刻。
乘法运算处理，表示由选择部352选择出的抽头系数、和由延迟部340延迟后的数字接收信号200之间的关系。由于输入信号“X1”至“X4”间的期间，移位部342没有改变数字接收信号200和抽头系数的组合，因此输入给延迟部340的数字接收信号200依次向左逐个移位。在输入信号“X5”的时刻中，将抽头系数从“3/8码片移位序列”延迟“3/8码片”为“0/8码片移位序列”，移位部342将数字接收信号200和抽头系数的组合变为“1/2码片”前进的组合。因此输入了图中的输入信号“X5”的时刻中的乘法运算处理下的“X1”的配置，从输入了输入信号“X4”的时刻的状态起，向左移位两个。
输出信号表示从插补滤波器336输出的滤波器输出信号214。图中将输出实际信号的时刻用○符号表示，将与输出信号对应的时刻用●符号表示。输出信号“Y1”至“Y4”中，用输出信号表示时刻，从输出信号时刻起延迟了3/8码片。而在输出信号“Y5”和“Y6”中，由输出信号表示的时刻，从输出信号的时刻起延迟了1/2码片。
图14表示插补滤波器336中的插补动作。表示的是，尽管在移位部342中有必要改变数字接收信号200和抽头系数的组合，但无法改变移位部342中的组合的情况。即为在第1延迟部340a和第1乘法部346a在已经组合的状态下，出现将第1乘法部346a再向右移位的必要的情况。因此可以说，图13表示的是基本的动作，图14表示的是对应图13的动作中的特殊情况。到输入信号“X4”输入的时刻为止的动作与图13相同。输入信号“X5”输入后，选择部352将抽头系数从“3/8码片移位序列”延迟“3/8码片”至“0/8码片移位序列”。然后，由于移位部342没有改变组合，因此相当于输出信号“Y5”的时刻，从输出信号“Y5”被输出的时刻起延迟“1/2码片”。以后，由于对输入信号“X6”和“X7”，不改变抽头系数，且不改变数字接收信号200和抽头系数的组合，因此输出信号“Y6”和“Y7”，相应的时刻延迟1/2码片后直接输出。
即在上述情况下，插补滤波器336，令选择部352只改变抽头系数，输出不需要的信号“Y5”。再者，后段的FWT运算部50等即使没有输出信号“Y5”，也可以进行解调处理。另一方面，图中虽然没有表示，但是插补滤波器336，以给定的模块对表示后段的FWT运算部50等中不需要的输出信号“Y5”已被输出进行通知。其细节在后文说明。
图15(a)-(e)表示插补滤波器336中的动作时刻。图15(a)是输入给插补滤波器336的时钟，如前所述，是22MHz的时钟。图15(b)是由选择部352选择的抽头系数，中途改变系数选择。图15(c)是表示输入给乘法部346的输入信号。这里，用“0”至“21”表示的22个信号，构成一个码元、即CCK调制单位。选择部352在其中的“20”信号结束时，改变抽头系数。由于在后段的FWT运算部50等中，使用由“0”、“2”、…、“20”表示的奇数以外的11个信号，因此在考虑后段的FWT运算部50等的情况下相当于一个码元结束的边界。
另外，图中未表示，但是在同一时刻下也令移位部342改变组合。另外，可仅在“21”信号结束时，选择部352改变抽头系数的选择，移位部342改变组合。这样可在相当于一个码元的边界的时刻下，由选择部352和移位部242实施改变。图15(d)是从插补滤波器336输出的输出信号，考虑插补滤波器336中的内部处理的延迟，输出延迟后的信号。这里的内部处理的延迟是一例。图15(e)，是为了将一个码元的前端通知给后段的FWT运算部50等，通过图中未表示的信号线输出的有效信号。后段的FWT运算部50等，根据该有效信号，从有效信号起将22个信号期间识别为一个码元，或者从有效信号起每次隔一个信号将11个信号识别为一个码元。
图16(a)-(e)表示插补滤波器336中的动作时刻。虽然图16(a)-(e)分别对应图15(a)-(e)，但表示的是如图14所示的情况，即尽管在移位部342中有必要进行数字接收信号200和抽头系数组合的改变，却无法进行移位部342下的组合的改变的情况。图16(a)-(b)与图15(a)-(b)同样表示。图16(c)虽然是输入给乘法部346的信号，但与图14同样、输出对于后段的FWT运算部50等来说不需要的信号“20’”。图16(b)和(c)的关系也和图15(b)和(c)的关系同样，选择部352，在其中的“20”的信号结束时，改变抽头系数。这是由于在后段的FWT运算部50等中使用由“0”、“2”、…、“20”表示的奇数以外的11个信号，因此在考虑后段的FWT运算部50等的情况下，相当于一个码元结束的边界。另外，图16(d)也和图15(d)同样表示。图16(e)，是为了将一个符号的前端通知给后段的FWT运算部50等而输出的有效信号。后段的FWT运算部50等，若根据该有效信号，从有效信号起每次隔一个将11个信号识别为一个码元，则可将不需要的信号“20’”排出到处理对象之外。
对以上结构下的解调部26的动作进行说明。在前导信号和信头的区间中，相关器44对由均衡器42均衡后的信号进行逆扩展，PSK解调部46进行解调，据此开关部60输出输出信号202。另外，第1误差检测部48，从解调信号204中检测出相位误差，第1相位旋转部130根据检测出的相位误差修正滤波器输出信号214的相位。另一方面在数据区间中，插补滤波器336，根据时刻控制信号216修正数字接收信号200的时刻误差后输出给均衡器42，第2相位旋转部132根据相位修正信号220修正从均衡器42输入的信号的相位的误差。
第2误差检测部56，根据从第2相位旋转部132输入旋转信号218，输出时刻控制信号216和相位修正信号220。FWT运算部50，对从第2相位旋转部132输入的旋转信号218进行FWT运算后求得沃尔什变换值FWT，最大值检索部52，用绝对值和求得沃尔什变换值FWT的大小，并输出与最大的沃尔什变换值FWT对应的Φ2至Φ4的组合，Φ1解调部54输出Φ1。
图17(a)-(e)表示实施例的变形例中的插补滤波器336的动作原理。这之前说明过的插补滤波器336，规定滤波器输出信号214的采样速率与数字接收信号200的采样速率相同。但是，在变形例中，滤波器输出信号214的采样速率规定为比数据接收信号200的采样速率高。例如滤波器输出信号214的采样速率规定为数字接收信号200的采样速率的2倍。图17(a)表示的不是本变形例，而是对由通常的插补滤波器实施的、向高采样速率的采样速率的变换的处理。即通过对通常的插补滤波器的动作进行说明，与图11(a)-(d)同样来说明本变形例的插补滤波器336的动作原理。图17(a)与图11(a)相同因此省略其说明。图17(b)是从图17(a)的状态起只前进两个采样时刻后的状态。图17(c)表示由图11(a)和(b)实施的有效运算的抽头系数的大小。
图17(d)和(e)，分别对应图17(a)和(b)，将抽头延迟时间改变为从“T”至“4T”。这里，“4T”相当于由图2的AD部324实施的采样的间隔。即在图17(d)和(e)中的抽头“4T”对应图5的延迟部340。如图17(d)和(e)所示，两者不同点在于，乘法运算中使用的抽头系数的值，由抽头“4T”保持的X(i)和X(i+1)相同。即延迟部340中输入数字接收信号200后分别维持一定的值的期间内，选择部352将系数保持部344所保持的抽头系数、切换与滤波器输出信号214的采样速率和数据接收信号200的采样速率之比对应的次数，并输出给乘法部346。然后，乘法部346，每当由选择部352所选择的抽头系数变化时进行乘法运算，加法部348也每当乘法部346进行乘法运算时进行加法运算。其结果，加法部348输出具有比数字接收信号200的采样速率更高速的采样速率的滤波器输出信号214。
再者，由系数保持部344所保持的抽头系数，可保持与对滤波器输出信号214来说必要的采样速率相对应的抽头系数的值，再者，也可保持与对滤波器输出信号214来说必要的采样速率和数字接收信号200的采样速率的最大公倍数以上的采样速率相对应的值的多个系数候补。例如，当输出将数字接收信号200的采样速率变为2倍的滤波器输出信号214时，系数保持部344可保持与将数字接收信号200的采样速率变为4倍后的采样速率对应的抽头系数的值。通过保持这样的值提高输出的信号的精度。
以下，对在图13和图14中说明过的插补滤波器336的插补动作的另一变形进行说明。在图13和图14中，首先，由输出信号表示的时刻、即系数保持部344中保持的系数所表示的时刻，比输出信号的时刻迟“3/4码片”。这里对由输出信号表示的时刻、即系数保持部344保持的系数所表示的时刻、比输出信号的时刻超前“3/4码片”的情况进行说明。
图18表示插补滤波器336中的另一插补动作。图18对应图13，图18的输入信号和图13的输入信号相同。另外，图18的时刻移位量为“-3/8码片”，与图13的情况不同。乘法运算处理，表示由选择部352选择的抽头系数、和由延迟部340延迟后的数字接收信号200之间的关系。在输入信号“X1”至“X4”之间，输入给延迟部340的数字接收信号200与图13相同。但是由于图18的抽头系数的时刻移位量，和图13的情况不同，因此在输出信号“Y1”到“Y4”中，由输出信号表示的时刻，从输出信号的时刻起超前3/8码片。
在输入信号“X5”的时刻下，将抽头系数从“-3/8码片移位序列”切换为“0/8码片移位序列”，移位部342将数字接收信号200和抽头系数的组合变为延迟“1/2码片”的这种组合。其结果，在输入信号“X5”的时刻中，输入给延迟部340的数字接收信号200、与输入信号“X4”的时刻的情况相同。其结果，在输出信号“Y5”和“Y6”中，由输出信号表示的时刻，从输出信号的时刻起超前4/8码片。
图19表示插补滤波器336中的另一插补动作。表示的是，尽管在移位部342中有进行数字接收信号200和抽头系数的组合的变更的必要，却无法进行移位部342下的组合变更的情况。即在第N延迟部340n、和第M乘法部346m已经组合的状态下，产生需要将第M乘法部346m再向左移位的必要的情况。因此，可以说图18表示基本的动作，图19对应图18动作中的特殊情形。到输入信号“X4”被输入为止的动作与图18相同。输入信号“X5”被输入后，选择部352将抽头系数从“-3/8码片移位序列”切换为“0/8码片移位序列”。再有，因为移位部342没有改变组合，所以相当于输出信号“Y5”的时刻，成为相当于输入信号“X5”的时刻。因此，输出信号中，跳过了相当于输入信号“X4”的时刻的时刻输出信号。以后，对于输入信号“X6”和“X7”，不变更抽头系数，且也不变更数字接收信号200和抽头系数的组合。
即在上述的情况下，插补滤波器336，只令选择部352变更抽头系数，跳过相当于输入信号“X4”的信号“Y5”。再者，后段的FWT运算部50等即使没有被跳过的信号，也能进行解调处理。即由于FWT运算部50等是以码片间隔的信号作为处理对象，因此在1/2码片间隔的信号中，使用被跳过的信号之外的信号。另一方面，虽然图中未表示，但是插补滤波器336将跳过的情况以给定的模块通知给后段的FWT运算部50等。其细节在后文说明。
通过本发明的实施例，由于在多个时刻中预先保持着与时刻分别对应的抽头系数的多个组合，并根据给定的指示从这些时刻中选择一个来实行滤波器处理，因此由于即使在将输入的信号的时刻移位后的信号输出的情况下，也不增加抽头系数，从而能够控制电路规模的增大。另外，由于能抑制电路规模的增大，所以可抑制耗电量。另外，由于时刻的调节，不仅是抽头系数、也可通过变更应乘的信号和抽头系数组合来进行，因此能在抑制电路规模增加的同时、扩大时刻的调节范围。另外，即使在无法改变应乘的信号和抽头系数的组合的情况下，由于暂时输出不需要的信号，并将该不需要的信号的输出通知给后段的解调部，从而不会对后段的解调处理带来影响。另外，即使在应乘的信号和抽头系数的组合无法变更的情况下，由于信号输出暂时停止、并将该信号的输出停止通知给后段的解调部，从而不会对后段的解调处理带来影响。
另外，由于时刻的调节是以一个码元为单位进行的，所以对后段的解调处理没有影像。另外，即使在输出比输入的信号的采样速率更高的采样速率信号的时，由于抽头数未增加，所以可抑制电路规模的增加。另外，由于对抽头系数使用与高采样速率对应的抽头系数的值，因此提高了输出信号的精度。另外，由于对接收到的信号的绝对相位预先进行了修正，因此能够根据修正后的相位、和接收到的信号应配置的相位的误差，推测出接收到的信号的相位误差和时刻误差。另外，由于对接收到的信号的绝对相位预先进行了修正，将修正后的相位、和接收到的信号应配置的相位的误差的分散程度统计处理后推测时刻误差，因此提高了推测精度。
以上，根据实施方式对本发明进行了说明。该实施方式仅为示例，其各个构成要素和各个处理过程的组合可以生成各种变形例，这些变形例也在本发明的范围内，这点作为本领域的技术人员可以理解。
在本发明的实施例中，系数保持部344，保持有与应作为对象的所有时刻相对应的抽头系数的值。但是并不仅仅局限于此，例如，也可以不保持与“0/8码片移位序列”对应的抽头系数的值。由于在“0/8码片移位序列”中，一个抽头系数具有给定的值，除此之外的抽头系数的值均为“0”，因此指定“0/8码片”的时刻移位量的情况下，可进行将与具有给定的值的一个抽头对应的数字接收信号200输出给乘法部346、不将此外的抽头所对应的数字接收信号200输出给乘法部346这种动作。根据本变形例，由于不进行不必要的处理，因此可以简化处理。也就是说，可根据抽头系数的值，调节输出的信号的时刻。
在本发明的实施例中，解调部26解调频谱扩展之后的信号，第2误差检测部56，根据CCK调制信号的相位的误差，推测相位的误差及时刻的误差。但是并不局限于此，例如也可将没有频谱扩展的单载波(singlecarrier)信号或多载波(multicarrier)信号作为处理对象。在此情况下，单载波信号或多载波信号配置在相位空间的给定相位，第2误差检测部56同实施例一样，以误差减小的方式推测相位误差和时刻误差。根据本变形例，可以将本发明适用于各种通信系统。即，信号点可配置在给定的相位。
在本发明的实施例中，近似部112，通过绝对值和求得沃尔什变换值FWT的大小的近似值R。但是并不局限于此，例如也可以如下求取沃尔什变换值FWT的大小的近似值R。
(式4)
R＝Max{|I|，|Q|}+0.5×Min{|I|，|Q|}
另外，也可如下求得。
(式5)
R＝Max{|I|，|Q|}+0.5×Min{|I|，|Q|}-K×(Max{|I|，|Q|}-Min{|I|，|Q|})
另外，计算沃尔什变换值FWT的相位、和配置沃尔什码元的相位中的任一个的误差，若误差变小则计算与之相反变大的系数。沃尔什变换值FWT的I和Q的平方和乘以系数后，也可求得近似值R。根据本实施例，能进一步提高接收特性。也就是说，沃尔什变换值FWT的相位越接近配置沃尔什码元的相位中的任一个，近似值R的大小越大。
在本发明的实施例中，第1相位旋转部130和第2相位旋转部132，只修正接收到的信号的相位误差。但是并不局限于此，例如也可以修正相位误差之外的频率误差。根据本实施例，能将相位误差检测范围变窄，据此能够提高相位误差的检测精度，从而可提高接收特性。即可以修正接收到的信号的相位误差。

Claims (11)

1、一种数字滤波器，其特征在于：
具备：输入部，其输入以给定的时刻采样的数据；
延迟部，其将所述输入的数据通过多个抽头依次延迟；
管理部，其对应与由所述多个抽头依次延迟的多个数据分别相乘的多个系数进行管理；
乘法部，其将由所述多个抽头依次延迟的多个数据、和所述多个系数分别相乘；以及，
加法部，其将由所述乘法部乘法运算后的数据相加，
所述管理部，分别对所述多个系数，预先保持与采样的多种时刻对应的多个系数的候补，通过切换所述保持的多个系数的候补的选择，来切换与由所述加法部加法运算后的数据相对应的采样的时刻。
2、根据权利要求1所述的数字滤波器，其特征在于：
由所述加法部加法运算后的数据的采样速率，规定为与输入给所述输入部的数据的采样速率相同，
所述管理部，作为所述保持的多个系数的候补，分别保持与给定的时刻对应的值、和与根据抽头的间隔将所述给定的时刻移位后的时刻对应的值。
3、根据权利要求1或2所述的数字滤波器，其特征在于，
还具备移位部，其切换应由所述乘法部乘法运算的所述多个数据和所述多个系数的组合。
4、根据权利要求3所述的数字滤波器，其特征在于，还具备：
受理部，其受理由所述加法部加法运算后的数据所要求的采样时刻；以及，
控制部，其根据所述受理的时刻，指示所述移位部进行组合的切换，且指示所述管理部进行选择的切换。
5、根据权利要求4所述的数字滤波器，其特征在于，
所述控制部，在尽管有必要进行所述移位部中的组合的切换、却无法进行所述移位部中的组合的切换时，通过在所述管理部中实施选择的切换，从所述加法部中输出位于后段的处理装置的处理中不需要的、加法运算后的数据，
还具备通知部，当从所述加法部中输出所述不需要的加法运算后的数据时，将该情况通知给所述处理装置。
6、根据权利要求4所述的数字滤波器，其特征在于，
所述控制部，在尽管有必要进行所述移位部中的组合的切换、却无法进行所述移位部中的组合的切换时，通过在所述管理部中实施选择的切换，在所述加法部应输出给位于后段的处理装置的数据之中、至少跳过一个，
还具备通知部，当在所述加法部应输出的数据之中、跳过了至少一个时，将该情况通知给所述处理装置。
7、根据权利要求4～6的任一项所述的数字滤波器，其特征在于，
输入给所述输入部的数据，以多个数据构成一个组，
所述控制部，在相当于所述一个组的边界的时刻，指示所述移位部进行组合的切换，且指示所述管理部进行选择的切换。
8、根据权利要求1所述的数字滤波器，其特征在于，
由所述加法部加法运算后的数据的采样速率，被规定为比输入给所述输入部的数据的采样速率更高，
所述管理部，在将用所述多个抽头依次延迟的多个数据分别保持为一定的值的期间，将所述保持的多个系数的候补，切换与由所述加法部加法运算的数据的采样速率、和输入给所述输入部中的数据的采样速率之比相对应的次数，
所述乘法部，对分别维持为一定值的多个数据，实施所述多次的乘法运算，
所述加法部，实施所述多次的加法运算。
9、根据权利要求8所述的数字滤波器，其特征在于，
所述管理部，保持与为由所述加法部加法运算的数据的采样速率、和输入给所述输入部的数据的采样速率的最大公倍数以上的采样速率相对应的值的多个系数的候补。
10、一种接收装置，其特征在于：
具备：输入部，其根据给定的时刻，输入对接收到的数据采样后的数据；
延迟部，其将所述输入的数据通过多个抽头依次延迟；
管理部，其对应与由所述多个抽头依次延迟的多个数据分别相乘的多个系数进行管理；
乘法部，其将由所述多个抽头依次延迟的多个数据、和所述多个系数分别相乘；
加法部，其将由所述乘法部乘法运算后的数据相加；以及，
解调部，对所述加法运算后的数据进行解调，
所述管理部，分别对所述多个系数，预先保持与采样的多种时刻对应的多个系数的候补，通过切换所述保持的多个系数的候补的选择，来切换与由所述加法部加法运算后的数据相对应的采样的时刻。
11、一种调节方法，其特征在于：
在将通过对以给定时刻采样的数据用多个抽头依次进行延迟而得到的多个数据、和多个系数分别相乘，并将乘法运算后的数据相加时，分别对所述多个系数，预先保持与采样的多种的时刻相对应的多个系数的候补，通过切换所述保持的多个系数的候补，来切换与所述加法运算后的数据相对应的采样的时刻。
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